CN1713499A - Dc－dc变换器 - Google Patents

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Abstract

一种DC－DC变换器，被这样构成：主开关元件的一端和直流电源的一端相连，其另一端和谐振线圈的第一绕组的一端相连；扼流圈的一端和谐振线圈的第二绕组的一端相连，其另一端和输出电容器的一端相连；整流二极管的一端与第一和第二绕组的连接部分相连，其另一端和输出电容器的另一端相连，还和直流电源的另一端相连；并且一个包括辅助开关元件和箝位电容器的串联电路被设置在直流电源的另一端与所述主开关元件和所述第一绕组的连接部分之间。

Description

DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及一种DC-DC变换器，尤其涉及一种其中可以减少开关损耗和输出脉动电压的DC-DC变换器。
现有技术
DC-DC变换器通过半导体器件的开关控制把输入的直流电压变换成所需的稳定的直流电压，其具有很高的效率，并且可以容易地减少尺寸和重量，因此构成各种电子设备的电源中、基于逆变器技术的电机控制中、以及用于使各种放电灯发光的电路中的至关重要的部分。
图11是常规的降压DC-DC变换器100的电路图。DC-DC变换器100包括场效应晶体管Q1，整流二极管D3，扼流圈L1，输出电容器C5，以及控制电路102，其中E是具有电压Vi的直流电源，R1是作为负载的电阻，C1是在场效应晶体管Q1的漏极和源极之间的结电容。
直流电源E的正极端和场效应晶体管Q1的漏极端相连，而负极端接地。场效应晶体管Q1的源极端和整流二极管D3的阴极端相连，并和扼流圈L1的一端相连，扼流圈的另一端和输出电容C5的一端相连。输出电容C5的另一端以及整流二极管D3的阳极端接地。控制电路102的检测端和扼流圈L1的另一端相连，其是和电阻R1相连的一端，并且控制电路102的输出端和场效应晶体管Q1的栅极端相连。
这种DC-DC变换器100的操作如下。假定DC-DC变换器100处于稳态状态，此时场效应晶体管Q1截止，当场效应晶体管Q1导通时，电流从直流电源E通过场效应晶体管Q1流向扼流圈L1，扼流圈L1在其和电阻R1相连的一侧的电压由输出电容C5滤波并供给电阻R1。当场效应晶体管Q1导通时，取决于电流的能量被存储在扼流圈L1中。当场效应晶体管Q1截止时，在扼流圈L1的两端产生电动势，由该电动势维持的电流通过整流二极管D3换向，并把存储的能量提供给电阻R1。
在重复上述的操作的情况下，在电阻R1的两端产生按照场效应晶体管Q1的占空比[导通时间/(导通时间+截止时间)]的电压。因为控制电路102与输入电压Vi和电阻R1的改变无关地维持一个恒定的输出电压，进行脉宽调制控制(PWM)，其中场效应晶体管Q1的占空比根据检测的输出电压而改变。
在DC-DC变换器100中，在场效应晶体管Q1导通和截止的时刻，由于漏源结电容C1和布线的寄生电感，出现一个过渡周期，在该过渡周期内同时存在分别具有非零值的漏源电压和漏极电流，从而引起开关损耗。因为由于在进行通断控制时的频率较高，而使开关损耗增加，如果为了减小扼流圈的电感和输出电容器的电容以便减小设备的尺寸和重量而增加频率，则会产生严重的问题。此外，另一个问题是，当由于场效应晶体管Q1的截止而把反向的偏压加到整流二极管D3上时，在反向恢复时间使得很大的恢复电流经由整流二极管D3从阴极端流向阳极端，从而产生很大的损耗。
通常已知采用所谓的“软开关技术”，其借助于谐振来减少开关损耗和由恢复电流产生的损耗。例如，披露了一种如图12所示的使用开关元件和整流元件的结电容的谐振电路，以处理输出电压和输入电压的大范围的改变(例如参见日本专利申请公开2003-189602)。
参见图12，DC-DC变换器200被这样构成，使得场效应晶体管Q1的源极端经由谐振形圈L2连接到整流二极管D3以及扼流圈L1的一个连接部分，一个由谐振线圈L2和整流二极管D3构成的串联电路与一个由箝位电容器C4和场效应晶体管Q4构成的串联电路并联连接，二极管D2和电容器C6分别与场效应晶体管Q2在漏极端和源极端并联连接，二极管D1和电容器C1分别与场效应晶体管Q1在漏极端和源极端并联连接，二极管D5与由场效应晶体管Q1和谐振线圈L2构成的串联电路并联连接。在DC-DC变换器200中，借助于由谐振线圈L2和在场效应晶体管Q1的两端之间以及在场效应晶体管Q2的两端之间分别形成的并联电容引起的谐振来实现零电压切换，从而可以减少损耗和噪声。
不过，在如图12所示的DC-DC变换器200中，当占空比被减小时，在谐振线圈L2中不能存储足够的能量，因而在箝位电容器C4上的电压降低，并且如果这种状态继续下去，在箝位电容器C4上的电压最终会反向，从而导致谐振线圈L2的禁止复位。此外，由于上述的DC-DC变换器比图11所示的DC-DC变换器100产生更大的输出脉动电压，必须增加输出电容器的电容，和/或必须附加低通滤波器，从而导致了成本的增加。
发明内容
本发明是针对上述问题做出的，因而本发明的目的在于，提供一种DC-DC变换器，其能够减少开关损失，并且能够处理输出和输入电压的较大变化，且能够很容易地减少脉动电压。
为了实现上述目的，按照本发明的第一方面，提供了一种DC-DC变换器，其包括：主开关元件；辅助开关元件；整流二极管；扼流圈；输出电容器；箝位电容器；以及谐振线圈。在上述的DC-DC变换器中，所述谐振线圈包括第一和第二绕组；所述主开关元件的一端和直流电源的一端相连，其另一端和所述第一绕组的一端相连；所述扼流圈的一端和所述第二绕组的一端相连，其另一端和输出电容器的一端相连；所述整流二极管的一端与第一、第二绕组的连接部分相连，其另一端与输出电容器的另一端相连，还与直流电源的另一端相连；并且一个包括辅助开关元件和箝位电容器的串联电路被设置在直流电源的另一端和所述主开关元件与所述第一绕组的连接部分之间，从而实现降压操作。
在本发明的第一方面中，所述DC-DC变换器还可以包括与所述箝位电容器并联连接的第一二极管。
在本发明的第一方面中，所述DC-DC变换器还可以包括被设置在直流电源与谐振线圈的第一绕组和整流二极管的连接部分之间的第二二极管。
在本发明的第一方面中，所述DC-DC变换器还可以包括与所述主开关元件并联连接的电容器。
在本发明的第一方面中，所述DC-DC变换器还可以包括与所述扼流圈并联连接的电容器。
按照本发明的第二方面，提供了一种DC-DC变换器，其包括：主开关元件；辅助开关元件；整流二极管；扼流圈；输出电容器；箝位电容器；以及谐振线圈。在上述的DC-DC变换器中，所述谐振线圈包括第一和第二绕组；所述扼流圈的一端和直流电源的一端相连，其另一端和所述第二绕组的一端相连；所述整流二极管的一端和第一绕组的一端相连，其另一端和输出电容器的一端相连；所述主开关元件的一端与第一、第二绕组的连接部分相连，其另一端和所述输出电容器的另一端相连，还与直流电源的另一端相连；并且一个包括所述辅助开关元件和所述箝位电容器的串联电路被设置在所述输出电容器的一端与所述主开关元件和所述第一绕组的连接部分之间，从而实现升压操作。
在本发明的第二方面中，所述DC-DC变换器还可以包括与所述箝位电容器并联连接的第一二极管。
在本发明的第二方面中，所述DC-DC变换器还可以包括被设置在直流电源与谐振线圈的第一绕组和整流二极管的连接部分之间的第二二极管。
在本发明的第二方面中，所述DC-DC变换器还可以包括与所述主开关元件并联连接的电容器。
在本发明的第二方面中，所述DC-DC变换器还可以包括与所述扼流圈并联连接的电容器。
根据本发明的DC-DC变换器，谐振线圈包括第一和第二绕组，借助于由第一绕组、箝位电容器和辅助开关元件构成的串联电路实现零切换，以减少主开关元件和辅助开关元件的开关损失和整流二极管的恢复电流，并且可以在输入和输出电压的一个较大的范围内实现PWM控制。此外，可以通过减少在谐振线圈的第二绕组产生的电动势来控制在扼流圈的两端上产生的电压，从而可以减少脉动电压而不需增加低通滤波器和增加电容器的电容，这使得能够减少成本和尺寸。
此外，第一二极管和箝位电容器并联，借以阻止箝位电容器上的电压反向。因而，即使主开关元件的占空比极小，DC-DC变换器也能正常地操作。此外，在直流电源和整流二极管与谐振线圈的连接部分之间设置第二二极管，以阻止减幅振荡的产生。
附图说明
图1是根据本发明的第一实施例的降压DC-DC变换器的电路图；
图2是图1的DC-DC变换器的简化的电路图；
图3是用于图1所示的DC-DC变换器的操作的时序图；
图4A-4D是关于图1的DC-DC变换器的操作的电流状态的图，其中图4A表示图3的时序图中的时间间隔t0-t1，图4B表示时间间隔t1-t2，图4C表示时间间隔t2-t3，图4D表示时间间隔t3-t4的电流状态；
图5A-5D是关于图1的DC-DC变换器的操作的电流状态的图，其中图5A表示图3的时序图中的时间间隔t4-t5，图5B表示时间间隔t5-t6，图5C表示时间间隔t6-t7，图5D表示时间间隔t7-t8的电流状态；
图6A和6B是关于图1的DC-DC变换器的操作的电流状态的图，其中图6A表示图3的时序图中的时间间隔t8-t9，图6B表示时间间隔t9-t10；
图7A和7B分别是关于图1的DC-DC变换器的电流状态和时序图，其中考虑了整流二极管的结电容；
图8A和8B是用于说明图1所示的第二二极管的操作的电流状态图，图8C是其时序图；
图9是用于说明图1的DC-DC变换器的输出脉动电压的时序图；
图10是根据本发明的第二实施例的降压DC-DC变换器的电路图；
图11是常规的DC-DC变换器的电路图；
图12是另一种常规的DC-DC变换器的电路图；以及
图13A是用于说明图11所示的常规的DC-DC变换器的输出脉动电压的时序图，图13B是用于说明图12所示的常规的DC-DC变换器的输出脉动电压的时序图。
具体实施方式
下面参照附图详细说明本发明的优选实施例。
参看附图，按照本发明的第一实施例的DC-DC变换器10包括主开关元件Q1，扼流圈L1，输出电容器C5，整流二极管D3，谐振线圈T1，辅助开关元件Q2，箝位电容器C4，以及控制电路12，其中E是具有电压Vi的电源，R1是作为负载的电阻。
主开关元件Q1最好由场效应晶体管构成，与主开关元件Q1并联连接的二极管D1和电容器C1分别表示被结合在场效应晶体管中的体二极管和漏源结电容。辅助开关元件Q2最好由场效应晶体管构成，与辅助开关元件Q2并联连接的二极管D2表示被结合在场效应晶体管中的体二极管。与整流二极管D3并联连接的电容器C3表示整流二极管D3的结电容。本发明不限于任何特定种类的开关元件，例如，开关元件Q1、Q2也可以由双极晶体管、绝缘栅双极晶体管(IGBT)及其类似物构成。并且，上述的电容器C1和C3、二极管D1和D2也可以由相应的外部元件构成。
DC-DC变换器10是一种降压(step-down)DC-DC变换器，其中主开关元件Q1的漏极与直流电源E的正极端相连，其源极与谐振线圈T1的第一绕组T1A的一端相连；第一绕组T1A的另一端与整流二极管D3的阴极相连，并与谐振线圈T1的第二绕组T1B的一端相连；第二绕组T1B的另一端与扼流圈L1的一端相连，扼流圈L1的另一端与输出电容器C5的一端相连，直流电源E的负极端和输出电容器C5的另一端接地；由箝位电容器C4和辅助开关元件Q2构成的串联电路被连接在直流电源E的负极端与主开关元件Q1和第一绕组T1A的连接部分之间；控制电路12的检测端和扼流圈L1的另一端相连，并且该控制电路的输出端和主开关元件Q1以及辅助开关元件Q2的相应的栅极端相连。此外，在降压DC-DC变换器10中，第一二极管D4与箝位电容器C4并联连接，第二二极管D5被连接在直流电源E的正极端与谐振线圈T1和整流二极管D3的连接部分之间。谐振线圈T1的第一绕组T1A与第二绕组T1B相互进行磁连接，并被这样绕制：使得限定一个预定的匝数比NAB(＝T1B的匝数/T1A的匝数)，并分别具有相反的极性。
下面说明DC-DC变换器10的操作。为了容易理解基本的操作，假定：扼流圈L1具有足够大的电感，并实际上作为一个恒流源IO；箝位电容器C4具有比辅助开关元件Q2的结电容大得多的电容，并实际上作为一个恒压源用于提供基本上恒定的电压VC4；主开关元件Q1和辅助开关元件Q2的导通电阻基本为零；各个二极管的正向电压基本为零；整流二极管D3是没有结电容的理想元件；并且没有设置第一二极管D4和第二二极管D5。基于上述假设，将图1的电路图转换为图2所示的简化的电路图。谐振线圈T1的第二绕组T1B、整流二极管D3的结电容C3、第一二极管D4和第二二极管D5在图2中被省略了，第二绕组T1B、第一二极管D4和第二二极管D5的操作以及结电容C3的影响分别被在后面被讨论。
参见图2，Vi是来自直流电源E的恒定的直流电压，IO是由恒流源IO维持的恒定的电流(应当理解符号IO指的是恒流和恒流源)。VQ1是主开关元件Q1两端的电压，VQ2是辅助开关元件Q2两端的电压，VD3是整流二极管D3两端的电压，VT1是谐振线圈T1的第一绕组T1A的两端的电压，其中从-到+的方向被规定为正方向。此外，IQ1是流经主开关元件Q1的电流，IQ2是流经辅助开关元件Q2的电流，ID3是流经整流二极管D3的电流，IT1是流经谐振线圈T1的第一绕组T1A的电流，其中由箭头表示的方向被规定为正方向。IQ1包括流经主开关元件Q1的经结电容C1和体二极管D1的电流，IQ2包括流经辅助开关元件Q2的体二极管D2的电流。
在DC-DC变换器10中，控制电路这样进行PWM控制，使得当主开关元件Q1和辅助开关元件Q2都截止时，主开关元件Q1和辅助开关元件Q2以在各自的导通周期之间提供的一个时间间隔交替地导通。
DC-DC变换器10的操作如下。
参见图3，在时间间隔t0至t1期间内，当辅助开关元件Q2截止时，主开关元件Q1导通，来自直流电源E的恒定电流IO流经主开关元件Q1，如图4A所示。在这个时间间隔内，电压VQ2的值为“Vi+VC4”。当主开关元件Q1在时刻t1截止时，电容器C1在时间间隔t1至t2期间由恒定电流IO充电，如图4B所示，从而使VQ1在时刻t2增加到电压Vi，同时电压VQ2减少到电压VC4。
在时间间隔t2至t3期间内，整流二极管D3导通，使电流ID3流过，如图4C所示。电容器C1由电流“IO-ID3”充电，电压VQ1进一步增加，使得在时刻t3的值为“Vi+VC4”，同时电压VQ2进一步减少到零值，电压VT1减少到值“-VC4”。
在时间间隔t3至t4期间内，二极管D2导通，如图4D所示，箝位电容器C4充电，在此期间，借助于谐振线圈T1的第一绕组T1A的操作，电流IT1线性地减少，等于“IO-IT1”的电流ID3线性地增加，如图3所示。然后，维持“IQ1＝-IT1”，直到辅助开关元件Q2在时刻6截止。
当辅助开关元件Q2在时刻t4导通时，使流经二极管D2的电流IQ2在t4至t5期间内开始流过辅助开关元件Q2，如图5A所示，在此期间，借助于谐振线圈T1的第一绕组T1A的操作，电流IT1继续线性地减少，等于“IO-IT1”的电流继续线性地增加。在时刻t5，电流IQ2的值为零，电流ID3达到IO。在这种关系中，辅助开关元件Q2导通的时刻t4可以被设置在时刻t3和t5之间的任何位置，但最好尽量靠近t3设置，以便使辅助开关元件Q2的导通损耗减到最小。
在时间间隔t5至t6期间内，借助于谐振线圈T1的第一绕组T1A的操作，电流IT1线性地增加，并开始沿负方向流动，等于“-IT1”的电流IQ2开始沿正方向流动，如图5B所示。结果，电容器C4通过辅助开关元件Q2放电。等于“IO-IT1”的电流ID3线性地增加并超过IO。在时刻t6，电流IT1下降到-IT1，电流ID3增加到2×IO。
当辅助开关元件Q2在时刻t6截止时，流经谐振线圈T1的第一绕组T1A的电流IT1开始沿这样的方向流动：使得在t6至t7期间内电容器C1放电，如图5C所示。借助于谐振线圈T1的第一绕组T1A的操作，电流IT1线性增加，等于“IO-IT1”的电流ID3线性减少。由于电容器C1的放电，电压VQ1开始减小，电压VQ2开始增加。然后，维持“IQ1＝IT1”，直到主开关元件Q1在下一个周期的t0再次截止。由于电流IT1和IQ1在时刻t6的值为-IO，电流ID3的值为2×IO。在时刻t7，电容器C1的放电结束，电压VQ1的值为零。此时，电压VQ2的值增加到“Vi+VC4”，电压VT1的值增加到“Vi”。
在时间间隔t7至t8期间内，二极管D1导通，电流IQ1开始沿负方向流动，如图5D所示。借助于谐振线圈T1的第一绕组T1A的操作，电流IT1线性增加，等于“IO-IT1”的电流线性减小。
当主开关元件Q1在时刻t8导通时，流经二极管D1的电流开始流经主开关元件Q1，如图6A所示。借助于谐振线圈T1的第一绕组T1A的操作，电流IT1线性增加，等于“IO-IT1”的电流线性减小。在这种关系中，主开关元件Q1导通的时刻t8可以被设置在时刻t7和t9之间的任何位置，但最好尽量靠近t7设置，以便使主开关元件Q1的导通损耗减到最小。当电流IT1和IQ1在时刻t9为零时，电流ID3变为IO。
在时间间隔t9至t10期间内，在此期间的电流状态如图6B所示，借助于谐振线圈T1的第一绕组T1A的操作，电流1T1线性增加，并开始沿反方向流动，等于“IO-IT1”的电流线性减小。当电流IT1和IO在时刻t10变为零时，电流ID3变为零。此时，电压VT1为零，电压VD3为Vi。然后，处理过程返回到时刻t0，重复上述的周期。
如上所述，在DC-DC变换器10中，由于当主开关元件Q1导通时电压VQ1为零(在时刻t8)，并且由于当辅助开关元件Q2在时刻t4导通时电压VQ2为零(在时刻t4)，在主开关元件Q1和辅助开关元件Q2处实现了零电压切换，因而大大减小了开关损耗。此外，由于电流ID3缓慢地减小(从时刻t6到时刻t10)，在整流二极管D3的反向恢复时的恢复电流可被大大减小。
下面说明整流二极管D3的结电容C3的影响。上述的讨论基于这样的假定，即当辅助开关元件Q2在时刻t6截止之后，电流ID3线性地减小，以便转换到一个稳定状态，在此状态下，流过整流二极管D3的电流ID3停止在零值上(见图4A)。不过，在图2所示的电路中，当整流二极管D3的结电容不能忽略的情况下，电流ID3在时刻t10之后继续流动，从而重复地使结电容C3充电和放电，如图7A所示，由于由结电容C3和谐振线圈T1引起的谐振，产生了如图7B所示的减幅振荡。
按照本实施例的DC-DC变换器10包含第二二极管D5，如图1所示，从而避免了这种减幅振荡的发生。具体地说，在DC-DC变换器10中，谐振能量通过第二二极管D5逆向流到直流电源E，如图8A所示。因而，在时间间隔t10至t11期间内，整流二极管D3的电压VD3增加到Vi，此后其电压被箝位于这个值，如图8C所示，在时刻t11之后，结电容D3不被充电和放电，如图8B所示。如果整流二极管D3具有足够高的耐受电压，并且如果不需要考虑由这种减幅振荡产生的噪声，则不必使用第二二极管D5。
下面解释图1所示的第一二极管D4的操作。这里的解释从下面的假定出发，即：在DC-DC变换器10中未提供第一二极管D4，其中在例如近似于0％的低占空比下获得非常低的输出电压。在这种情况下，由于时间间隔t7至t10非常短，因此在谐振线圈T1中不能存储足够的能量，在时间间隔t1至t3期间内电容器C1不能被充电到电压“Vi+VC4”。因而，箝位电容器C4在时间间隔t3至t5期间内不能被充分地充电，这使得箝位电容器C4在时间间隔t5至t6期间内被放电，因而箝位电容器C4的电压VC4逐渐减小。通过重复这个周期，箝位电容器C4的电压VC4最终变到相反的方向上，因而谐振线圈T1不能复位，这将阻碍图3的正常操作。
在本实施例中，在DC-DC变换器10中提供了第一二极管D4，使其与箝位电容器C4并联连接，以阻止箝位电容器C4的电压VC4变为反向。因而，这种DC-DC变换器10能够在上述的极低(接近0％)的占空比下正常操作。如果不涉及这种低的占空比，则DC-DC变换器10不必包括第一二极管D4。
在至此所作的解释中，假定扼流圈L1具有足够大的电感，使其基本上作为恒流源。不过，在实际的电路中，为了减少尺寸和成本，扼流圈L1通常不允许具有这么大的电感。因而，在流过扼流圈L1的电流中叠加有脉动电流，输出电容器被反复地充电和放电，因而产生输出脉动电压。这种输出脉动电压通过在DC-DC变换器10中的谐振线圈T1的第二绕组T1B的操作被减小，这通过比较图11所示的常规的DC-DC变换器和图12所示的常规的DC-DC变换器200(其在前述的日本专利申请2003-189602中披露了)的操作可以说明(假定在图9、13A、13B中，二极管具有基本为零的正向压降，在下面的解释中也是如此)。
在图13A和13B中，VL1是施加到扼流圈L1两端的电压，IL1是流经扼流圈L1的电流，Voripple是施加于输出电容器C5的输出电压VO的交流分量(脉动电压)。参见图13A和13B，在DC-DC变换器100和200中(分别如图10和12所示)，当开关元件Q1导通、从而在时间间隔TON使直流电源E的正极端和扼流圈L1形成电连接时，扼流圈L1与整流二极管D3的连接部分的电位增加到Vi。因而，电压“Vi-VO”被施加到扼流圈L1的两端，电流IL1以“(Vi-VO)/L1”的梯度线性增加(其中L1是扼流圈L1的电感值)。并且，当开关元件Q1截止、从而使整流二极管D3导通并使电流IL1在Toff期间开始换向时，在扼流圈L1与整流二极管D3的连接部分的电位下降到零。因而，电压“-VO”被施加到扼流圈L1的两端，电流IL1以“-VO/L1”的梯度线性减小。
在DC-DC变换器100中。电压VL1在时间间隔Ton开始时缓慢地上升，电流IL1开始缓慢地增加，如图13A所示，而在DC-DC变换器200中，电压VL1在时刻t10急剧地上升，如图13B所示。因而，在图13B中的Ton期间内电流IL1的改变大于在图13A中的Ton期间内电流IL1的改变。因此，图12所示的DC-DC变换器200和图11所示的DC-DC变换器100相比，导致输出电容器C5上的脉动电压Vo ripple增加，尽管通过谐振作用实现了开关元件的零切换。
图9是按照本实施例的DC-DC变换器10的时序图，其对应于图13A和13B，并且其中的性能特性是在未设置与扼流圈L1并联连接的电容器C2的情况下获得的(参见图1)，以便和上述的DC-DC变换器100、DC-DC变换器200进行比较。
如上所述，在DC-DC变换器10中，谐振线圈T1包括第一绕组T1A和第二绕组T1B，它们相互磁连接，并且被这样绕制：使得限定了一个预定的匝数比NAB(＝T1B的匝数/T1A的匝数)，并分别具有相反的极性。这样，在图9的时间间隔Ton期间内的操作类似于图13B中时间间隔Ton期间内的操作，但是当主开关元件Q1在图9中的时刻t1(时间间隔Toff1的开始时刻)截止，并且第一绕组T1A两端的电压达到-VC4从而使流经第一绕组T1A的电流IT1开始减小时，在第二绕组T1B和扼流圈L1的连接部分产生等于“VC4×NAB”的电压，在扼流圈L1的两端上的电压变为“-(VO-VC4×NAB)”。结果，在时间间隔Toff1期间内流经扼流圈L1的电流IL1以梯度“-(VO-VC4×NAB)/L1”线性减小，这个梯度小于在图13A、13B中的Toff期间内得出的梯度“-VO/L1”。
此外，当在图9中的时间间隔Toff2期间内辅助开关元件Q2截止，第一绕组T1A的两端上的电压达到Vi，从而使流经第一绕组T1A的电流IT1开始增加时，在第二绕组T1B与扼流圈L1的连接部分产生电压“-Vi×NAB”，扼流圈L1两端上的电压值变为“-(VO+Vi×NAB)”。结果，在时间间隔Toff2期间内流经扼流圈L1的电流IL1以梯度“-(VO+VC4×NAB)/L1”线性减小，这个梯度大于在图13A、13B中的Toff期间内得出的梯度“-VO/L1”。不过，由于时间间隔Toff2通常小于时间间隔Toffl，并由于输出脉动电压VO的幅值受电流IL1的特性的支配，电流IL1的脉动电流一般小于图13A、13B所示的电流IL1的脉动电流，并且还见效了输出电压VO ripple。
因而，根据本实施例的DC-DC变换器10与图11、图12分别所示的DC-DC变换器100，200相比，输出电容C5的输出脉动电压VO ripple减小，在不增加输出电容器C5的电容和不添加低通滤波器的情况下，可以获得稳定的输出电压。在这种关系中，通过增加谐振线圈T1的匝数比NAB可以减小在时间间隔Toff1期间内的电流IL1的梯度，但是这使得在时间间隔Toff2期间内电流IL1的梯度增加。因此，在确定匝数比NAB时必须考虑Toff1和Toff2的时间比，使得在时间间隔Toff2期间内电流IL1不起主要的作用。
此外，在根据本实施例的DC-DC变换器10中，电容器C2与扼流圈L1并联连接，以缓和在图9的时刻t10的电压VL1的急剧上升，这进一步引起输出电容器C5的脉动电压的减小。
在上述第一实施例中所述的DC-DC变换器10由降压电路(step-down circuitry)构成。不过，本发明不限于这种电路，而可以由其它电路构成，并能够完全达到类似的效果。
下面作为另一个例子，参照图10说明本发明的第二实施例。参见图10，根据本发明的第二实施例的DC-DC变换器20是一种升压(step-up)DC-DC变换器，其中扼流圈L1的一端和直流电源E的正极端相连，扼流圈L1的另一端和谐振线圈TI的第二绕组T1B的一端相连；第二绕组T1B的另一端和主开关元件Q1的漏极相连，并和谐振线圈T1的第一绕组T1A的一端相连；第一绕组T1A的另一端和整流二极管D3的阳极相连，整流二极管D3的阴极和输出电容器C5的一端相连；主开关元件Q1的源极以及输出电容器C5的另一端与直流电源E的负极相连；由箝位电容器C4和辅助开关元件Q2构成的串联电路被连接在输出电容器C5的一端与主开关元件Q1和第一绕组T1A的连接部分之间。
此外，在这种DC-DC变换器20中，第一二极管D4和箝位电容器C4并联连接，第二二极管D5被连接在直流电源E的负极与谐振线圈T1和整流二极管D3的连接部分之间。此外，谐振线圈T1的第一绕组T1A和第二绕组T1B相互磁连接，并被这样绕制，以限定一个预定的匝数比(＝TIB的匝数/T1A的匝数)，并分别具有相反的极性。
上述的DC-DC变换器20以和根据本发明的第一实施例的DC-DC变换器10相同的方式操作，实现零电压切换，并减少叠加在流经扼流圈L1的电流上的脉动电流，从而减小直流电源E的输出脉动电压。
虽然本发明针对其特定的实施例进行了说明，但是应当理解，本发明决不限于这些实施例，而是包括在所附权利要求范围内的所有可能的改变和改型。

Claims (10)

1.一种DC-DC变换器，其包括：
主开关元件；
辅助开关元件；
整流二极管；
扼流圈；
输出电容器；
箝位电容器；和
谐振线圈，
其中，所述谐振线圈包括第一和第二绕组；所述主开关元件的一端和直流电源的一端相连，并且主开关元件的另一端和所述第一绕组的一端相连；所述扼流圈的一端和所述第二绕组的一端相连，扼流圈的另一端和输出电容器的一端相连；所述整流二极管的一端与第一和第二绕组的连接部分相连，整流二极管的另一端和输出电容器的另一端相连，还和直流电源的另一端相连；并且一个包括辅助开关元件和箝位电容器的串联电路被设置在直流电源的另一端与所述主开关元件和所述第一绕组的连接部分之间，以实现降压操作。
2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括和所述箝位电容器并联连接的第一二极管。
3.如权利要求1或2所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括设置在直流电源与谐振线圈的第一绕组和整流二极管的连接部分之间的第二二极管。
4.如权利要求1-3任何一个所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括和所述主开关元件并联连接的电容器。
5.如权利要求1-4任何一个所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括和所述扼流圈并联连接的电容器。
6.一种DC-DC变换器，其包括：
主开关元件；
辅助开关元件；
整流二极管；
扼流圈；
输出电容器；
箝位电容器；和
谐振线圈，
其中所述谐振线圈包括第一和第二绕组；所述扼流圈的一端和直流电源的一端相连，扼流圈的另一端和所述第二绕组的一端相连；所述整流二极管的一端和第一绕组的一端相连，整流二极管的另一端和输出电容器的一端相连；所述主开关元件的一端与第一和第二绕组的连接部分相连，主开关元件的另一端和所述输出电容器的另一端相连，还和直流电源的另一端相连；并且一个包括所述辅助开关元件和所述箝位电容器的串联电路被设置在所述输出电容器的一端与所述主开关元件和所述第一绕组的连接部分之间，以实现升压操作。
7.如权利要求6所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括和所述箝位电容器并联连接的第一二极管。
8.如权利要求6或7所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括设置在直流电源与谐振线圈的第一绕组和整流二极管的连接部分之间的第二二极管。
9.如权利要求6-8任何一个所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括和所述主开关元件并联连接的电容器。
10.如权利要求6-9任何一个所述的DC-DC变换器，其中所述DC-DC变换器还包括和所述扼流圈并联连接的电容器。
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