JP2010176917A - 放電灯点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】 非対称電流による不安定な点灯を避けながらも始動性が確保される放電灯点灯装置及び照明器具を提供する。
【解決手段】 放電灯の始動時、始動部が発生させる高電圧により放電灯を始動させる始動期間Ｐ１の後、放電灯の点灯維持のための交流電力を電力変換部から放電灯に出力させる定常期間Ｐ３を開始する前に、放電灯の各電極を加熱するために放電灯への出力の周波数を所定時間にわたって定常期間中よりも高くする電極加熱期間Ｐ２が設けられている。電極加熱期間Ｐ２の終了時に、放電灯への出力電流Ｉｌａが正負対称であると判定されていれば、定常期間Ｐ３に移行する。一方、出力電流Ｉｌａが正負非対称であると判定されていれば、始動期間Ｐ１での動作に対し極性間の出力電流の差を減少させるような変更が加えられた動作が行われる再始動期間Ｐ４に移行する。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯点灯装置及び照明器具に関するものである。

従来から、HID(High-intensity discharge lamp)とも呼ばれる高圧放電灯のような熱陰極型の放電灯を点灯させる放電灯点灯装置として、直流電力を入力されて交流電力を出力する電力変換部と、電力変換部を制御する制御部とを備える放電灯点灯装置が提供されている。

さらに、この種の放電灯点灯装置として、制御部が、放電灯の始動時、電力変換部の出力電圧を比較的に高くして放電灯を始動させる始動動作の後、放電灯の点灯維持のための交流電力を電力変換部から放電灯に出力させる定常動作を開始する前に、放電灯の各電極の加熱のために、電力変換部の出力電力の周波数を比較的に高くする電極加熱動作を行うものが提供されている（例えば、特許文献１参照）。

上記の放電灯点灯装置によれば、電極加熱動作が行われない場合に比べて定常動作への移行後の放電が安定し、立ち消えが抑制される。

特表２００５−５０７５５３号公報

ここで、図２６（ａ）に示すように、始動動作が行われる始動期間Ｐ１の後の、電極加熱動作が行われる電極加熱期間Ｐ２が短いと、定常動作が行われる定常期間Ｐ３の開始前に、放電灯の電極が十分に加熱されず、放電灯への出力電流（以下、「ランプ電流」と呼ぶ。）が極性間で不均一となる。このように放電灯の電極が十分に加熱されないまま定常動作に移行すると、定常動作への移行後に放電が不安定となり立ち消えが発生する可能性がある。従って、図２６（ｂ）に示すように電極加熱期間Ｐ２を十分に長くする必要があるが、必要な電極加熱期間Ｐ２の長さ（電極加熱動作の継続時間）は、放電灯毎に異なる。

しかし、接続が想定される放電灯のうち最も長時間の電極加熱動作を必要とする放電灯に合わせて電極加熱動作の継続時間を決定すると、その継続時間は他の放電灯に対しては過剰となる。電極加熱動作は、定常動作よりも大きい電力を電力変換部から出力させるものであるため、放電灯の寿命に対する悪影響を抑えるためには、電極加熱動作の継続時間を、なるべく短くする必要がある。

本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、非対称電流による不安定な点灯を避けながらも始動性が確保される放電灯点灯装置及び照明器具を提供することにある。

請求項１の発明は、直流電力を入力されて交流電力を出力する電力変換部と、電力変換部の出力端間に放電灯とともに接続されて放電灯の始動のための高電圧を発生させる始動部と、電力変換部を制御する制御部とを備え、制御部は、放電灯の始動時、始動部が発生させる高電圧により放電灯を始動させる始動動作の後、放電灯の点灯維持のための交流電力を電力変換部から放電灯に出力させる定常動作を開始する前に、放電灯の各電極を加熱するために電力変換部の出力の周波数を所定時間にわたって定常動作中よりも高くする電極加熱動作を行うものであって、電力変換部から放電灯に出力される出力電流が正負対称であるか否かを判定する対称判定部を備え、制御部は、電極加熱動作の終了時に、対称判定部により出力電流が正負対称であると判定されていれば定常動作に移行し、対称判定部により出力電流が正負非対称であると判定されていれば極性間の出力電流の差を減少させるような変更が始動動作に対して加えられた再始動動作の後に再び電極加熱動作を行うことを特徴とする。

この発明によれば、出力電流が正負非対称であると判定されていれば定常動作への移行が行われないことにより、非対称電流による不安定な点灯が避けられる。また、出力電流が正負非対称であると判定されたときには極性間の出力電流の差を減少させる再始動動作が行われることにより、出力電流が正負非対称であると判定されたときに動作が停止される場合や単に始動動作に戻る場合に比べて始動性が向上する。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、電力変換部は、入力された直流電力を降圧する降圧チョッパ回路と、降圧チョッパ回路が出力した直流電力を交番するフルブリッジ回路とからなることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１の発明において、電力変換部はフルブリッジ回路からなり、制御部は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのデューティ比によって電力変換部の出力電力を制御することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１の発明において、電力変換部はハーフブリッジ回路からなり、制御部は、ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのデューティ比によって電力変換部の出力電力を制御することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、始動動作は始動用の高電圧パルスを両極性についてそれぞれ放電灯へ出力するものであって、再始動動作は始動用の高電圧パルスを電力変換部の出力電流が少なかった極性についてのみ放電灯へ出力するものであることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、始動動作は始動用の高電圧パルスを両極性についてそれぞれ放電灯へ出力するものであって、再始動動作は始動用の高電圧パルスの個数を電力変換部の出力電流が少なかった一方の極性で他方の極性よりも多くするものであることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかの発明において、再始動動作は、電力変換部の出力電流が少なかった極性について電力変換部の出力電圧の振幅を始動動作よりも大きくするものであることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、再始動動作は電力変換部の出力電流が少なかった極性の出力が継続される時間を始動動作で該極性の出力が継続される時間よりも長くするものであることを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項１〜８のいずれかの発明において、制御部は、再始動動作を開始する前に、所定の停止時間にわたって電力変換部からの交流電力の出力を停止させる停止動作を行うことを特徴とする。

この発明によれば、停止動作中に放電灯内のガスが安定することにより、停止動作が行われない場合に比べ、出力電流の非対称状態が解消されやすくなる。

請求項１０の発明は、請求項１〜９のいずれかの発明において、制御部は、電極加熱動作の終了時に対称判定部によって出力電流の非対称が判定された回数を計数し、該回数が所定の上限回数に達したとき、電力変換部からの交流電力の出力を停止させることを特徴とする。

この発明によれば、再始動動作と電極加熱動作とがが際限なく繰り返されて回路部品に不要な電気的ストレスがかかるようなことを防ぐことができる。

請求項１１の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置を保持する器具本体とを備えることを特徴とする。

請求項１の発明によれば、制御部は、電極加熱動作の終了時に、対称判定部により出力電流が正負対称であると判定されていれば定常動作に移行し、対称判定部により出力電流が正負非対称であると判定されていれば極性間の出力電流の差を減少させるような変更が始動動作に対して加えられた再始動動作の後に再び電極加熱動作を行うので、出力電流が正負非対称であると判定されていれば定常動作への移行が行われないことにより、非対称電流による不安定な点灯が避けられる。また、出力電流が正負非対称であると判定されたときには極性間の出力電流の差を減少させる再始動動作が行われることにより、出力電流が正負非対称であると判定されたときに動作が停止される場合や単に始動動作に戻る場合に比べて始動性が向上する。

請求項９の発明によれば、制御部は、再始動動作を開始する前に、所定の停止時間にわたって電力変換部からの交流電力の出力を停止させる停止動作を行うので、停止動作中に放電灯内のガスが安定することにより、停止動作が行われない場合に比べ、出力電流の非対称状態が解消されやすくなる。

請求項１０の発明によれば、制御部は、電極加熱動作の終了時に対称判定部によって出力電流の非対称が判定された回数を計数し、該回数が所定の上限回数に達したとき、電力変換部からの交流電力の出力を停止させるので、再始動動作と電極加熱動作とがが際限なく繰り返されて回路部品に不要な電気的ストレスがかかるようなことを防ぐことができる。

本発明の実施形態の動作を示す説明図である 同上を示す回路ブロック図である。 同上の対称判定部を示す回路図である。 同上の対称判定部の動作の一例を示す説明図であり、（ａ）はランプ電流が対称である場合を示し、（ｂ）はランプ電流が非対称である場合を示す。 同上において制御部から各スイッチング素子に入力される駆動信号の一例を示す説明図である。 同上の動作の一例を示す説明図である。 同上の動作の一例を示す流れ図である。 同上の動作の変更例を示す流れ図である。 同上の動作の別の変更例を示す流れ図である。 同上の変更例を示す回路ブロック図である。 図１０の変更例において制御部から各スイッチング素子に入力される駆動信号の一例を示す説明図である。 同上の別の変更例を示す回路ブロック図である。 図１２の変更例において制御部から各スイッチング素子に入力される駆動信号の一例を示す説明図である。 同上の更に別の変更例の動作であって非対称電流が発生していない場合の動作を示す説明図である。 図１４の変更例において制御部から各スイッチング素子に入力される駆動信号の一例を示す説明図である。 図１４の変更例の回路の一例を示す回路ブロック図である。 図１４の変更例の動作であって非対称電流が発生している場合の動作の一例を示す説明図である。 図１４の変更例の動作であって非対称電流が発生している場合の動作の別の例を示す説明図である。 図１４の変更例の動作であって非対称電流が発生している場合の動作の更に別の例を示す説明図である。 図１４の変更例の動作であって非対称電流が発生している場合の動作の別の例を示す説明図である。 同上の対称判定部の変更例を示す回路図である。 同上の変更例においてランプ電流が少なかった極性でのランプ電圧の再始動動作での振幅と非対称電圧との関係の一例を示す説明図である。 同上を用いた照明器具の一例を示す斜視図である。 同上を用いた照明器具の別の例を示す斜視図である。 同上を用いた照明器具の更に別の例を示す斜視図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれランプ電流の波形の例を示す説明図であり、（ａ）は電極加熱動作の継続時間が不足している場合を示し、（ｂ）は電極加熱動作の継続時間が十分に長い場合を示す。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

本実施形態の放電灯点灯装置１は、図２に示すように、HID(High-intensity discharge lamp)とも呼ばれる高圧放電灯のような熱陰極型の放電灯Ｌａを点灯させるものであって、直流電源Ｅから入力された直流電力を交流電力に変換する電力変換部として、４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されたフルブリッジ回路を備える。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、本実施形態では電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いている。また、上記のフルブリッジ回路の一方の出力端、すなわち、それぞれ２個ずつのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成され直流電源Ｅの出力端間に互いに並列に接続された２個の直列回路のうち一方の直列回路を構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点は、第１インダクタＬ１とカレントトランスＣＴ１の一次巻線との直列回路を介して放電灯Ｌａの一端（つまり一方の電極）に接続されている。さらに、上記のフルブリッジ回路の他方の出力端、すなわち、他方の直列回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、第２インダクタＬ２を介して放電灯Ｌａの他端（つまり他方の電極）に接続されている。また、上記他方の直列回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、カレントトランスＣＴ１の一次巻線と第１インダクタＬ１との接続点との間には、第１コンデンサＣ３が接続されている。さらに、第２インダクタＬ２はタップが設けられたいわゆるオートトランスとなっており、このタップはコンデンサＣ４を介してグランドに接続されている。すなわち、第１インダクタＬ１と、第１コンデンサＣ３と、第２インダクタＬ２と、第２コンデンサＣ４とは、放電灯Ｌａとともに、電力変換部の出力端間に接続された共振回路（以下、「負荷回路」と呼ぶ。）を構成する。

さらに、本実施形態は、カレントトランスＣＴ１の２次巻線に接続されて放電灯Ｌａに出力される電流（以下、「ランプ電流」と呼ぶ。）Ｉｌａが正負対称であるか否かを判定する対称判定部２と、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ駆動する制御部３とを備える。

対称判定部２は、図３に示すように、それぞれ非反転入力端子がダイオードＤ１，Ｄ２を介してカレントトランスＣＴ１の２次巻線の一端ずつに接続され反転入力端子には所定の対称判定電圧Ｖｓが入力された２個のコンパレータＣＰ１，ＣＰ２と、これら２個のコンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力の論理積を制御部３へ出力する論理積回路ＡＮＤとを有する。カレントトランスＣＴ１の２次巻線の中央にはタップが設けられており、このタップはグランドに接続されている。さらに、各コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の非反転入力端子とダイオードＤ１，Ｄ２との接続点は、それぞれコンデンサＣ１，Ｃ２を介してグランドに接続されている。すなわち、各コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２は、それぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２の出力電圧Ｖａ１，Ｖａ２のピーク値すなわちコンデンサＣ１，Ｃ２毎に対応する向き（極性）のランプ電流Ｉｌａのピーク値に応じた電圧となるのであり、この充電電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２がコンデンサＣ１，Ｃ２に対応するコンパレータＣＰ１，ＣＰ２の非反転入力端子にそれぞれ入力される。図４（ａ）に示すようにランプ電流Ｉｌａが対称である場合には、各コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２がともに対称判定電圧Ｖｓを上回ることにより、論理積回路ＡＮＤの出力（すなわち対称判定部２の出力。以下、「判定出力」と呼ぶ。）ＶｅはＨレベルとなる。一方、図４（ｂ）に示すようにランプ電流が非対称である場合には、一方のコンデンサＣ２の充電電圧Ｖｂ２が対称判定電圧Ｖｓを下回ることにより、判定出力ＶｅはＬレベルとなる。つまり、判定出力ＶｅがＨレベルであることは、放電灯Ｌａに出力される電力が対称であると対称判定部２によって判定されたことを意味し、逆に、判定出力ＶｅがＬレベルであることは、放電灯Ｌａに出力される電力が非対称であると対称判定部２によって判定されたことを意味する。

制御部３は、互いに対角に位置するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４同士が同時にオンされ且つ互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４同士が交互にオンオフされるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ駆動する。これにより、直流電源Ｅから入力された直流電力が交流電力に変換されるのであり、この交流電力の周波数は、上記のオンオフ駆動による極性反転の周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）となる。

以下、制御部３の動作を、図５〜図７を用いてより具体的に説明する。ここで、図５は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に入力される駆動信号、具体的にはゲートソース間にかけられる電圧を示しており、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はそれぞれ上記の駆動信号がＨレベルである期間にオンされ、上記の駆動信号がＬレベルである期間にオフされる。

電源が投入される（Ｓ１）と、制御部３は、まず放電灯Ｌａにおいて放電を開始させるための始動動作を開始する（Ｓ２）。始動動作を行う始動期間Ｐ１中には、制御部３は、動作周波数を数百ｋＨｚとして、数十ｋＨｚ程度の幅を持った範囲内で動作周波数を周期的に変化させる。この始動期間Ｐ１中に、動作周波数が、第２インダクタＬ２のオートトランスとしての一次巻線部分すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とタップとの間の部位と、第２コンデンサＣ４とが構成する共振回路の共振周波数（またはその整数分の１）となり、このとき発生した共振電圧がオートトランスとしての第２インダクタＬ２によって昇圧されることで、放電灯Ｌａに出力される電圧（以下、「ランプ電圧」と呼ぶ。）Ｖｌａが、始動すなわち放電の開始に必要な電圧（例えば３〜４ｋＶ）に達し、放電灯Ｌａが始動する。すなわち、第２インダクタＬ２と第２コンデンサＣ４とが請求項における始動部を構成している。図６の例では、上記の周期的な動作周波数の変化の３周期目で放電灯Ｌａが始動してランプ電流Ｉｌａが流れ始め、放電灯Ｌａの始動に伴うインピーダンスの変化によりランプ電圧Ｖｌａの振幅が低下している。

制御部３は、上記の始動動作を所定時間継続した後、始動動作を終了し、始動動作中よりも動作周波数を小さく（例えば数十ｋＨｚに）する電極加熱動作を行う電極加熱期間Ｐ２に移行する（Ｓ３）。電極加熱動作中の動作周波数は、後述する定常動作中の動作周波数に比べ、フルブリッジ回路の出力端間に接続された負荷回路の共振周波数に近い、比較的に高い周波数であり、これにより、放電灯Ｌａの各電極の加熱がなされる。電極加熱動作を所定時間継続した後、制御部３は、対称判定部２の出力を参照し（Ｓ４）、ランプ電流Ｉｌａが対称であることが対称判定部２によって判定されていれば（すなわち判定出力ＶｅがＨレベルであれば）定常動作に移行する（Ｓ５）。

定常動作を行う定常期間Ｐ３中には、制御部３は、動作周波数を電極加熱動作中よりもさらに低く（例えば数十ｋＨｚに）することで、放電灯Ｌａの点灯維持のための矩形波交流電力を放電灯Ｌａに供給する。また、定常動作中には、制御部３は、一方の直列回路の各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については対角に位置するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンされている期間中にも常にはオンせず所定のデューティ比でオンオフすることで放電灯Ｌａへの供給電力を調整するというＰＷＭ制御を行う。さらに、定常動作中には、制御部３は、例えばランプ電流Ｉｌａに基いて放電灯Ｌａの立ち消えを検出する（Ｓ６）とともに、立ち消えが検出されたときには定常動作を終了してステップＳ２の始動動作に戻る。

一方、ステップＳ４において、ランプ電流Ｉｌａが非対称であることが対称判定部２によって判定されていれば（すなわち判定出力ＶｅがＬレベルであれば）再始動動作に移行する（Ｓ７）。具体的には、制御部３は、再始動動作の開始時に、まず、例えば対称判定部２の各コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力を得ることにより、いずれの極性でランプ電流が少なくなっているかを検出する。再始動動作は、例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、ランプ電流Ｉｌａが少なくなっている極性（すなわちランプ電圧Ｖｌａが高くなっている極性）に電圧をかけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の組のオンデューティを始動動作よりも高く（つまり残り２個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティは始動動作よりも低く）したものである。例えば図１に示すように１回目の電極加熱期間Ｐ２中のランプ電流Ｉｌａが正極性よりも負極性で多くなっていれば、続いて再始動動作が行われる再始動期間Ｐ４中には正方向に電圧をかけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティをより高くすることでランプ電圧Ｖｌａの振幅を負極性よりも正極性で大きくする。制御部４は、再始動動作を所定時間（例えば始動動作と同じ時間）継続した後、ステップＳ３の電極加熱動作を再開する。図１の例では、２回目の電極加熱期間Ｐ２の終了時にランプ電流Ｉｌａが対称となり、その後に定常期間Ｐ３への移行がなされている。

上記構成によれば、ランプ電流Ｉｌａが非対称と判定されたときに単に始動動作に戻る場合に比べ、ランプ電流Ｉｌａの非対称状態が短時間で解消されやすい。

なお、図８に示すように、ステップＳ４でランプ電流Ｉｌａが非対称と判定された後、ステップＳ７の再始動動作に移行する前に、制御部３が所定の停止時間にわたって全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフさせることにより放電灯Ｌａへの電力の出力を停止させる停止動作（Ｓ８）を行ってもよい。この構成を採用すれば、停止動作中に放電灯Ｌａ内のガスが安定することで、ランプ電流Ｉｌａの非対称状態がより解消されやすくなる。

また、再始動動作が行われる回数に制限を設けてもよい。具体的には、図９に示すように、制御部３は、ステップＳ４においてランプ電流Ｉｌａの非対称が判定された回数（以下、「再始動回数」と呼ぶ。）を計数する（Ｓ９）とともに、再始動回数を所定の上限回数と比較し（Ｓ１０）、再始動回数が上限回数に達していなければステップＳ７の再始動動作に移行する一方、再始動回数が上限回数に達していれば例えば各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をそれぞれオフすることにより放電灯Ｌａへの給電を停止させる（Ｓ１１）。すなわち再始動動作は上限回数以上は行われないのであり、これにより、再始動動作と電極加熱動作とがが際限なく繰り返されて回路部品に不要な電気的ストレスがかかるようなことを防ぐことができる。

また、回路構成は上記に限られず、図２のようなフルブリッジ回路に代えて、図１０に示すように、一方の直列回路を構成する各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をそれぞれコンデンサＣ５，Ｃ６に置換したようなハーフブリッジ回路を採用してもよい。この場合、図１１に示すように、互いに直列に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ駆動は、始動期間Ｐ１と電極加熱期間Ｐ２とでは図２〜図６の例と共通であるが、定常期間Ｐ３では、極性を反転させない期間中にオンされるべきスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフのデューティ比によって放電灯Ｌａへの出力電力を調整するＰＷＭ制御が行われる。

または、図１２に示すように、直流電源Ｅの出力電圧を降圧してフルブリッジ回路に出力する降圧チョッパ回路４を設けてもよい。この場合、請求項における電力変換回路は、４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が構成するフルブリッジ回路と上記の降圧チョッパ回路４とで構成される。図１２の例では、降圧チョッパ回路４は、一端が直流電源Ｅの高電圧側の出力端に接続され他端がインダクタＬ０を介してフルブリッジ回路の入力端に接続されたスイッチング素子Ｑ０と、カソードがスイッチング素子Ｑ０とインダクタＬ０との接続点に接続されアノードがグランドに接続されたダイオードＤ０と、フルブリッジ回路の入力端間すなわち降圧チョッパ回路４の出力端間に接続されたコンデンサＣ０とを備える。また、図１２の例では、負荷回路から第２インダクタＬ２と第２コンデンサＣ４とがそれぞれ省略されており、始動動作では、第１コンデンサＣ３と第１インダクタＬ１とからなる共振回路の共振により放電灯Ｌａに始動用の高電圧が出力される。すなわち、第１コンデンサＣ３と第１インダクタＬ１とが請求項における始動部を構成している。さらに、図１３に示すように、制御部３は、降圧チョッパ回路４のスイッチング素子Ｑ０のオンオフのデューティ比によって放電灯Ｌａへの供給電力を制御するので、定常期間Ｐ３中であってもフルブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフによるＰＷＭ制御は行われない。

または、図１４に示すように始動期間Ｐ１中に放電灯Ｌａの始動用の高電圧パルスを発生させる始動部としてのパルス発生回路を設けてもよい。この場合、図１５に示すように始動期間Ｐ１中の動作周波数は電極加熱期間Ｐ２中の動作周波数と同じとすることができる。具体的には例えば、第２インダクタＬ２と第２コンデンサＣ４とを設ける代わりに、図１６に示すように、一次巻線が第１コンデンサＣ３とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２との接続点と放電灯Ｌａとの間に接続されるとともに２本の２次巻線を有するパルストランスＰＴ１を設ける。さらに、抵抗Ｒ１と第３コンデンサＣ５との直列回路をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並列に直流電源Ｅの出力端間に接続するとともに、パルストランスＰＴ１の２次巻線のそれぞれ異なる一端を抵抗Ｒ１と第３コンデンサＣ５との接続点に接続し、各２次巻線の他端はそれぞれ１個ずつのスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７を介してグランドに接続する。すなわち、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７の一方がオンされると、オンされたスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７に応じた極性のパルス電圧がランプ電圧Ｖｌａに重畳される。制御部３は、始動動作中や再始動動作中の適宜のタイミングで上記パルス発生回路のスイッチング素子Ｑ６，Ｑ７をオンオフ制御することで、始動用のパルス電圧を発生させる。つまり、図１６の例では、パルストランスＰＴ１と、抵抗Ｒ１と、第３コンデンサＣ５と、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７とが、パルス発生回路すなわち始動部を構成している。上記のように始動用のパルスを発生させる極性を制御可能なパルス発生回路を用い、始動動作では各極性で上記パルスを均等に発生させる場合、再始動動作としては、図１の例と同様にフルブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティを変更することで図１７に示すようにランプ電流Ｉｌａが少なかった（ランプ電圧Ｖｌａが高かった）極性での振幅を大きくしてもよいし、図１８に示すようにランプ電流Ｉｌａが少なかった（ランプ電圧Ｖｌａが高かった）一方の極性での上記パルスの個数を他方の極性での上記パルスの個数よりも多く（例えば前記一方の極性での上記パルスの個数を始動動作での個数と同程度とするとともに前記他方の極性での上記パルスの個数を０に）するような動作としてもよいし、図１９の例や図２０の例のように、図１７の例のようなフルブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティの変更と図１８の例のような一方の極性のみでのパルスの発生とをともに行ってもよい。図２０の例の始動期間Ｐ１及び再始動期間Ｐ４では、それぞれ、フルブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフの周波数を十分に低く（例えば定常期間Ｐ３での周波数程度に）していることによりランプ電圧Ｖｌａは矩形波となり、ランプ電圧Ｖｌａの振幅自体は極性毎に略同じとなっている。

また、対称判定部２は図３に示すようなものに限られず、例えば図２１に示すようなものとしてもよい。図２１の対称判定部２は、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２に代えて、各コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２をそれぞれ入力されてその差の絶対値｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜を演算するとともに所定の判定閾値と比較する演算部２１を備える。演算部２１は、上記の絶対値｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜が判定閾値未満であればランプ電流Ｉｌａは対称であると判定して制御部３への出力（判定出力）ＶｅをＨレベルとし、上記の絶対値｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜が判定閾値以上であればランプ電流Ｉｌａは非対称であると判定して判定出力ＶｅをＬレベルとする。

さらに、制御部３が、ランプ電流Ｉｌａの非対称の程度に応じた再始動動作を行うようにしてもよい。具体的には例えば図２１のような対称判定部２が用いられる場合に、各コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２の差の絶対値（以下、「非対称電圧」と呼ぶ。）｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜を演算部２１から得て、非対称電圧｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜が大きいほど、例えばフルブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンデューティの差を大きくすることで、図２２に示すようにランプ電流Ｉｌａが小さかった極性での高電圧パルス以外でのランプ電圧Ｖｌａのピーク値（以下、単に「ピーク電圧」と呼ぶ。）Ｖｐを高くする。図２２の例では、ピーク電圧Ｖｐを、非対称電圧｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜が０のときに最低値Ｖｐｂとし、非対称電圧｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜が所定の最大電圧Ｖｔ以上であれば最高値Ｖｐｔとし、非対称電圧｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜が最大電圧Ｖｔ以下であれば非対称電圧｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜に対して直線状に単調増加するようにしている。ここで、最大電圧Ｖｔはランプ電流Ｉｌａの振幅が一方の極性で０となるときに非対称電圧｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜がとると予想される値である。また、ピーク電圧Ｖｐの最高値Ｖｐｔは、いずれの回路部品についてもかかる電圧が耐圧を上回らない程度に低い値とされている。また、実際には非対称電圧｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜が０のときには再始動動作は行われないが、上記の最低値Ｖｐｂは例えば正常な始動動作においてランプ電圧Ｖｌａのパルス以外での振幅がとると予想される値である。

上記の各種の放電灯点灯装置１は、例えば図２３〜図２５に示すような照明器具５に用いることができる。図２３〜図２５の照明器具５は、それぞれ、放電灯点灯装置１を収納した器具本体５１と、放電灯Ｌａを保持した灯体５２とを備える。また、図２３の照明器具５と図２４の照明器具５とは、それぞれ、放電灯点灯装置１と放電灯Ｌａとを電気的に接続する給電線５３を備える。図２３の照明器具５は器具本体５１と灯体５２とがともに天井面に対して固定されるダウンライトであり、図２４の照明器具５と図２５の照明器具５とはそれぞれ天井面等の取付面に対して固定される器具本体５１に対して灯体５２が首振り可能に取り付けられたスポットライトである。上記のような各種の照明器具５は周知技術で実現可能であるので、詳細な説明は省略する。

１ 放電灯点灯装置
２ 対称判定部
３ 制御部
４ 降圧チョッパ回路
５ 照明器具
５１ 器具本体
Ｌａ 放電灯

Claims (11)

1. 直流電力を入力されて交流電力を出力する電力変換部と、
   電力変換部の出力端間に放電灯とともに接続されて放電灯の始動のための高電圧を発生させる始動部と、
   電力変換部を制御する制御部とを備え、
   制御部は、放電灯の始動時、始動部が発生させる高電圧により放電灯を始動させる始動動作の後、放電灯の点灯維持のための交流電力を電力変換部から放電灯に出力させる定常動作を開始する前に、放電灯の各電極を加熱するために電力変換部の出力の周波数を所定時間にわたって定常動作中よりも高くする電極加熱動作を行うものであって、
   電力変換部から放電灯に出力される出力電流が正負対称であるか否かを判定する対称判定部を備え、
   制御部は、電極加熱動作の終了時に、対称判定部により出力電流が正負対称であると判定されていれば定常動作に移行し、対称判定部により出力電流が正負非対称であると判定されていれば極性間の出力電流の差を減少させるような変更が始動動作に対して加えられた再始動動作の後に再び電極加熱動作を行うことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 電力変換部は、入力された直流電力を降圧する降圧チョッパ回路と、降圧チョッパ回路が出力した直流電力を交番するフルブリッジ回路とからなることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 電力変換部はフルブリッジ回路からなり、制御部は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのデューティ比によって電力変換部の出力電力を制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
4. 電力変換部はハーフブリッジ回路からなり、制御部は、ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのデューティ比によって電力変換部の出力電力を制御することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
5. 始動動作は始動用の高電圧パルスを両極性についてそれぞれ放電灯へ出力するものであって、再始動動作は始動用の高電圧パルスを電力変換部の出力電流が少なかった極性についてのみ放電灯へ出力するものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
6. 始動動作は始動用の高電圧パルスを両極性についてそれぞれ放電灯へ出力するものであって、再始動動作は始動用の高電圧パルスの個数を電力変換部の出力電流が少なかった一方の極性で他方の極性よりも多くするものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
7. 再始動動作は、電力変換部の出力電流が少なかった極性について電力変換部の出力電圧の振幅を始動動作よりも大きくするものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
8. 再始動動作は電力変換部の出力電流が少なかった極性の出力が継続される時間を始動動作で該極性の出力が継続される時間よりも長くするものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
9. 制御部は、再始動動作を開始する前に、所定の停止時間にわたって電力変換部からの交流電力の出力を停止させる停止動作を行うことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
10. 制御部は、電極加熱動作の終了時に対称判定部によって出力電流の非対称が判定された回数を計数し、該回数が所定の上限回数に達したとき、電力変換部からの交流電力の出力を停止させることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置を保持する器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。

Images