CN100337394C - 电阻、电容、二极管复位双管正激变换器 - Google Patents

Abstract

电阻、电容、二极管复位双管正激变换器包括直流电源，变压器，两个主开关，第一主开关的漏极与电源的正极相连电路，第二复位支路是个二极管，或第一复位支路是个二极管，第二复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，或两个复位支路均是由电阻和电容并，源极与变压器原边的一端相连，第二主开关的源极与电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，变压器的副边与整流电路相连。在电源的正极和第二主开关漏极间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源极间接有第二复位支路，其中，第一复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的联后再与二极管串联的电路，该变换器主开关的电压应力低，占空比可大于50%，电阻损耗低，可用于高输入电压，宽变化范围，高效率要求的场合。

Description

电阻、电容、二极管复位双管正激变换器

                            技术领域

本发明涉及电阻、电容、二极管(简称RCD)复位双管正激变换器，更特别地说，它涉及包含DC/DC变换器的电源供应装置。

                            背景技术

已有技术的电阻、电容、二极管(简称RCD)复位单管正激变换器如图1所示，其结构简单，并且占空比可以大于50％，适用于宽范围低成本场合。但是其主开关S的电压应力比较大，通常在输入电压的两倍以上，所以不适合应用于高电压输入场合。另外，其复位方式是耗能的复位方式，它的励磁能量最终都消耗在电阻R上。复位电阻R需要采用功率比较大的电阻，不仅增加了变换器的体积，而且变换器的效率也大打折扣。

为了降低主开关的电压应力，有人提出了如图2所示的双管正激变换器。它包括直流电源V_in，变压器T_R，两个主开关S1、S2，主开关S1的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，主开关S2的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在主开关S1漏极与电源正极的接点和主开关S2漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路D2，在主开关S2源极与电源负极的接点和主开关S1源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路D₁，变压器的副边绕组与整流电路相连。该变换器每个主开关的电压应力等于输入电压，是单管正激的一半左右，适用于高压输入场合，因此也有人将它归为三电平变换器的一种。双管正激变换器是利用输入电压给变压器进行复位。结构上也非常简单，激磁能量也没有浪费，而是回馈到输入侧。但是这种双管正激变换器有它的致命缺点：只能工作在占空比小于50％的状态，所以不适合用在变换范围非常宽的场合。图3所示的是双管正激变换器的工作波形。在主开关导通的DT时段，变压器上的电压是正的V_in；当主开关关断的(1-D)T时间里，先是二极管D₁和D₂导通，由负的V_in给变压器复位，当正负伏秒平衡之后D₁和D₂自然关断，变压器上电压为零。因此变压器要伏秒平衡必须满足以下的条件：

                         V_in(1-D)≥V_inD                       (1)

由(1)式可计算得：D≤50％

所以这种双管正激变换器只能工作在占空比小于50％的区域。

                            发明内容

本发明的目的是提供一种占空比大于50％，开关电压应力低，并且具有较高的变换效率，适用于高压输入且宽变换范围的电阻、电容、二极管复位双管正激变换器。

为达上述目的，本发明有以下三种技术解决方案。

方案1：

电阻、电容、二极管复位双管正激变换器，包括直流电源，变压器，第一主开关，第二主开关，第一主开关的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路，变压器的副边绕组与整流电路相连，其特征是所说的第一复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，其中，二极管的正极与第二主开关漏极和变压器原边绕组的接点相连，第二复位支路为一个二极管支路，该二极管的正极与电源的负极相连。

方案2：

电阻、电容、二极管复位双管正激变换器，包括直流电源，变压器，第一主开关，第二主开关，第一主开关的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路，变压器的副边绕组与整流电路相连，其特征是所说的第一复位支路是一个二极管支路，该二极管的负极与电源的正极相连，第二复位支路由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，其中，二极管的负极与第一主开关源极和变压器原边绕组的接点相连。

方案3：

电阻、电容、二极管复位双管正激变换器，包括直流电源，变压器，第一主开关，第二主开关，第一主开关的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路，在电源的负极和第一主开关源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路，变压器的副边绕组与整流电路相连，其特征是所说的第一复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，其中，二极管的正极与第二主开关漏极和变压器原边绕组的接点相连，所说的第二复位支路是由电阻和电容并联后再与二极管串联的电路，其中，二极管的负极与第一主开关源极和变压器原边绕组的接点相连。

上述任一方案中，与变压器的副边绕组相连的整流电路可以是半波整流电路或零式半波整流电路或倍流整流电路或桥式全波整流电路或同步整流电路。各整流电路中的整流器可以是二极管，也可以是同步整流管。

本发明的RCD复位双管正激变换器兼传统RCD复位单管正激变换器和传统双管正激变换器的优点于一体，它具有占空比可以大于50％和开关电压应力低的优点，并且具有较高的变换效率和宽变换范围。适用于高压输入且宽变换范围的场合。

                            附图说明

图1是已有技术的RCD复位单管正激变换器的电路图；

图2是已有技术的双管正激变换器的电路图；

图3是已有技术的双管正激变换器的工作波形；

图4是本发明的RCD复位双管正激变换器一种具体结构电路图；

图5是本发明的RCD复位双管正激变换器在激磁电感电流断续情况下的工作波形；

图6是本发明的RCD复位双管正激变换器在激磁电感电流连续情况下的工作波形；

图7是本发明的RCD复位双管正激变换器另一结构的电路图；

图8是本发明的RCD复位双管正激变换器又一结构的电路图；

图9是本发明中的整流电路为零式半波整流电路图；

图10是本发明中的整流电路为倍流整流电路图；

图11是本发明中的整流电路为桥式全波整流电路图；

图12是本发明中的整流电路为同步整流电路图。

                          具体实施方式

参照图4，图4是本发明的RCD复位双管正激变换器一种具体电路图。它包括直流电源V_in，变压器T_R，第一主开关S₁，第二主开关S₂，第一主开关S₁的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关S₂的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关S₂漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路110，第一复位支路是由电阻R₁和电容C₁并联后再与二极管D₁串联的电路，其中，二极管D₁的正极与第二主开关S₂漏极和变压器原边绕组的接点相连，在电源的负极和第一主开关S₁源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路120，第二复位支路为一个二极管D₂支路，该二极管D₂的正极与电源的负极相连。变压器的副边绕组与整流电路130相连，这里，整流电路130为由二极管D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的半波整流电路。这样，主开关S₁上承受的是输入电压；主开关S₂上承受的是复位电压；电容C₁上的电压只是作为复位电压的补偿部分，主要还是输入电压对变压器进行复位，因此电阻R₁上的损耗将大大降低，效率将大大提高。

可以将本发明的RCD复位双管正激变换器理解为双管正激变换器和RCD复位单管正激变换器的结合。主开关S₁和S₂同时导通，同时关断。当主开关S₁和S₂导通时，变压器上承受的是输入电压，如图5所示。当主开关S₁和S₂关断之后，变压器的励磁电流通过二极管D₁、D₂续流。于是变压器上的复位电压是(V_in+V_c)。等到变压器伏秒平衡后，也就是励磁电流回到零，二极管D₁、D₂就自然关断。变压器上电压也回到零。

可以看到变压器上的复位电压是输入电压和电容C₁上电压的叠加。变压器伏秒平衡的条件就要改写成：

                           V_inD≤(V_in+V_C)(1-D)               (2)

可得： $D\≤\frac{V_{\mathrm{in}}+V_C}{{2V}_{\mathrm{in}}+V_C}$

即 $D_{\max }=\frac{V_{\mathrm{in}}+V_C}{{2V}_{\mathrm{in}}+V_C}$

若V_C为正，那么占空比D就可以超过50％。因此这个电路能适应宽范围的要求。和RCD复位的单管正激变换器不同的是这里的V_C并不是全部的复位电压，而是作为复位电压的补偿而存在。复位电压的主体还是V_in。这样电阻R₁上消耗的功率也不是所有的励磁能量，而是励磁能量的一部分。这正好解决了RCD复位的单管正激变换器的最大问题。此外，从图中很容易可以看出主开关S₁的电压应力是V_in，主开关S₂的电压应力是(V_in+V_C)。这里的V_C只是个补偿复位电压，值比较小，因此S₂的电压应力只是略大于输入电压，比起RCD复位的单管正激变换器中开关电压应力要小的多。所以本发明的RCD复位双管正激变换器还非常适用于输入电压较高的场合。

上面定性的分析了本发明RCD复位的双管正激变换器在典型工作状态下的工作原理。下面定量描述各种工作状态下该变换器的特性以及设计方法。

对于输入电压范围不是非常宽的场合，可以将此电路全范围设计成励磁电流断续状态，这样有利于变压器的设计。

1.励磁电流断续状态(以下简称断续状态)：

工作在图5状态的就是断续状态。励磁电流每个周期都要回零。如果变压器复位时间定义为t2，那么t2＜(1-D)T。工作在这种状态下的RCD复位的双管正激变换器的变压器上磁偏最小，对于变压器的设计比较有利。

在这种状态下励磁电流最大值I_m可表示为下式：

$I_m=\frac{{\mathrm{DV}}_{\mathrm{in}}T}{L_m}---\left(3\right)$

而根据输出滤波电感的伏秒平衡可得：

                                   DV_in＝nV_o                  (4)

将(4)代入(3)可得：

$I_m=\frac{n{V}_{o}T}{L_m}---\left(5\right)$

对于一个输入电压在V_inmin～V_inmax间变化，而输出电压恒定为V_o的电源来说，I_m就为一个恒定的值。

假设对应最小输入电压V_inmin下的占空比为D_max。那么就将这个时候设计成励磁电流刚好临界断续，即复位时间t2恰好等于(1-D)T。根据这个原则就可以设计电阻R₁的大小。

因为电容C₁比较大，在稳定工作时可以看作是一个电压源V_C。在复位时激磁电流同时流过电压源V_in和电压源V_C，所以励磁能量

中有

灌入电压源V_C，而这部分能量最终是要消耗在电阻R₁上。所以下式成立：

$\frac{V_c}{V_{\mathrm{in}}+V_c}\×\frac{L_m{I_m}^2}{2}=\frac{{V_c}^{2}T}{R}---\left(6\right)$

从(6)式可以看出，输入电压V_in越低，电容C₁上电压V_C越高。

根据输入电压最低时，恰好使t2＝(1-D)T这个设计原则。可以先算出最低输入电压时所对应的V_C。这时的V_C定义为V_Cmax。根据变压器的伏秒平衡可得：

                     V_inminD_max＝(V_inmin+V_Cmax)(1-D_max)        (7)

由(7)式可以解出V_Cmax：

$V_{C\max }=\frac{V_{\mathrm{in}\min }{D}_{\max }}{(1-D_{\max })}-V_{\mathrm{in}\min }---\left(8\right)$

再将(3)、(8)代入(6)式，就可以解出R：

$R=\frac{{2L}_m({2D}_{\max }-1)}{D_{\max }{(1-D_{\max })}^2}---\left(9\right)$

根据这个方法计算出来的R满足变压器上偏磁最小，即是变压器最优化设计。这种设计适用于输入电压范围不是特别宽的场合。若输入电压范围非常宽，那么最大占空比D_max就必需设计得很大，用上面这种方法设计出来的V_Cmax就会比较大，使得主开关S₂的电压应力会比较大，特别在输入电压比较高的场合不利于S₂的选取。

2.励磁电流连续状态(下简称连续状态)：

下面分析了励磁电流连续状态的设计。这样，整个变换器工作在断续和连续两种状态，输入电压的范围就可以更宽，又不使主开关S₂的电压应力很大。

整个占空比范围可以分成两段D_min～D_mid～D_max。D_min～D_mid段就是上面所讲的断续状态，t2＜(1-D)T。D_mid～D_max段工作在连续状态，t2＝(1-D)T，其变压器电压和励磁电流的波形如图6所示。

在连续状态下，变压器还是要满足伏秒平衡，但是t2已经等于(1-D)T了，所以只能强迫V_C增加来满足伏秒平衡。这时，不是励磁电流的大小决定V_C的大小，而是伏秒平衡决定V_C的大小，然后由V_C再决定励磁电流的大小。V_C可以由下式计算：

                      V_inD＝(V_in+V_C)(1-D)                  (10)

连续状态是对应于占空比比较大的时候，而对应的V_in又比较小，所以这时的V_C会比较大，对效率也会有所影响。此外对于变压器来说，工作在连续状态是比较不利的，其偏磁会比断续状态下大。所以只有在输入范围要求特别宽的场合才会设计到连续状态。

图7为本发明的RCD复位双管正激变换器另一结构的电路图，它包括直流电源V_in，变压器T_R，第一主开关S₁，第二主开关S₂，第一主开关S₁的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关S₂的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关S₂漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路110，第一复位支路是一个二极管D₁支路，该二极管D₁的负极与电源的正极相连，在电源的负极和第一主开关S₁源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路120，第二复位支路由电阻R₂和电容C₂并联后再与二极管D₂串联的电路，其中，二极管D₂的负极与第一主开关S₁源极与变压器原边绕组的接点相连。变压器的副边绕组与整流电路130相连，这里，整流电路130为由二极管D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的半波整流电路。该RCD复位双管正激变换器的工作原理和特性和上述图4所述的RCD复位双管正激变换器相同。

图8为本发明的RCD复位双管正激变换器又一结构的电路图，它包括直流电源V_in，变压器T_R，第一主开关S₁，第二主开关S₂，第一主开关S₁的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关S₂的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关S₂漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路110，在电源的负极和第一主开关S₁源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路120，这里，第一复位支路110是由电阻R₁和电容C₁并联后再与二极管D₁串联的电路，其中，二极管D₁的正极与第二主开关S₂漏极和变压器原边绕组的接点相连，第二复位支路120是由电阻R₂和电容C₂并联后再与二极管D₂串联的电路，其中，二极管D₂的负极与第一主开关S₁源极和变压器原边绕组的接点相连。采用第一复位支路和第二复位支路各有一套电容和电阻，这样可将补偿复位电压分摊到两个电容上，使两个主开关S₁和S₂上的电压应力分配得更加均匀，更有利于开关得选取。在变压器的副边绕组连接整流电路130，该整流电路是由二极管D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的半波整流电路。

该RCD复位双管正激变换器的工作原理和特性和上述图4所述的RCD复位双管正激变换器相同。

图9所示，与变压器的副边绕组相连的整流电路是由二极管D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的零式半波整流电路。这样，滤波电感可以减小，输出纹波可以明显减小，这种结构变压器副边需要两个绕组。

图10所示，与变压器的副边绕组相连的整流电路是由二极管D_R1、D_R2、电感L₁、L₂、电容C₀和电阻R₀组成的倍流整流电路。这样，滤波电感可以减小，输出纹波可以明显减小，变压器副边只要一个绕组，并且绕组上的损耗也会明显减小。这种结构适用于大电流输出的场合。

图11所示，与变压器的副边绕组相连的整流电路是由二极管D_R1、D_R2、D_R3、D_R4、电感L₁、电容C₀和电阻R₀组成的桥式全波整流电路。这样，滤波电感可以减小，输出纹波可以明显减小，变压器副边只要一个绕组，并且二极管上的电压应力可以减小。这种结构适用于高电压输出的场合。

图12所示，与变压器的副边绕组相连的整流电路是由同步整流管D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的同步整流电路。一般来说需要一个驱动控制电路，于上述主开关S₁、S₂导通时，保持上述整流管D_R1导通，且于上述主开关S₁、S₂截止时，整流管D_R2导通。这样整流电路的损耗将大大降低，适用于低电压输出场合。

Claims (9)

1.一种电阻、电容、二极管复位双管正激变换器，包括直流电源V_in，变压器T_R，第一主开关S₁，第二主开关S₂，第一主开关S₁的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关S₂的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关S₂漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路(110)，在电源的负极和第一主开关S₁源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路(120)，变压器的副边绕组与整流电路(130)相连，其特征是所说的第一复位支路(110)是由电阻R₁和电容C₁并联后再与二极管D₁串联的电路，其中，二极管D₁的正极与第二主开关S₂漏极和变压器原边绕组的接点相连，第二复位支路(120)为一个二极管D₂支路，该二极管D₂的正极与电源的负极相连。

2.根据权利要求1所述的复位双管正激变换器，其特征是所说的整流电路(130)是由整流器D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的半波整流电路或零式半波整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、电感L₁、L₂、电容C₀和电阻R₀组成的倍流整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、D_R3、D_R4、电感L₁、电容C₀和电阻R₀组成的桥式全波整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的同步整流电路。

3.根据权利要求2所述的复位双管正激变换器，其特征是所说的整流器D_R1、D_R2及所说的整流器D_R1、D_R2、D_R3、D_R4是二极管或同步整流管。

4.一种电阻、电容、二极管复位双管正激变换器，包括直流电源V_in，变压器T_R，第一主开关S₁，第二主开关S₂，第一主开关S₁的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关S₂的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关S₂漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路(110)，在电源的负极和第一主开关S₁源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路(120)，变压器的副边绕组与整流电路(130)相连，其特征是所说的第一复位支路(110)是一个二极管D₁支路，该二极管D₁的负极与电源的正极相连，第二复位支路(120)由电阻R₂和电容C₂并联后再与二极管D₂串联的电路，其中，二极管D₂的负极与第一主开关S₁源极和变压器原边绕组的接点相连。

5.根据权利要求4所述的复位双管正激变换器，其特征是所说的整流电路(130)是由整流器D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的半波整流电路或零式半波整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、电感L₁、L₂、电容C₀和电阻R₀组成的倍流整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、D_R3、D_R4、电感L₁、电容C₀和电阻R₀组成的桥式全波整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的同步整流电路。

6.根据权利要求5所述的复位双管正激变换器，其特征是所说的整流器D_R1、D_R2及所说的整流器D_R1、D_R2、D_R3、D_R4是二极管或同步整流管。

7.一种电阻、电容、二极管复位双管正激变换器，包括直流电源V_in，变压器T_R，第一主开关S₁，第二主开关S₂，第一主开关S₁的漏极与直流电源的正极相连，源极与变压器原边绕组的一端相连，第二主开关S₂的源极与直流电源的负极相连，漏极与变压器原边绕组的另一端相连，在电源的正极和第二主开关S₂漏极与变压器原边绕组的接点间接有第一复位支路(110)，在电源的负极和第一主开关S₁源极与变压器原边绕组的接点间接有第二复位支路(120)，变压器的副边绕组与整流电路(130)相连，其特征是所说的第一复位支路(110)是由电阻R₁和电容C₁并联后再与二极管D₁串联的电路，其中，二极管D₁的正极与第二主开关S₂漏极和变压器原边绕组的接点相连，所说的第二复位支路(120)是由电阻R₂和电容C₂并联后再与二极管D₂串联的电路，其中，二极管D₂的负极与第一主开关S₁源极和变压器原边绕组的接点相连。

8.根据权利要求7所述的复位双管正激变换器，其特征是所说的整流电路(130)是由整流器D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的半波整流电路或零式半波整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、电感L₁、L₂、电容C₀和电阻R₀组成的倍流整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、D_R3、D_R4、电感L₁、电容C₀和电阻R₀组成的桥式全波整流电路或是由整流器D_R1、D_R2、电感L、电容C₀和电阻R₀组成的同步整流电路。

9.根据权利要求8所述的复位双管正激变换器，其特征是所说的整流器D_R1、D_R2及所说的整流器D_R1、D_R2、D_R3、D_R4是二极管或同步整流管。

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