CN1427536A

CN1427536A - Dc－dc变换器和使用它的电子装置

Info

Publication number: CN1427536A
Application number: CN02157123A
Authority: CN
Inventors: 渡部聪一
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-12-17
Filing date: 2002-12-17
Publication date: 2003-07-02
Also published as: US20030111982A1; US6710582B2; GB2386769B; GB2386769A; GB0229383D0; JP2003189602A

Abstract

一种DC－DC变换器和使用它的电子装置，将MOSFET(Q1)的源极经谐振用线圈(L3)连接到整流二极管(D1)和扼流圈(L1)的连接点，将电容器(7)和MOSFET(Q3)构成的串联电路并联连接到谐振用线圈(L3)和整流二极管(D1)构成的串联电路上。在MOSFET(Q3)的漏极一源极间分别并联连接二极管(D5)和电容器(C6)。将二极管(D6)连接到MOSFET(Q1)和谐振用线圈(L3)构成的串联电路上。在输出端子(Po)与MOSFET(Q1)及(Q3)的栅极间设置控制电路(11)，对MOSFET(Q1)和(Q3)进行，在均截止期间的一前一后交替地导通的PWM控制的驱动。可降低损耗和噪声且不会导致大型化和高价格。

Description

DC-DC变换器和使用它的电子装置

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器和使用它的电子装置，特别涉及降低开关损耗的DC-DC变换器和使用它的电子装置。

背景技术

图6表示现有的降压型的DC-DC变换器的电路图。在图6中，DC-DC变换器1包括：直流电源Vin、整流二极管D1、扼流圈L1、作为开关元件的MOSFETQ1、平滑电容器C1、二极管D2、电容器C2、电容器C3、以及控制电路2。另外，二极管D2是MOSFETQ1的本体二极管(bodydiode)，电容器C2也是该MOSFETQ1的漏极—源极间结电容、即并联电容。此外，电容器C3是整流二极管D1的阳极—阴极间的结电容、即并联电容。

这里，整流二极管D1的一端即阴极被连接到扼流圈L1的一端，另一端即阳极被接地。MOSFETQ1的一端即源极被连接到整流二极管D1和扼流圈L1的连接点，另一端即漏极被连接到直流电源Vin的一端。直流电源Vin的另一端被接地。扼流圈L1的另一端被连接到输出端子Po。平滑电容器C1被连接到输出端子Po和地之间。而且，控制电路2被连接到输出端子Po和MOSFETQ1的控制端子即栅极之间。

下面说明DC-DC变换器1的动作。控制电路2对MOSFETQ1进行导通/截止驱动。首先，在MOSFETQ1导通时，通过从直流电源Vin输入的输入电压使电流经MOSFETQ1流入扼流圈L1。然后，在MOSFETQ1截止后，由于在扼流圈L1中存在激磁产生的惯性，所以电流经整流二极管D1流入扼流圈L1。通过反复进行这样的动作，从输出端子Po输出与MOSFETQ1的导通、截止的占空比对应的电压。另外，控制电路2通过相应输出电压改变MOSFETQ1的开关占空比，从而进行PWM控制，使输出电压不受输入电压的变化或负载的变动的影响而保持恒定。

此外，图7表示现有的升压型的DC-DC变换器的电路图。在图7中，对与图6相同的部分附以相同的标号。在图7中，DC-DC变换器5包括直流电源Vin、整流二极管D3、扼流圈L2、作为开关元件的MOSFETQ2、平滑电容器C1、二极管D4、电容器C4、电容器C5、以及控制电路2。另外，二极管D4是MOSFETQ2的本体二极管，电容器C4是该MOSFETQ2的漏极—源极间结电容、即并联电容。此外，电容器C5是整流二极管D3的阳极—阴极间结电容、即并联电容。

这里，整流二极管D3，其一端的阳极连接到扼流圈2的一端，另一端的阴极连接到输出端子Po。将MOSFETQ2的一端即漏极连接到整流二极管D3和扼流圈L2的连接点，将另一端即源极接地。扼流圈L2的另一端连接到直流电源Vin的一端。将直流电源Vin的另一端接地。将平滑电容器C1连接在输出端子Po和地之间。而且，将控制电路2连接在输出端子Po和作为MOSFETQ2的控制端子的栅极之间。

下面说明DC-DC变换器5的动作。控制电路2对MOSFETQ2进行导通/截止驱动。首先，在MOSFETQ2导通时，通过直流电源Vin产生的输入电压，依次经扼流圈L2和MOSFETQ2流入电流，对扼流圈L2进行励磁。然后，在MOSFETQ2截止时从直流电源Vin经扼流圈L2和整流二极管D3流入电流。此时，扼流圈L2因惯性使一端的电位相对于另一端的电位升高，所以当扼流圈L2的另一端的电位成为输入电压Vin时，则一端的电位在其之上，可实现升压动作。然后，通过重复进行该过程，使升压的电压从输出端子Po输出。再有，控制电路2与DC-DC变换器1的情况同样，按照输出电压来改变MOSFETQ2的开关的占空比，进行PWM控制，使得无论输入电压的变化和负载的变动如何，输出电压都是固定的。

在DC-DC变换器的开关元件中，导通时电流流入开关元件，导通电阻几乎为零，所以几乎没有损耗，相反，截止时尽管在开关元件上施加电压也几乎不流入电流，所以几乎没有损耗。

但是，在现有的DC-DC变换器1或5中，在作为开关元件的MOSFETQ1、Q2的接通时和关断时，存在在开关元件上施加电压，而且有电流流过的问题，并存在此时产生大的开关损耗的问题。并且，存在因流经MOSFETQ1、Q2或整流二极管D1、D3中的电流会急剧地变化，而产生强噪声的问题。此外，在接通MOSFETQ1或Q2时，因在整流二极管D1或D3的反向恢复时间中从阴极向阳极流入浪涌状的恢复电流，而产生较大损耗的问题。

针对这样的问题，利用谐振来实现开关元件的零电压开关或零电流开关的构成公开于(日本)专利第3055121号公告。

但是，在该构成中，虽然可降低开关损耗或噪声，但作为用于谐振的电容器，需要有供给负载电流所需的大容量，相应地，取决于谐振电容器和谐振扼流圈的谐振期间必须在开关元件(开关元件2)的接通、关断时，因而无法进行使开关元件的导通期间或截止期间小于其谐振期间的PWM控制。因此，存在不能充分对付大幅度的输入电压变动或输出电压的变动的问题。此外，在流入开关元件的输出电流中因重叠有正弦波状的谐振电流，所以需要使用电流容量大的开关元件，而带来DC-DC变换器的大型化和高价格的问题。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题，提供一种DC-DC变换器和使用它的电子装置，可以降低开关损耗和噪声，而且可以对付大幅度的输入电压变动和输出电压的变动，并不会导致大型化和高价格。

为了实现上述目的，本发明的DC-DC变换器包括：一端相互连接的整流二极管和扼流圈；一端通过谐振用线圈连接到所述整流二极管和扼流圈的连接点的第1开关元件；并联连接到该第1开关元件的第1二极管；与由所述谐振用线圈和所述整流二极管构成的串联电路并联连接的由电容器和第2开关元件构成的串联电路；以及并联连接到所述第2开关元件的第2二极管，其特征在于，在所述第1开关元件、所述第2开关元件及所述整流二极管的各个端子间还具有并联电容。

另外，本发明的DC-DC变换器的特征在于，所述第1开关元件和所述第2开关元件，在均截至的期间的一前一后交替地被导通驱动。

另外，本发明的DC-DC变换器的特征在于，在所述整流二极管的导通期间，流过所述整流二极管的电流和流过所述谐振用线圈的电流之和流过所述扼流圈。

另外，本发明的DC-DC变换器的特征在于，将所述第1开关元件的另一端连接到直流电源的一端，将所述扼流圈的另一端连接到输出端子，将所述整流二极管的另一端连接到所述直流电源的另一端，来进行降压动作。或者，将所述扼流圈的另一端连接到直流电源的一端，将所述整流二极管的另一端连接到输出端子，将所述第1开关元件的另一端连接到所述直流电源的另一端，来进行升压动作。

另外，本发明的DC-DC变换器的特征在于，具有并联连接到由所述第1开关元件和所述谐振用线圈构成的串联电路的第3二极管。

另外，本发明的电子装置的特征在于，使用上述的DC-DC变换器。

通过这样的构成，在本发明的DC-DC变换器中，可以降低损耗和噪声。

此外，在本发明的电子装置中，可以降低消耗功率和噪声。

附图的简单说明

图1是表示本发明的DC-DC变换器的一实施例的电路图。

图2是表示图1的DC-DC变换器中的各点的信号波形的波形图。

图3是表示本发明的DC-DC变换器的另一实施例的电路图。

图4是表示图3的DC-DC变换器中的各点的信号波形的波形图。

图5是表示本发明的电子装置的一实施例的立体图。

图6是表示现有的DC-DC变换器的电路图。

图7是表示现有的另一DC-DC变换器的电路图。

其中：10、20-DC-DC变换器；11-控制电路；Vin-直流电源；Q1、Q2-MOSFET(第1开关元件)；Q3、Q4-MOSFET(第2开关元件)；L1、L2-扼流圈；L3、L4-谐振用线圈；D1、D3-整流二极管；C7、C9-电容器；C1-平滑电容器；D2、D4、D5、D7-MOSFET本体二极管；C2、C4、C6、C8-MOSFET的漏极—源极间结电容；C3、C5-整流二极管的阳极—阴极间结电容；D6、D8-二极管；30-打印机。

具体实施方式

图1是表示本发明的DC-DC变换器的一实施例的电路图。在图1中，对与图6相同或同当的部分附以相同的标号，并省略其说明。

在图1中，DC-DC变换器10是降压型的DC-DC变换器，将作为第1开关元件的MOSFETQ1的一端、即源极通过谐振用线圈L3连接到整流二极管D1和扼流圈L1的连接点。而谐振用线圈L3和整流二极管D1构成的串联电路并联连接到电容器C7和作为第2开关元件的MOSFETQ3构成的串联电路。在MOSFETQ3的漏极—源极间，分别并联连接二极管D5和电容器C6。二极管D5是MOSFETQ3的本体二极管，电容器C6是该MOSFETQ3的结电容即并联电容。此外，将二极管D6并联连接到MOSFETQ1和谐振用线圈L3构成的串联电路。而且，在输出端子Po与作为MOSFETQ1、Q3的控制端子的栅极之间设置控制电路11。再有，只要是串联连接，电容器C7和MOSFETQ3的连接顺序也可以相反。

下面，参照图2来说明这样构成的DC-DC变换器10的动作。图2是表示DC-DC变换器10各部电位和电流的时间变化的波形图。这里，Vin是从用相同标号表示的直流电源Vin输入到DC-DC变换器10的固定电压的输入电压。此外，va是MOSFETQ1的源极电位，vb是整流二极管D1的阴极电位，ia是从MOSFETQ1的漏极侧流向源极侧的电流，ib是通过谐振用线圈L3流入扼流圈L1的电流，ic是通过MOSFETQ3从漏极侧流向源极侧的电流，id是通过整流二极管D1从阳极侧流向阴极侧的电流。再有，电流ia和ic还包括流经作为MOSFETQ1、Q3的结电容的电容器C2、C6和作为本体二极管的二极管D2、D5的电流。此外，电流id包括流经作为整流二极管D1的结电容的电容器C3的电流。

再有，在DC-DC变换器10中，作为扼流圈L1，可以使用电感值例如为300μH左右的大电感。因此，扼流圈L1实质上作为使近似固定的电流Iout流出的恒流源来动作。此外，由于电容器C7也比作为MOSFETQ3的结合电容的电容器C6大很多，例如具有0.2μF的电容值，所以实质上作为产生近似固定的电压Vx的恒压源来动作。在以下的说明中，以这两点作为前提。此外，关于各二极管的正向电压，假设大致为零来说明。

控制电路11，以PWM控制进行驱动，使MOSFETQ1和Q3，在同时截止期间的一前一后交替导通。

首先，当MOSFETQ1为导通状态，MOSFETQ3为截止状态对，因直流电源Vin产生的输入电压Vin，从直流电源Vin经MOSFETQ1、谐振用线圈L3、以及扼流圈L1向输出端子Po流入电流ia、ib。其电流值都是Iout。MOSFETQ1的源极电位Va和整流二极管D1的阴极电位vb大致为输入电压Vin。电容器C7以电压Vx(＞0)进行充电而使得MOSFETQ3一侧为正，作为输出电压Vx的恒压源来动作。然后，MOSFETQ1的结电容的电容器C2进行放电，而MOSFETQ3的结电容的电容器C6进行充电而使得电容器C7一侧为正。此外，整流二极管D1的结电容的电容器C3也被充电。并且，由于MOSFETQ3和整流二极管D1中没有电流流动，所以ic、id都为零。

接着，在时刻t1，通过控制电路11使MOSFETQ1截止。即使这样，由于谐振用线圈L3因惯性仍要使电流产生流动，因而电容器C2被充电，而电容器C6放电。由于电容器C2和C6为结电容，电容值非常小，所以该充放电在到时刻t2的极短时间内结束。因此，电流ia在从时刻t1至时刻t2之间从Iout急速地减少到零。而电流ic虽然符号为负却急速地增加。在电容器C6的放电结束后，二极管D5导通，通过二极管D5向谐振用线圈L3开始流动电流ic。因此，电位va从Vin急速地下降到-Vx。并且，这之后的电流ib和电流ic的关系为ib＝-ic。

在时刻t2，由于因二极管D5导通使MOSFETQ3的漏极电位大致为零，所以如上所述，MOSFETQ1的源极电位va，变为比地电位低电容器C7的电位差Vx份的电位、即-Vx。然后，随着MOSFETQ1的源极电位va下降到-Vx，流经谐振用线圈L3向扼流圈L1流动的电流ib开始减少。由于流过扼流圈L1的电流Iout不会变化，所以为了补偿电流ib的减少使电容器C3放电，整流二极管D1的阴极电位vb下降，由此在时刻t3整流二极管D1导通。随着整流二极管D1的导通，其阴极电位vb的下降结束，并近似为地电位。这一状态在整流二极管D1的导通期间内一直保持。此时，由于在谐振用线圈L3的两端施加有与电容器C7的电位差Vx相同，并使与扼流圈L1的连接点一侧为正的电位差，所以在这之后，从谐振用线圈L3向扼流圈L1流动的电流ib直线性地减少。然后，对应该部分电流使整流二极管D1向扼流圈L1的整流电流id直线性地增加。即，从时刻t3之后，流过谐振用线圈L3的电流和流过整流二极管D1的电流之和成为流过扼流圈L1的电流。另外，电流ib或电流id的变化，具有由电容器C7的电位差Vx和谐振用线圈L3的电感值来决定的斜率。

经过时刻t3后，在时刻t4时MOSFETQ3导通。于是，在从MOSFETQ1的导通至MOSFETQ3的导通中，就存在均为截止的空载时间。在MOSFETQ3变为导通的时刻，由于因二极管D5的导通使MOSFETQ3的漏极—源极间的电位差一直为零，所以产生MOSFETQ3的零电压转换。在这之后，虽然原来流经二极管D5的电流-ic，就不经过二极管D5而是经MOSFETQ3的源极—漏极向谐振用线圈L3流动，但除此之外对电路动作不产生任何影响。再有，由于MOSFETQ3的导通只要在二极管D5导通时进行就可以，所以即使在时刻t2和时刻t3之间也没关系。

在时刻t4时，由于MOSFETQ3即使已经导通，电位va和电位vb也不会产生变化，所以通过谐振用线圈L3流入扼流圈L1的电流ib直线性地减少，相应地使从整流二极管D1向扼流圈L1的整流电流id直线性地增加。然后，当在时刻t5时从谐振用线圈L3向扼流圈L1流入的电流ib变为零时，在这之后流入谐振用线圈L3的电流ib的方向产生翻转，变为向MOSFETQ3流入。此时虽然电流ic的方向也反向为正方向，但在该时刻因MOSFETQ3为导通状态，所以方向转换没有任何问题。流入整流二极管D1的电流id，在流入谐振用线圈L3的电流ib变为零的时刻t5与流入扼流圈L1的电流Iout一致，之后变为流入扼流圈L1的电流Iout和反方向流入谐振用线圈L3的电流ib之和。即，在这一时刻也是流过谐振用线圈L3的电流和流过整流二极管D1的电流之和为流过扼流圈L1的电流。由于反方向流过谐振用线圈L3的电流-ib流过处于导通状态的MOSFETQ3的漏极—源极之间，所以电流ic与电流ib的关系为ic＝-ib。

然后，在时刻t6，当MOSFETQ3变为截止时，因谐振用线圈L3和电容器C2及C6的谐振电流、即反方向流过谐振用线圈L3的电流-ib，使至此充电的电容器C2放电，而使电容器C6充电。因此，MOSFETQ3的漏极的电位上升，随着其上升，电位va也急速地上升。由于电容器C2和C6为结电容，电容值非常小，所以该充放电过程在到时刻t7的极短时间内就会结束。然后，在时刻t6以后，因电位va上升，反方向流过谐振用线圈L3的电流ib开始直线性地减少。然后，相应地流过整流二极管D1的电流id也开始直线性地减少。即，在该时刻，也是流过谐振用线圈L3的电流和流过整流二极管D1的电流之和为流过扼流圈L1的电流。

在时刻t7，当电容器C2的放电结束时二极管D2导通，流过谐振用线圈L3的电流ib变为电流ia，经二极管D2回流到直流电源Vin。此时，电位va与输入电压Vin大致一致。此外，电位vb仍为接地电位。再有，在此时，由于电流-ia与电流-ib一致，所以电流-ia也直线性地减少。并且，电流ib和电流id的变化，具有由输入电压Vin和谐振用线圈L3的电感值所确定的斜率。

经过时刻t7后，在时刻t8，MOSFETQ1变为导通。这样，在从MOSFETQ3变为导通开始至MOSFETQ1变为导通期间，存在均为截止的空载时间。在该时刻，因二极管D2的导通，MOSFETQ1的漏极—源极间的电位差为零，因而进行的是MOSFETQ1的零电压转换。

在时刻t7以后，由于MOSFETQ1的源极的电位va与直流电源Vin的电压Vin相同，所以与输入电压Vin相同的正向电压施加在谐振用线圈L3的一端上，使反向电流-ib直线性地减少。然后，在时刻t9，当谐振用线圈L3的反向电流-ib变为零时，流过整流二极管D1的电流id与流过扼流圈L1的电流Iout一致。并且，过了时刻t9，当在谐振用线圈L3中流入正向电流并直线性增加时，相应地使流过整流二极管D1的电流id减少，在时刻t10，电流id变为零时，整流二极管D1变为截止。在从该时刻t6至时刻t10的期间，也是流过谐振用线圈L3的电流和流过整流二极管D1的电流之和为流过扼流圈L1的电流。即，在从时刻t3整流二极管D1导通后至时刻t10截止的整个期间，流过谐振用线圈L3的电流和流过整流二极管D1的电流之和成为流过扼流圈L1的大致固定的电流。

当在时刻t10时整流二极管D1截止时，由谐振用线圈L3和整流二极管D1的结电容的电容器C3产生电压谐振，在整流二极管D1的阴极，产生将谐振电压重叠在输入电压上的约为输入电压的两倍的电位vb。另外此时，由于电容器C3的电容值极小，所以产生的电压的谐振频率高，可能成为无用噪声的发生源。但是，由于在MOSFETQ3和谐振用线圈L3的串联电路中并联设置的二极管D6，被设置成从整流二极管D1的阴极向直流电源Vin流过电流的状态，所以该电压谐振在时刻t11时的电压vb上升到输入电压Vin的时刻结束。另外，当整流二极管D1具有足够的耐压，且不必担心噪声的影响时，即使不设置二极管D6也可以。

当在时刻t11时电压谐振结束时，谐振用线圈L3两端的电位都变为输入电压Vin。然后，在谐振用线圈L3中，流过将流入扼流圈L1的电流Iout、以及将电压谐振期间积蓄在谐振用线圈L3中的能量通过二极管D6再生的电流相加的固定电流ib。

然后，再次返回到时刻t1，重复进行该循环。

在至此的说明中，虽然将扼流圈L1看成流出固定电流的恒流源，但实际上重叠的是三角形状的脉动电流，在从时刻t11以后到时刻t1为止流过扼流圈L1的电流增加，相应地流过二极管D6的电流减少，在时刻t0流过二极管D6的电流变为零，在时刻t0二极管D6截止。由于流过扼流圈L1的电流在达到时刻t1前增加，所以流过谐振用线圈L3的电流也增加相应的部分。然后，有可能因谐振用线圈L3和作为整流二极管D1的结电容的电容器C3产生电压谐振，在整流二极管D1的阴极产生使输入电压下降的谐振电压，在流入谐振用线圈L3的电流ib中也产生谐振电流(在图2中虚线所示)。但是，在扼流圈L1的电感值大，三角形状的脉动电流小时，或在整流二极管D1的结电容的电容器C3的电容量大时，由于时刻t0与时刻t1一致，所以不发生这样的谐振电压。

这样，在本发明的DC-DC变换器10中，第1开关元件MOSFETQ1和第2开关元件MOSFETQ3都在因本体二极管导通而漏极—源极间没有电位差时变为导通。因此，可实现开关元件的零电压转换，几乎不产生开关损耗。

另外，第1开关元件的MOSFETQ1和第2开关元件的MOSFETQ3为交替地成为导通状态，而且设置了不会产生同时为导通状态的瞬间的适当的空载时间。在该期间中MOSFETQ1和Q3的变为导通时和变为截止时，在本体二极管即二极管D2、D5导通前各开关元件的端子间的结电容、也就是在本实施例中的漏极—源极间的结电容即电容器C2、C6，通过流过谐振用线圈L3的电流ib进行充放电。因此，结电容的充电电荷因短路而不会瞬间放电，可抑制噪声的产生。

此外，在从时刻t3至时刻t10之间，由于流过整流二极管D1的电流id，随着流过谐振用线圈L3的电流ib的变化而连续地变化，所以没有急剧的变化。因此，可抑制噪声的产生。

此外，在时刻t10至时刻t11之间，由于通过谐振用线圈L3和整流二极管D1的结电容的电压谐振而使整流二极管D1的阴极电压上升，所以在整流二极管D1变为截止时输入电压不急剧地施加在阴极上。因此，输入电压急剧地施加在阴极上时的反向恢复时间中没有流入整流二极管D1的脉动电流，可抑制产生噪声。

而且，由于两个开关元件的MOSFETQ1、Q3和整流二极管D1的结电容的电容器C2、C6、C3的电容值极小，所以使与谐振用线圈L3之间构成的谐振电路的谐振频率较高。即，谐振的周期短。如以往例的课题所示，当谐振电路的谐振频率低且周期长时，需要时间来达到可进行零电压开关的条件，有可能无法进行使开关占空比极端地增大或减小的PWM控制，而当谐振的周期短时就不会发生这样的问题，因而可进行跟踪因宽范围的输入电压变化或负载变动而引起的输出电压变化的PWM控制。

而且，在第1开关元件的MOSFETQ1上，由于没有重叠像(日本)专利第3055121号公告的开关元件的那种正弦波状的谐振电流，所以不需要使用不必要的电流容量大的开关元件，因而可以抑制DC-DC变换器的大型化和价格上升。

图3表示本发明的DC-DC变换器的另一实施例的电路图。在图3中，对与图7相同或同等的部分附以相同的标号，并省略其说明。

在图3中，DC-DC变换器20是升压型的DC-DC变换器，第1开关元件的MOSFETQ2的一端、即漏极经谐振用线圈L4连接到整流二极管D3和扼流圈L2的连接点。此外，由电容器C9和第2开关元件的MOSFETQ4构成的串联电路并联连接到由谐振用线圈L4和整流二极管D3构成的串联电路。在MOSFETQ4的漏极—源极间，分别并联连接二极管D7和电容器C8。二极管D7是MOSFETQ4的本体二极管，电容器C8是该MOSFETQ4的结电容、即并联电容。此外，二极管D8并联连接到由谐振用线圈L4和MOSFETQ2构成的串联电路。而且，在输出端子Po和MOSFETQ2及Q4的控制端子的栅极之间设置控制电路11。再有，只要是串联连接，则电容器C9和MOSFETQ4的连接顺序相反也可以。

下面参照图4来说明这样构成的DC-DC变换器20的动作。图4是表示DC-DC变换器20的各部的电位和电流的时间变化的波形图。这里，Vin是从以相同标号表示的直流电源Vin输入到DC-DC变换器20的恒定电压的输入电压。而vc是MOSFETQ2的漏极侧的电位，vd是整流二极管D3的阳极电位，ie是从MOSFETQ2的漏极侧向源极流入的电流，if是经谐振用线圈L4流入MOSFETQ2的电流，ig是从MOSFETQ4的漏极侧向源极侧流入的电流，ih是从整流二极管D3的阳极侧向阴极侧流入的电流。再有，电流ie和ig还包含通过MOSFETQ2、Q4的结电容的电容器C4、C8和本体二极管的D4、D7流入的电流。此外，电流ih包含通过整流二极管D3的结电容的电容器C5流入的电流。

再有，在DC-DC变换器20中，作为扼流圈L2，使用电感值例如300μH左右大小的扼流圈。因此，扼流圈L2实质上起到作为流出固定的电流Iin的恒流源的作用。在DC-DC变换器20这样的升压斩波电路的情况下，由于是通过扼流圈L2的电流变化来存储能量并获得输出功率，所以虽然实际上大致为恒定电流但并不是完全恒定，在对应电流Iin的电流的流动的电流ie或电流if中，虽然如图4所示会有所倾斜，但这里看成恒定电流。此外，电容器C9远大于MOSFETQ4的结电容的电容器C8，例如具有0.2μF左右的电容值，所以实质上起到作为产生大致固定的电压Vy的恒压源的作用。在以下的说明中，以这两点作为前提。此外，有关各二极管的正向电压，假设大致为零来说明。

控制电路11以PWM控制来驱动，使得MOSFETQ2和Q4在均为截止的期间的一前一后可交替导通。

首先，当考虑MOSFETQ2为导通状态，MOSFETQ4为截止状态的情况时，通过直流电源Vin产生的输入电压Vin，从直流电源Vin经扼流圈L2、谐振用线圈L4、以及MOSFETQ2流入电流ie、if。该电流值都为Iin。MOSFETQ2的漏极电位vc和整流二极管D3的阳极电位vd大致为接地电位。电容器C9以电压Vy(＞0)被充电，以便MOSFETQ4为负，并起到作为输出电压Vy的恒定电压的作用。然后，使MOSFETQ2的结电容的电容器C4放电，而作为MOSFETQ4的结电容的电容器C8则相反地被充电，以便使电容器C9一侧为负。此外，作为整流二极管D3的结电容的电容器C5也被充电，使得扼流圈L2一侧为负。再有，MOSFETQ4和整流二极管D3中不流过电流，所以ig、ih都为零。

接着，在时刻t1，通过控制电路11使MOSFETQ2截止。可是，谐振用线圈L4因惯性而流过电流，因而使电容器C4充电，相反电容器C8则放电。电容器C4和C8是结电容，电容值非常小，所以该充放电在到时刻t2的极短时间内结束。因此，电流ie在从时刻t1至时刻t2之间从Iin急速地减少到零。而电流ig的符号变为负并急速地增加。在电容器C8的放电结束后，二极管D7导通，从谐振用线圈L4通过二极管D7开始流动电流ig。因此，电位vc从接地电位Vout急速地上升至Vout+Vy。然后，这之后的电流if和电流ig的关系为if＝-ig。

在时刻t2，通过二极管D7导通使MOSFETQ4的源极电位大致为输出电压Vout，如上所述，所以MOSFETQ2的漏极电位vc变为比输出电压Vout高电容器C9的电位差Vy的电位Vout+Vy。然后，通过MOSFETQ2的漏极电位vc上升到Vout+Vy，流过谐振用线圈L4的电流if开始减少。流过扼流圈L2的电流Iin没有变化，所以因电流if的减少而开始流动电流ih，使电容器C5放电，整流二极管D3的阳极电位vd上升，由此在时刻t3使整流二极管D3导通。通过整流二极管D3的导通，其阳极电位vd的上升结束。此时，在谐振用线圈L4的两端施加与电容器C7的电位差Vx相同的电位差，使得与MOSFETQ2的连接点一侧为正，之后，在流过扼流圈L2的恒定电流Iin中，使流入谐振用线圈L4的电流if直线性地减少。然后，这部分电流使流入整流二极管D3的电流ih直线性地增加。即，时刻t3之后，流过谐振用线圈L4的电流和流过整流二极管D3的电流之和成为流过扼流圈L2的电流。而电流if、电流ih的变化具有由电容器C9的充电电压Vy和谐振用线圈L4的电感值来决定的斜率。

经过时刻t3后，在时刻t4时MOSFETQ4导通。于是，在从MOSFETQ2的截止至MOSFETQ4的导通中，都存在变为截止的空载时间。在MOSFETQ4为导通的时刻，通过二极管D7的导通使MOSFETQ4的漏极—源极间的电位差为零，所以进行MOSFETQ4的零电压转换。之后，流过谐振用线圈L4的电流if不通过二极管D7而通过MOSFETQ4的源极/漏极作为负的电流-ig流出，但除此以外对电路动作不产生任何影响。再有，MOSFETQ4的导通只要在二极管D7导通时就可以，所以即使在时刻t2和时刻t3之间也可以。

在时刻t4时，MOSFETQ4导通后，电位vc和电位vd没有变化，所以在流过扼流圈L2的恒定电流Iin中流入谐振用线圈L4的电流if直线性地减少，因而该部分减少电流使流入整流二极管D3的电流ih直线性地增加。然后，当在时刻t5时从谐振用线圈L4向MOSFETQ4流入的电流if变为零时，其后流入谐振用线圈L4的电流if的方向进行反向，变为向整流二极管D3流入。此时电流ig的方向也反向为正方向，但在该时刻MOSFETQ4为导通状态，所以方向转换没有任何问题。流入整流二极管D3的电流ih在流过谐振用线圈L4的电流if变为零的时刻t5与流入扼流圈L2的电流Iin一致，之后流入扼流圈L2的电流Iin和反方向流过谐振用线圈L4的电流if进行合并。即，在该时刻流过谐振用线圈L4的电流和流过整流二极管D3的电流之和成为流过扼流圈L2的电流。反方向流过谐振用线圈L4的电流-if流过处于导通状态的MOSFETQ4的漏极—源极之间，所以电流ig的电流if的关系为ig＝-if。

然后，在时刻t6，当MOSFETQ4截止时，通过谐振用线圈L4和电容器C4及C8的谐振电流、即反方向流过谐振用线圈L4的电流-if，使至此充电的电容器C4放电，相反使电容器C8充电。因此，MOSFETQ4的源极的电位下降，随着其下降，电位vc也急速地下降。电容器C4和C8为结电容，电容值非常小，所以该充放电仅在时刻t7前的时间就结束了。然后，在时刻t6以后，通过电位vc下降，反方向流过谐振用线圈L4的电流-if开始直线性地减少。然后，该部分的电流使流过整流二极管D3的电流ih也开始直线性地减少。即，在该时刻，流过谐振用线圈L4的电流和流过整流二极管D3的电流之和为流过扼流圈L3的电流。

在时刻t7，当电容器C4的放电结束时，二极管D4导通，通过二极管D4流入的电流-ie变为流过谐振用线圈L4的电流-if。此时，电位vc大致为接地电位。此外，电位vd仍为输出电位Vout。再有，在此时，电流-ie与电流-id一致，所以电流-ie也直线性地减少。然后，电流if、电流ih的变化有由输出电压Vout和谐振用线圈L4的电感值确定的斜率。

经过时刻t7后，在时刻t8，MOSFETQ2导通。这样，从MOSFETQ4的截止至MOSFETQ2的导通前，都存在截止的空载时间。在该时刻，通过二极管D4的导通，MOSFETQ2的漏极—源极间的电位差为零，所以进行MOSFETQ2的零电压转换。

在时刻t7以后，MOSFETQ2的源极的电位vc大致为接地电位，所以在谐振用线圈L4的一端上施加与输出电压Vout相同方向的电压，使反向电流-if直线性地减少。然后，在时刻t9，当谐振用线圈L4的反向电流-if变为零时，流过整流二极管D2的电流ih与流过扼流圈L2的电流Iin一致。然后，经过时刻t9，当在谐振用线圈L4中流入正向电流if并直线性增加时，该部分电流使流过整流二极管D3的电流ih减少，在时刻t10，在电流ih变为零时，整流二极管D3截止。在从该时刻t6至时刻t10的期间，流过谐振用线圈L4的电流和流过整流二极管D3的电流之和为流过扼流圈L2的电流。即，在从时刻t3整流二极管D3导通后至时刻t10截止的整个期间，流过谐振用线圈L4的电流和流过整流二极管D3的电流之和成为流过扼流圈L4的大致固定的电流。

当在时刻t10时整流二极管D3截止时，谐振用线圈L4和整流二极管D3的结电容的电容器C5产生电压谐振，在整流二极管D3的阳极上，产生将谐振电压重叠在接地电位上的负电位vb。此时，电容器C5的电容值极小，所以产生的电压的谐振频率高，可能成为无用噪声的发生源。但是，在MOSFETQ2和谐振用线圈L4的串联电路中并联设置的二极管D8被设置为使电流从接地向整流二极管D3的阳极流入的方向，所以该电压谐振在时刻t11时在下降至接地电位前的时刻结束。再有，在整流二极管D3的耐压充分，而且不必担心噪声的影响时，也可以不一定设置二极管D8。

当在时刻t11时电压谐振结束时，谐振用线圈L4两端的电位都为接地电位。然后，在谐振用线圈L4中，流过将流入扼流圈L2的电流Iin、以及从时刻t10至时刻t11的电压谐振期间积蓄在谐振用线圈L4中的能量通过二极管D8再生的电流相加的固定电流if。

然后，再次返回到时刻t1，重复进行该循环。

在至此的说明中，将扼流圈L2看成流出固定电流的恒流源，但实际上重叠三角形状的脉动电流，流过扼流圈L2的电流从时刻t10至时刻t1增加，从时刻t1至时刻t10减少。而在时刻t10以后存在流过二极管D8的电流，所以电流if增加。然后，流过二极管D8的电流减少，该部分电流使时刻t11以后流过谐振用线圈L4的电流减少，在时刻t0流过二极管D8的电流变为零，二极管D8截止。此时，流入谐振用线圈L4的电流与流入扼流圈L2的电流一致。然后流过扼流圈L2的电流在到达时刻t1前增加，所以该部分电流使流过谐振用线圈L4的电流也增加。

这样，在本发明的DC-DC变换器20中，第1开关元件MOSFETQ2和第2开关元件MOSFETQ4都通过本体二极管导通而在漏极—源极间没有电位差时导通。因此，可实现开关元件的零电压开关，几乎不产生开关损耗。

第1开关元件的MOSFETQ2和第2开关元件的MOSFETQ4为交替导通状态，而且设置没有同时达到导通状态的瞬间的空载时间。在该期间的MOSFETQ2和Q4的导通时和截止时，本体二极管的二极管D4、D7导通前各开关元件的端子间的结电容在本实施例的情况下为漏极—源极间的结电容的电容器C4、C8，通过流过谐振用线圈L4的电流if进行充放电。因此，将结电容的充电电荷通过短路而不被瞬间放电，可抑制产生噪声。

此外，在从时刻t3至时刻t10之间，流过整流二极管D3的电流ih随着流过谐振用线圈L4的电流if的变化而连续地变化，所以没有急剧的变化。因此，可抑制产生噪声。

此外，在时刻t10至时刻t11之间，通过谐振用线圈L4和整流二极管D2的结电容的电压谐振使整流二极管D3的阴极电压上升，所以在整流二极管D3的截止时输入电压不急剧地施加在阴极上。因此，输入电压急剧地施加在阴极上时的反向恢复时间中没有流入整流二极管D3的脉动电流，可抑制产生噪声。

而且，两个开关元件的MOSFETQ2、Q4和整流二极管D3的结电容的电容器C4、C8、C5的电容值很小，所以在与谐振用线圈L4之间构成的谐振电路的谐振频率高。即，谐振的周期短。因此，与DC-DC变换器10的情况同样，可进行跟随基于宽范围的输入电压变化和负载变动产生的输出电压变化的PWM控制。

而且，它与DC-DC变换器10的情况同样，重叠正弦波状的谐振电流不流入作为第1开关元件的MOSFETQ2，所以不需要使用不必要的电流容量大的开关元件，可以抑制DC-DC变换器的大型化和价格上升。

另外，在上述各实施例中，示出了正电源的降压和升压用的DC-DC变换器，但即使是负电源的降压和升压用的DC-DC变换器，也可以同样地构成，具有与正电源时同样的作用效果。

此外，在上述各实施例中，作为开关元件，使用内置本体二极管的MOSFET，但也可使用不内置本体二极管的双极晶体管或三端子半导体开关元件等，即使与其并联、可按与MOSFET的本体二极管相同的方向外部连接二极管来构成，具有与MOSFET时相同的作用效果。

此外，第1、第2开关元件、和整流二极管具有作为并联电容的结电容，但例如在可以不需要使与谐振用线圈之间的谐振条件为最合适的条件时，也可以并联连接外部附带的电容器。

图5表示本发明的电子装置的一实施例的立体图。在图5中，作为电子装置的之一的打印机30使用本发明的DC-DC变换器10作为电源电路。

在打印机30中，通过使用本发明的DC-DC变换器10，可以降低消耗功率和噪声。

再有，在图5所示的打印机30中，使用了图1所示的DC-DC变换器10，但也可以使用图3所示的DC-DC变换器20，具有同样的作用效果。

此外，本发明的电子装置不限于打印机，包括笔记本电脑和携带信息设备等需要DC-DC变换器的所有电子装置。

根据本发明的DC-DC变换器，由于包括：一端相互连接的整流二极管和扼流圈；一端通过谐振用线圈连接到整流二极管和扼流圈的连接点的第1开关元件；并联连接到该第1开关元件的第1二极管；并联连接到谐振用线圈和整流二极管构成的串联电路的电容器和第2开关元件构成的串联电路；以及并联连接到第2开关元件的第2二极管，并通过在第1开关元件、第2开关元件和整流二极管的各个端子间的并联电容和谐振用线圈的谐振，所以可以实现零电压转换，从而可以降低损耗和噪声。

Claims

1.一种DC-DC变换器，其特征在于，包括：一端相互连接的整流二极管和扼流圈；一端经谐振用线圈连接到所述整流二极管和扼流圈的连接点的第1开关元件；并联连接到该第1开关元件的第1二极管；并联连接到由所述谐振用线圈和所述整流二极管构成的串联电路的、由电容器和第2开关元件构成的串联电路；以及并联连接到所述第2开关元件的第2二极管，

并且，在所述第1开关元件、第2开关元件及所述整流二极管的各自的端子间具有并联电容。

2.如权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第1开关元件和所述第2开关元件，在均为截止的期间的一前一后交替地被驱动为导通。

3.如权利要求1或2所述的DC-DC变换器，其特征在于，在所述整流二极管的导通期间，流过所述整流二极管的电流和流过所述谐振用线圈的电流之和流入所述扼流圈。

4.如权利要求1至权利要求3的任何一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，将所述第1开关元件的另一端连接到直流电源的一端，将所述扼流圈的另一端连接到输出端子，将所述整流二极管的另一端连接到所述直流电源的另一端，来进行降压动作。

5.如权利要求1至权利要求3的任何一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，将所述扼流圈的另一端连接到直流电源的一端，将所述整流二极管的另一端连接到输出端子，将所述第1开关元件的另一端连接到所述直流电源的另一端，来进行升压动作。

6.如权利要求1至权利要求5的任何一项所述的DC-DC变换器，其特征在于，具有并联连接到由所述第1开关元件和所述谐振用线圈构成的串联电路上的第3二极管。

7.一种电子装置，其特征在于，使用权利要求1至6中的任何一项所述的DC-DC变换器。