JP5202226B2

JP5202226B2 - 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP5202226B2
Application number: JP2008273345A
Authority: JP
Inventors: 晋斌趙; 修一宇敷
Original assignee: Origin Electric Co Ltd
Current assignee: Origin Electric Co Ltd
Priority date: 2007-11-01
Filing date: 2008-10-23
Publication date: 2013-06-05
Anticipated expiration: 2028-10-23
Also published as: JP2009136139A

Description

本発明は、二つのインダクタを備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来、入力される直流高電圧から直流低電圧に変換する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧比を大きくするために、トランスのように巻線の途中から中間タップを引き出したタップインダクタが用いられている（例えば、非特許文献１を参照）。
ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＰＯＷＥＲＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ，ＶＯＬ．２０，ＮＯ．４，ＪＵＬＹ２００５ｐｐ７７５−７８０特開２００３−１８９６０２号公報

しかし、タップインダクタの一次巻線と二次巻線との巻数比を大きくすれば、サージの原因となる巻線間の漏れインダクタンスが大きくなることが知られている。そのため、タップインダクタを用いた降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにはサージによるノイズ発生という課題があった。

そこで、本発明では、漏れインダクタンスの影響を完全に削除するとともに、高降圧比を実現する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、タップインダクタの代替として２つのインダクタを組み合わせた回路を搭載する。

具体的に、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧入力端子から接地端子へ向かって直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第１スイッチング素子に並列に接続された第１ダイオードと、カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２ダイオードと、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点から出力端子へ向かって直列に接続された第１インダクタ及び第２インダクタと、アノードを前記接地端子側に前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続点と前記接地端子とを接続する第３ダイオードと、前記第１スイッチング素子と前記第１インダクタとの接続点と前記第２スイッチング素子との間に接続され、前記第１インダクタと共振するキャパシタと、を備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１インダクタは、前記直流電圧入力端子からの入力電流で充電され、前記第１スイッチング素子による前記入力電流の遮断で前記入力電流で充電された磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタへ移し、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタからの、前記入力電流と逆向きの充電電流で充電され、前記第２スイッチング素子による前記充電電流の遮断で前記充電電流で充電された磁気エネルギーを前記直流電圧入力端子へ戻すことを特徴とする。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１インダクタと第２インダクタとを組み合わせることでタップインダクタの代替とすることができる。

具体的に、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧入力端子から共通端子へ向かって直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第１スイッチング素子に並列に接続された第１ダイオードと、カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２ダイオードと、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点から出力端子へ向かって直列に接続された第１インダクタ及び第２インダクタと、アノードを前記共通端子側に前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続点と前記共通端子とを接続する第３ダイオードと、前記第１スイッチング素子と前記第１インダクタとの接続点と前記第２スイッチング素子との間に接続され、前記第１インダクタと共振するキャパシタと、を備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１インダクタは、前記直流電圧入力端子からの入力電流で充電され、前記第１スイッチング素子による前記入力電流の遮断で前記入力電流で充電された磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタへ移し、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタからの、前記入力電流と逆向きの充電電流で充電され、前記第２スイッチング素子による前記充電電流の遮断で前記充電電流で充電された磁気エネルギーを前記直流電圧入力端子へ戻すことを特徴とする。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１インダクタのインダクタンスをｈ１、前記第２インダクタのインダクタンスをｈ２としたとき、ｈ１／ｈ２のインダクタンス比率で降圧比が定まることを特徴とする。

本発明の構成によれば、第１インダクタと第２インダクタとのインダクタンス比率で降圧比を定めることができるため、精度よく低出力電圧を出力することができる。

従って、上記本発明は、タップインダクタを排除して漏れインダクタンスの影響を完全に削除するとともに、高降圧比を実現する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記直流電圧入力端子に印加される入力電圧をＶｉｎ、前記出力端子に接続される負荷の負荷抵抗をＲｏ、前記第１スイッチング素子の時比率をＤ、前記第１スイッチング素子のスイッチング周波数をｆｓ、前記インダクタンス比率をｎとしたとき、前記出力端子の出力電圧Ｖｏが、数式１で制御されることを特徴とする。

インダクタンス比率ｎと時比率Ｄで出力電圧を制御することができる。このため、インダクタンス比率ｎを調整することで、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのように小さな時比率にしなくても低出力電圧を出力することができる。

更に具体的には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、一次側巻線と二次側巻線が所定の巻数比を有するトランスと、第一直流電圧入力端子と前記一次側巻線の一端との間に接続された第３スイッチング素子と、カソードを前記第一直流電圧入力端子側に前記第３スイッチング素子に並列に接続された第４ダイオードと、第二直流電圧入力端子と前記一次側巻線の他端との間に接続された第４スイッチング素子と、カソードを前記一次側巻線の他端側に前記第４スイッチング素子に並列に接続された第５ダイオードと、前記第一直流電圧入力端子にカソードが接続され、前記一次側巻線の他端にアノードが接続された第６ダイオードと、前記一次側巻線の一端にカソードが接続され、前記第二直流電圧入力端子にアノードが接続された第７ダイオードと、前記二次側巻線の一端と負荷に電圧を供給する出力端子との間に直列接続された第３インダクタ及び第４インダクタと、前記第３インダクタ及び前記第４インダクタの接続点にカソードが接続され、前記二次側巻線の他端にアノードが接続された第８のダイオードと、を備え、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の同時のオンに応じて前記トランスの二次側巻線に発生する二次電圧を、前記出力端子と前記二次側巻線の他端との間へ供給する際に、前記発生した二次電圧を前記第３インダクタに充電し、前記第３インダクタを流れる電流が前記第４インダクタを流れる電流と等しくなるまで前記第４インダクタの放電時間を延長させ、前記第３インダクタを流れる電流が前記第４インダクタを流れる電流と等しくなると、前記第３インダクタと前記第４インダクタを同時に充電することを特徴とする。

本発明の構成によれば、第３インダクタを流れる電流が第４インダクタを流れる電流と等しくなるまで、第４インダクタの放電時間を延長させ、第３インダクタを流れる電流が第４インダクタを流れる電流と等しくなると、第３インダクタと第４インダクタを同時に充電する。第３インダクタと第４インダクタが直列に接続されている。中間点電圧を分圧させ、この分圧特性を利用して、第４インダクタに対する充電電圧を低くすることができる。第４インダクタの放電時間の延長及び充電電圧の下降によって出力電圧が低く保持される。従って、本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの巻数比を大きくしなくても、第３インダクタと第４インダクタとのインダクタンス比率で降圧比を大きくとることができる。なお、第３インダクタが無い従来構成では、二次側巻線に発生した二次電圧が即時、インダクタを充電する。このため、巻数比を大きくして降圧比を大きくとっていたが、巻数比が大きいためインピーダンスが高くなり変換効率が悪くなっていた。

本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第３インダクタのインダクタンスをｈ３、前記第４インダクタのインダクタンスをｈ４としたとき、ｈ３／ｈ４のインダクタンス比率で降圧比が定まることが望ましい。

本発明の構成によれば、第３インダクタと第４インダクタとのインダクタンス比率で降圧比を定めることができるため、精度よく低出力電圧を出力することができる。

本発明の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第一直流電圧入力端子と前記第二直流電圧入力端子との間に印加される電圧をＶｉｎ、前記トランスの巻数比をＮ、前記出力端子に接続される負荷の負荷抵抗をＲｏ、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の時比率をｄ、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子のスイッチング周波数をｆｓ、前記インダクタンス比率をｎとしたとき、前記出力端子の出力電圧Ｖｏが、数式２で制御されることが望ましい。

本発明の構成によれば、巻数比Ｎを大きくしなくてもインダクタンス比率ｎと時比率ｄで出力電圧Ｖｏを制御することができる。従って、トランスの巻数比を大きくしなくてもインダクタンス比率に応じて出力電圧Ｖｏを低くすることができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子対と接続端子対との間に形成される経路に第１１インダクタを含む第１回路と、前記接続端子対と出力端子対との間に形成され、前記接続端子対と前記出力端子対とを１対１で接続する２つの出力側連絡線路、前記出力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１２インダクタ、及び前記第１２インダクタより前記接続端子対側で前記出力側連絡線路間を接続する第１１ダイオードを含む第２回路と、を備え、第１動作期間、第２動作期間及び第３動作期間を持つ降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１動作期間では、前記第２回路が前記第１２インダクタから前記第１１ダイオードの順方向に導通させた第１２インダクタ電流を出力電流として前記出力端子対間に流し、前記第１回路が前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた、前記第１２インダクタ電流より小さい第１１インダクタ電流で前記第１１インダクタに磁気エネルギーを蓄積し、前記第２動作期間では、前記第１１インダクタ電流と前記第１２インダクタ電流とが略等しく、前記第１回路が前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由させて出力電流を前記出力端子対間に流し、前記第３動作期間では、前記第２回路が前記第１２インダクタから前記第１１ダイオードの順方向に導通させた第１２インダクタ電流を出力電流として前記出力端子対間に流し、前記第１回路が前記第１１インダクタに蓄積された磁気エネルギーを前記入力端子対に回生することを特徴とする。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチとキャパシタとを直列接続し、前記第１１スイッチより前記接続端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の高電位側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、前記第２動作期間後、前記第１１スイッチング素子がオフとなったエネルギー移転動作期間では、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向、且つ、前記第１２付随ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移し、前記エネルギー移転動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた、前記充電電流と逆向きの放電電流を流し、前記第１１インダクタが前記放電電流で再び磁気エネルギーを蓄え、前記エネルギー蓄積動作期間後の前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオン且つ前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチとキャパシタとを直列接続し、前記第１１スイッチより前記接続端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の低電位側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１インダクタ電流を流し、前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンであり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１動作期間で前記キャパシタから出力される電流の方向と同じ方向であり、前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力端子対間に前記出力電流を流し、前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記キャパシタの静電エネルギーを磁気エネルギーとして得た前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流し、前記第３動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通する前記入力端子対からの供給電流で磁気エネルギーを蓄え、前記エネルギー蓄積動作期間後のエネルギー移転動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１２付随ダイオードを経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置されたキャパシタ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチが含まれ、前記第１１スイッチより前記接続端子対側、且つ前記キャパシタより前記入力端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の高電位側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、前記第２動作期間後、前記第１１スイッチング素子がオフとなったエネルギー移転動作期間では、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向、且つ、前記第１２付随ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移し、前記エネルギー移転動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた、前記充電電流と逆向きの放電電流を流し、前記第１１インダクタが前記放電電流で再び磁気エネルギーを蓄え、前記エネルギー蓄積動作期間後の前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置されたキャパシタ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチが含まれ、前記第１１スイッチより前記接続端子対側、且つ前記キャパシタより前記入力端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の低電位側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１インダクタ電流を流し、前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンであり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１動作期間で前記キャパシタから出力される電流の方向と同じ方向であり、前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力端子対間に前記出力電流を流し、前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記キャパシタの静電エネルギーを磁気エネルギーとして得た前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流し、前記第３動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通する前記入力端子対からの供給電流で磁気エネルギーを蓄え、前記エネルギー蓄積動作期間後のエネルギー移転動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１２付随ダイオードを経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、及び、２つの入力側連絡線路を有し、前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、前記入力側連絡線路の一方で、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記接続端子対の一方とを接続し、前記入力側連絡線路の他方が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記接続端子対の他方とを接続し、前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記第１１スイッチ、前記第１４スイッチ、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の高電位側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１２付随ダイオード及び前記第１３付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、及び、２つの入力側連絡線路を有し、前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、前記入力側連絡線路の一方で、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記接続端子対の一方とを接続し、前記入力側連絡線路の他方が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記接続端子対の他方とを接続し、前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記第１１スイッチ、前記第１４スイッチ、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の低電位側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、トランス、及び、２つの入力側連絡線路を有し、前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、前記トランスの一次側巻線の一方の端子が、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点に接続され、前記トランスの一次側巻線の他方の端子が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点に接続され、前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子の側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子から前記第１１インダクタ電流が出力され、前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子対からの電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた電流を前記トランスの二次側巻線に流し、前記トランスが、前記トランスの二次側巻線に流れる該電流により前記トランスの一次側巻線から前記第１２付随ダイオード及び前記第１３付随ダイオードを経由して前記入力端子対間に前記回生電流を流すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、トランス、及び、２つの入力側連絡線路を有し、前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、前記トランスの一次側巻線の一方の端子が、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点に接続され、前記トランスの一次側巻線の他方の端子が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点に接続され、前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子に対応する端子の側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子から前記一方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子に対応する端子から前記第１１インダクタ電流が出力され、前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子から前記一方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子対からの電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた電流を前記トランスの二次側巻線に流し、前記トランスが、前記トランスの二次側巻線に流れる該電流により前記トランスの一次側巻線から前記第１１付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードを経由して前記入力端子対間に前記回生電流を流すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１回路は、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、キャパシタ、トランス、及び、２つの入力側連絡線路を有し、前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記トランスの一次側巻線とで直列に接続するとともに、前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１２スイッチと前記キャパシタとを直列に接続した経路を前記トランスの一次側巻線に並列に接続し、前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子の側にあることを特徴としている。前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子から前記第１１インダクタ電流が出力され、前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子対からの電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた電流を前記トランスの二次側巻線に流し、前記トランスが、前記トランスの二次側巻線に流れる該電流により前記トランスの一次側巻線から前記第１２付随ダイオードを経由して、前記第１１インダクタの磁気エネルギーを前記キャパシタに戻し、最後に前記入力端子対間に前記回生電流を流すことができる。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子対と接続端子対との間に形成され、前記接続端子対の間に形成される経路に第１１インダクタを含む第１回路と、前記接続端子対と前記出力端子対との間に形成され、前記接続端子対と出力端子対とを１対１で接続する２つの出力側連絡線路、前記出力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１２インダクタ、及び前記第１２インダクタより前記接続端子対側で前記出力側連絡線路間を接続する第１１ダイオードを含む第２回路と、を備える。前記第１回路は、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、キャパシタ、フライバック式のトランス、少なくとも１つの第１２ダイオード、及び、２つの入力側連絡線路を有し、前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記トランスの一次側巻線とで直列に接続するとともに、前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１２スイッチと前記キャパシタとを直列に接続した経路を前記トランスの一次側巻線に並列に接続し、前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。前記第２回路は、前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子の側にある。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１動作期間では、前記第２回路が前記第１２インダクタから前記第１１ダイオードの順方向に導通させた第１２インダクタ電流を出力電流として前記出力端子対間に流し、前記第１回路が、前記トランスに蓄積されたエネルギーで、前記トランスの二次側巻線、前記第１２ダイオード、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた、前記第１２インダクタ電流より小さい第１１インダクタ電流を流して前記第１１インダクタに磁気エネルギーを蓄積するとともに、前記第１１インダクタ電流により発生する前記トランスの一次側巻線からの前記第１２付随ダイオードの順方向に導通するキャパシタ充電電流で前記キャパシタに容量エネルギーを蓄積し、第２動作期間では、前記第１１インダクタ電流と前記第１２インダクタ電流とが略等しく、前記第１回路が、前記第１１インダクタに蓄積された磁気エネルギーで前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由させて出力電流を前記出力端子対間に流すとともに、前記第１１インダクタ電流により発生する前記トランスの一次側巻線からの前記第１２付随ダイオードの順方向に導通するキャパシタ充電電流で前記キャパシタに容量エネルギーを蓄積し、前記第２動作期間後のエネルギー移転期間では、前記第１回路が、前記第１２スイッチング素子をオンとして前記キャパシタに蓄積された容量エネルギーを前記トランスの一次側巻線に移し、前記エネルギー移転期間後の第３動作期間では、前記トランスの一次側巻線から前記第１１付随ダイオード及び前記入力端子対を経由する回生電流を流して前記トランスの一次側巻線に蓄積されたエネルギーを前記入力端子対に回生することを特徴とする。

本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１１インダクタのインダクタンスをｈ１１、前記第１２インダクタのインダクタンスをｈ１２としたとき、ｈ１１／ｈ１２のインダクタンス比率で降圧比が定まることを特徴とする。

本発明の構成によれば、第１１インダクタと第１２インダクタとのインダクタンス比率で降圧比を定めることができるため、精度よく低出力電圧を出力することができる。

本発明では、漏れインダクタンスの影響を完全に削除するとともに、高降圧比を実現する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。また、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、通常用のインダクタが利用できること及びタップインダクタを用いていないことからスイッチングサージを削減するサージ防止回路が不要であることから、コストを低減することができる。

さらに、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、大きなコアを持つタップインダクタを利用していないこと及びサージ防止回路が不要なことから小型化することができる。このように、タップインダクタを用いないことにより小型化、低ノイズ及びコストダウンの効果を得ることができる。

また、数式１と数式２から、分母のｈ１ｆｓを一定としたとき、スイッチング周波数を高くすることで第１インダクタのインダクタンスを小さくすることができ、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。本実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧入力端子Ｔｉｎから接地端子Ｔｇへ向かって直列に接続されたスイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２と、カソードを直流電圧入力端子Ｔｉｎ側にスイッチング素子Ｓ１に並列に接続された第１ダイオードＳＤ１と、カソードを直流電圧入力端子Ｔｉｎ側にスイッチング素子Ｓ２に並列に接続された第２ダイオードＳＤ２と、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２との接続点Ｐ１から出力端子Ｔｏへ向かって直列に接続された第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２と、アノードを接地端子Ｔｇ側に第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続点Ｐ２と接地端子Ｔｇとを接続する第３ダイオードＤｉと、スイッチング素子Ｓ１と第１インダクタＬ１との接続点Ｐ１とスイッチング素子Ｓ２との間に接続され、第１インダクタＬ１と共振するキャパシタＣｃと、を備える。

スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。図示しない外部の制御装置により、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧を印加することでスイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のオン又はオフを制御してもよい。

第１インダクタＬ１は、直流電圧入力端子Ｔｉｎからの入力電流で充電され、スイッチング素子Ｓ１による入力電流の遮断で入力電流で充電された磁気エネルギーを静電エネルギーとしてキャパシタＣｃへ移し、静電エネルギーを得たキャパシタＣｃからの、入力電流と逆向きの充電電流で充電され、スイッチング素子Ｓ２による充電電流の遮断で充電電流で充電された磁気エネルギーを直流電圧入力端子Ｔｉｎへ戻し、入力電源に回生させる。

平滑キャパシタＣｏは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏを平滑化するため、出力端子Ｔｏと接地端子Ｔｇとの間に接続される。

図２に、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のオン及びオフと、第１インダクタＬ１を流れる電流Ｉ１と、第２インダクタＬ２を流れる電流Ｉ２と、出力電圧Ｖｏと、接続点Ｐ２の電圧Ｖ２と、のタイミングチャートを示す。ここで、第１インダクタを流れる電流Ｉ１は図１の矢印の方向を順方向とする。同様に第２インダクタを流れる電流Ｉ２も図１の矢印の方向を順方向とする。

図２において、Ｖｇｓ１はスイッチング素子Ｓ１のゲート−ソース間の電圧を示している。図２のＤのようにＶｇｓ１に電圧が印加されているとき、スイッチング素子Ｓ１がオンとなる。Ｖｇｓ２はスイッチング素子Ｓ２のゲート−ソース間の電圧を示している。図２の１−ＤのようにＶｇｓ２に電圧が印加されているとき、スイッチング素子Ｓ２がオンとなる。このように、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とは交互にオン及びオフさせる。

図２のタイミングチャートの横軸に示した時刻において、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路にどのように電流が流れるかを示した図を図３から図７に示す。図２から図７を利用して本実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。

［モード１］
モード１は、図２のｔ０からｔ１までである。ｔ＝ｔ０の時、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされると、ドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ２が上昇し、同時にスイッチング素子Ｓ１のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ１が減少する。Ｖｄｓ１が０になるとこのモードが終わる。このモードの電流Ｉ１及び電流Ｉ２のルートを図３に示す。

［モード２］
モード２は、図２のｔ１からｔ２までである。ｔ＝ｔ１の時、第１ダイオードＳＤ１に電流が流れているため、スイッチング素子Ｓ１のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓは０となる。このため、スイッチング素子Ｓ１はソフトスイッチング動作でターンオンすることができる。その時、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の接続点Ｐ２の電圧Ｖ２が０であるため、第３ダイオードＤｉがオンの状態を維持する。入力電圧Ｖｉｎが第１インダクタＬ１に対して充電し、出力電圧により第２インダクタＬ２が放電する。電流Ｉ１が０になるとこのモードが終わる。このモードの電流Ｉ１及び電流Ｉ２のルートは、図３のモード１と同様である。

［モード３］
モード３は、図２のｔ２からｔ３までである。モード２でスイッチング素子Ｓ１がオンとなっているので、電流Ｉ１は、スイッチング素子Ｓ１を流れ、向きが逆方向から順方向になる。電流Ｉ１はゼロから増加し、電流Ｉ２は減少し続ける。電流Ｉ１と電流Ｉ２の電流値が等しくなるとこのモードが終わる。このモードの電流Ｉ１及び電流Ｉ２のルートを図４に示す。

［モード４］
モード４は、図２のｔ３からｔ４までである。ｔ＝ｔ３の時、電流Ｉ１が電流Ｉ２の電流値が同じなので、第３ダイオードＤｉがオフとなる。第１インダクタＬ１のインダクタンスｈ１と第２インダクタＬ２のインダクタンスｈ２とのインダクタンス比率ｈ１／ｈ２をｎとしたとき、接続点Ｐ２の電圧Ｖ２は数式３で表せる。この時、（入力電圧Ｖｉｎ−電圧Ｖ２）の電圧は、第１インダクタＬ１に対して充電する。（電圧Ｖ２−出力電圧Ｖｏ）の電圧は第２インダクタＬ２に対して充電する。スイッチング素子Ｓ１がターンオフし、このモードが終わる。このモードにおいて、第二ダイオードＳＤ２が導通しているときの電流Ｉ１及び電流Ｉ２のルートを図５に示す。

［モード５］
モード５は、図２のｔ４からｔ５までである。ｔ＝ｔ４の時、スイッチング素子Ｓ１がターンオフされるとドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ１が上昇し、同時にスイッチング素子Ｓ２のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ２が減少する。ドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ２が０になるとこのモードが終わる。このモードにおいて、第２ダイオードＳＤ２が導通しているときの電流Ｉ１及び電流Ｉ２のルートを図６に示す。

［モード６］
モード６は、図２のｔ５からｔ０までである。モード５で第２ダイオードＳＤ２に電流Ｉ１が流れているため、スイッチング素子Ｓ２のドレイン−ソース間の電圧は０である。このため、ｔ＝ｔ５の時、スイッチング素子Ｓ２はソフトスイッチング動作でターンオンすることができる。その時、キャパシタＣｃは、第１インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーにより電流Ｉ１を順方向に所定時間放電させ、その後、電流Ｉ１を逆方向へ転換させて第１インダクタＬ１に対して充電する。出力電圧により第２インダクタＬ２が放電する。このモードはスイッチング素子Ｓ２がターンオフすると終わる。このモードの電流Ｉ１及び電流Ｉ２のルートを図７に示す。

図３から図７で説明したように、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２がソフトスイッチングするため、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは高効率で動作することができる。

また、本実施形態の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ型は、スイッチング素子Ｓ１及びスイッチング素子Ｓ２のスイッチ動作、並びに第１インダクタＬ１とキャパシタＣｃとの共振動作により、以下のように損失を低減でき、高効率とすることができる。

モード４のスイッチング素子Ｓ１がオンのとき、第１インダクタＬ１に流れる電流Ｉ１は直流入力端子Ｔｉｎからの入力電流である。第１インダクタＬ１はこの順方向の電流Ｉ１で充電され、磁気エネルギーが蓄積される。その後、モード５及びモード６の前半で、スイッチング素子Ｓ１がオフとなり入力電流が遮断されると、第１インダクタＬ１は磁気エネルギーで順方向の電流Ｉ１を流し続けようとするため、磁気エネルギーが静電エネルギーとしてキャパシタＣｃに移ることになる。

第１インダクタＬ１が磁気エネルギーを使い切ると、静電エネルギーを得たキャパシタＣｃはモード６の後半で第１インダクタＬ１に逆方向に電流Ｉ１を流し始める。第１インダクタＬ１は、この逆方向の電流Ｉ１を充電電流として充電し、再び磁気エネルギーを蓄積する。その後、モード１及びモード２でスイッチング素子Ｓ２がオフとなり充電電流が遮断されると、第１インダクタＬ１は磁気エネルギーで逆方向の電流Ｉ１を流し続けようとするため、逆方向の電流Ｉ１は直流入力端子Ｔｉｎへ流れ始める。これにより第１インダクタＬ１は、磁気エネルギーを直流入力端子Ｔｉｎに接続した電源に戻すことができる。

このように、本実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１インダクタＬ１とキャパシタＣｃとの間の共振動作により磁気エネルギー及び静電エネルギーを抵抗などで消費させることなく、電源へ回生させることができるため、損失が少なく、高効率とすることができる。

また、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが図３から図７で説明したように動作することで、接続点Ｐ２の電圧Ｖ２は図２のようにモード４のときのみ数式３で決定される電圧を発生する。すなわち、第１インダクタＬ１の転流を利用して第２インダクタＬ２の放電時間を延長するため、図２のタイミングチャートにＤ’で表されるように第２インダクタＬ２にとって小さい時比率になり、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは大きな降圧比を得ることができる。

出力電圧Ｖｏは数式１のように表せる。従って、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とのインダクタンス比率ｎで降圧比を定めることができる。また、第１インダクタＬ１のインダクタンスｈ１に制限がなく自由な設計ができる。さらに、数式３のようにインダクタンス比率ｎで接続点Ｐ２の電圧Ｖ２を低電圧とすることができるため、第３ダイオードＤｉの耐圧を低くすることができ、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを低コストとすることができる。

従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの時比率に対する出力電圧の制御性を図８に示す。図８において、Ａは従来のバックコンバータ型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。Ｂはタップインダクタを用いた従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。Ｃは図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである。いずれの降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は４８Ｖ、出力端子に接続した負荷は０．１Ωである。

図８に示すように、バックコンバータ型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの時比率に対する出力電圧の関係は傾きが一様であるが、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの時比率に対する出力電圧の関係と比べて傾きが大きい。これは、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータはバックコンバータ型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに比べて、出力電圧を一定に保つための時比率の制御が容易であることを意味する。

また、図８に示すように、タップインダクタを用いた従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの時比率に対する出力電圧の関係は２次曲線的に変化する。このため、出力電圧に応じて時比率の制御精度が変わることになる。一方、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、時比率に対する出力電圧の関係の傾きが一様であるため、出力電圧の高低で時比率の制御精度は変わらず、制御が容易である。

また、時比率を０．３９５としたとき、それぞれの降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は、バックコンバータ型の場合が１８．９６Ｖ、タップインダクタを用いた場合が６．７３５Ｖ、図１の場合が１Ｖとなる。このため、従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータで出力電圧１Ｖを得ようとすれば、図８に示すように時比率を０．０２程度に小さくする必要がある。しかし、スイッチング周波数が高い場合に、時比率を小さくすればオン時間が短くなり、制御装置に高い制御性が求められる。このため、高精度の部品を使用することになり降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのコストが高くなる。一方、図１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、時比率０．３９５付近の大きな時比率で制御するため、オン時間が長く制御が容易である。このため、高精度の制御装置が不要あり、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのコストを低減することができる。

（特許文献１との差異）
特許文献１に２つのインダクタを備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。特許文献１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチング素子に並列にキャパシタを備える。一方、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１で説明したようにスイッチング素子に並列に備えるキャパシタが不要である。このため、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータはコスト低減を図ることができる。

次に、それぞれの降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが備える２つのインダクタについての違いを説明する。特許文献１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの２つのインダクタは、ゼロ電圧スイッチング用の共振用コイルとして用いられている。一方、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの２つのインダクタは、インダクタンス比率ｎで出力電圧を制御するためのものである。具体的には、数式１や図２から図７で説明したように、第１インダクタＬ１を流れる電流Ｉ１を逆方向に転換させる転流を利用して第２インダクタＬ２の放電時間を延長でき、第２インダクタＬ２にとって小さい時比率とすることができる。このため、安定した高降圧比を実現でき、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子において大きな時比率であってもインダクタンス比率ｎにより小さい電圧を出力できる。このため、インダクタの機能が特許文献１と本発明とでは異なっている。

さらに、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、このようなインダクタの機能を利用して、図１、図３から図７に図示しない制御装置を備え、入力と出力とを監視することで広範な入力と出力変動に対して柔軟に対応可能である。

さらに、特許文献１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、後段のインダクタのインダクタンスは前段のインダクタのインダクタンスより小さくしておかなければならないという制限がある。一方、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１で説明したように、そのような制限がなく設計の自由度が大きい。

また、特許文献１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、２つのインダクタの接続点とグランドとを接続するダイオードに印加される電圧が入力電圧にほぼ等しく、前記ダイオードには耐圧の高いものが求められる。一方、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、図１で説明したように、インダクタンス比率ｎにより接続点Ｐ２の電圧Ｖ２を下げることができ、第３ダイオードＤｉの耐圧を低くすることができる。これにより本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータはコスト低減を図ることができる。

さらに、本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図２のモード２及びモード６で説明したようにソフトスイッチングが簡単に行えるメリットもある。

本実施の形態において、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ノンフローティング方式で説明したが、フローティング方式であってもよい。この場合、図１等でＴｇは接地端子として、説明したが、Ｔｇは接地していない共通端子として扱えばよい。

（第２の実施形態）
図９に、本発明の第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。この図９に示す降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、絶縁型の２石フォワードコンバータであり、ロバストが良く、トランスのリセット回路が不要で、トポロジーが簡単である等のメリットを備えている。

この第２の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、一次側と二次側の巻線が所定の巻数比を有し、この巻数比で決まる二次電圧Ｖｓを発生するトランスＴｒを備え、トランスＴｒの一次側巻線の一端の一次側端子Ｔ１ａと、直流電源ＶＤＣの第一直流電圧入力端子Ｔｉｎとの間に接続された第３スイッチング素子としてのスイッチング素子Ｓ３と、トランスＴｒの一次側巻線の他端の一次側端子Ｔ１ｂと第二直流電圧入力端子Ｔｇとの間に接続された第４スイッチング素子としてのスイッチング素子Ｓ４と、カソードを第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ側にスイッチング素子Ｓ３に並列に接続された第４ダイオードとしてのダイオードＳＤ３と、カソードを一次側端子Ｔ１ｂ側にスイッチング素子Ｓ４に並列に接続された第５ダイオードとしてのダイオードＳＤ４と、スイッチング素子Ｓ３におけるダイオードＳＤ３のカソード接続側と第一直流電圧入力端子Ｔｉｎとの接続点Ｊ１にカソードが接続され、一次側端子Ｔ１ｂにアノードが接続された第６ダイオードとしてのダイオードＤ１と、一次側端子Ｔ１ａにカソードが接続され、スイッチング素子Ｓ４におけるダイオードＳＤ４のアノード接続側と第二直流電圧入力端子Ｔｇとの接続点Ｊ２にアノードが接続された第７ダイオードとしてのダイオードＤ２とを備える。

トランスＴｒの二次側に、トランスＴｒの二次側巻線の一端の二次側端子Ｔ２ａにアノードが接続されたダイオードＤ３と、ダイオードＤ３のカソードから降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子Ｔｏへ向かって直接に接続された第３インダクタとしてのインダクタＬ３及び第４インダクタとしてのインダクタＬ４と、カソードがインダクタＬ３とインダクタＬ４の接続点Ｊ３に接続され、アノードがトランスＴｒの二次側巻線の他端の二次側端子Ｔ２ｂに接続され第８ダイオードとしてのダイオードＤ４と、出力端子Ｔｏと二次側端子Ｔ２ｂとの間に接続されたキャパシタとしての平滑キャパシタＣｏとを備える。また、出力端子Ｔｏと二次側端子Ｔ２ｂとの間には負荷Ｒｏが接続されている。

本実施形態の特徴は、図９に示すように、絶縁型の２石フォワードコンバータにおけるトランスＴｒの二次側にインダクタＬ３を接続した点にある。従来の２石フォワードコンバータは、図１０に示すように、インダクタＬ３が無く、ダイオードＤ３のカソードと出力端子Ｔｏとの間にインダクタＬｏが接続された構成となっている。

図１１に、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４のオン及びオフと、インダクタＬ３を流れる電流Ｉ３と、インダクタＬ４を流れる電流Ｉ４と、出力電圧Ｖｏと、接続点Ｊ３の電圧Ｖｄとのタイミングチャートを示す。ここで、インダクタＬ３を流れる電流Ｉ３及びインダクタＬ４を流れる電流Ｉ４は、図９の矢印の方向を順方向とする。

図１１において、Ｖｇｓ３，４は、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４の各々のゲート−ソース間の電圧を示している。スイッチング素子Ｓ３、スイッチング素子Ｓ４に時比率ｄでＶｇｓ３、４の電圧が印加されているとき、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４の双方がオンとなる。

図１１のタイミングチャートの横軸に示した時刻ｔにおいて、図９の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路にどのように電流が流れるかを図１２から図１５に示し、その動作を説明する。但し、図１１に示す時刻ｔ１０〜ｔ１１間をモードＭ１、時刻ｔ１１〜ｔ１２間をモードＭ２、時刻ｔ１２〜ｔ１３間をモードＭ３、時刻ｔ１３〜ｔ１４間をモードＭ４とする。以降、時刻ｔの経過に沿ってモードＭ１〜Ｍ４が順次繰り返されるようになっている。即ち、時刻ｔ１４〜ｔ１５間がモードＭ１、時刻ｔ１１〜ｔ１２間がモードＭ２となる。

［モードＭ１］
モードＭ１における電流Ｉ３及びＩ４の流れを図１２に示す。図１１に示す時刻ｔ１０において、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４の双方のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓが０になると共に、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４がターンオンし、双方のゲート−ソース電圧Ｖｇｓ３、４が所定電圧値となる。そのターンオンによって、直流電源ＶＤＣから出力される電圧ＶｉｎがトランスＴｒの一次側に供給され、この供給に応じて二次側に生じる二次電圧ＶｓがダイオードＤ３を介してインダクタＬ３及びインダクタＬ４を充電する。

この時、インダクタＬ３とインダクタＬ４の接続点Ｊ３の電圧Ｖｄが０であるため、ダイオードＤ４がオン状態を維持する。ダイオードＤ４がオンなので、インダクタＬ４に流れる電流Ｉ４は負荷Ｒｏで消費されながらダイオードＤ４を順方向に流れるので、図１１に符号ＩＬで示すように小さい出力電圧Ｖｏで放電するため、僅かずつ減少しながら流れる。
一方、インダクタＬ３に流れる電流Ｉ３は、ダイオードＤ４を逆方向に通過してトランスＴｒへ向かって流れ、二次側端子Ｔ２ｂから一次側端子Ｔ１ｂを介してスイッチング素子Ｓ４を経由し、直流電源ＶＤＣに戻る経路で流れる。この電流Ｉ３は時刻ｔ１１まで上昇する。

［モードＭ２］
モードＭ２における電流Ｉ３及びＩ４の流れを図１３に示す。図１２に示した状態のダイオードＤ４を流れる逆方向の電流Ｉ３が、順方向の電流Ｉ４の電流値を上回ると、ダイオードＤ４がオフとなる。このオフによって図１３に示すように、電流値Ｉ３とＩ４との電流値が等しくなって直流電源ＶＤＣから負荷Ｒｏまで流れる。つまり、電流値Ｉ３＝Ｉ４が、直流電源ＶＤＣ、スイッチング素子Ｓ３、一次側端子Ｔ１ａ、二次側端子Ｔ２ａ、ダイオードＤ３、負荷Ｒｏ、二次側端子Ｔ２ｂ、一次側端子Ｔ１ｂ、スイッチング素子Ｓ４を経由して直流電源ＶＤＣに戻る経路で流れる。この電流Ｉ３＝Ｉ４は、時刻ｔ１１〜ｔ１２間に示すように、双方とも電流値が上昇方向に向かいながら流れる。

ここで、インダクタＬ３のインダクタンスｈ３とインダクタＬ４のインダクタンスｈ４とのインダクタンス比率ｈ３／ｈ４をｎとしたとき、接続点Ｊ３の電圧Ｖｄは数式４で表すことができる。

この時、二次電圧Ｖｓ−電圧Ｖｄの電圧は、インダクタＬ３に対して充電される。（電圧Ｖｄ−出力電圧Ｖｏ）の電圧は、インダクタＬ４に対して充電される。この際の電圧Ｖｄは、図１１に示すように時比率ｄ’となり、出力電圧Ｖｏ＝Ｖｄ×ｄ’（図１１参照）なので、時比率ｄ’は数式５で表すことができる。

従って、出力電圧Ｖｏは数式６で表すことができる。但し、ＮはトランスＴｒの巻数比、Ｒｏは負荷の負荷抵抗、ｄはスイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４の時比率、ｆｓはスイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４のスイッチング周波数である。

［モードＭ３］
モードＭ３における電流Ｉ３及びＩ４の流れを図１４に示す。時刻ｔ１２において、電流Ｉ３及びＩ４が所定の電流値になると、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４の双方のゲート−ソース電圧Ｖｇｓ３、４が０、ドレイン−ソース電圧Ｖｄｓ１，２が所定電圧値となるので、スイッチング素子Ｓ３及びスイッチング素子Ｓ４が同時にターンオフする。このオフ時に、インダクタＬ３及びインダクタＬ４の自己誘導作用によって電流Ｉ３と電流Ｉ４との電流値の関係が変化するのでダイオードＤ４がオンとなる。このオンによって、電流Ｉ４はコンデンサＣｏ及び負荷Ｒｏを介してダイオードＤ４を順方向に流れる。この電流Ｉ４は、図１１に符号ＩＨで示すように、小さい出力電圧Ｖｏで放電するため、僅かずつ減少方向に流れる。

インダクタＬ３を流れる電流Ｉ３は、ダイオードＤ４を逆方向に流れて更にトランスＴｒへ向かって流れ、二次側端子Ｔ２ｂから一次側端子Ｔ１ｂを介してダイオードＤ１を通り、直流電源ＶＤＣへ回生電流として流れる。この電流Ｉ３は、更に、ダイオードＤ２を通って一次側端子Ｔ１ａ及び二次側端子Ｔ２ａ、ダイオードＤ３、インダクタＬ３を通る経路で流れる。つまり、電流Ｉ３は、コンデンサを介在しない経路を流れるので、図１１に示す時刻ｔ１２から時刻ｔ１３で電圧値が０となるまで大きい入力電圧Ｖｉｎで放電するため、急勾配な減少方向に流れる。

［モードＭ４］
モードＭ４においては、時刻ｔ１３において電流Ｉ３の電流値が０になると、ダイオードＤ３がオフする。図１５に示すように電流Ｉ３は流れず、電流Ｉ４のみが平滑キャパシタＣｏ、負荷Ｒｏ及びダイオードＤ４のループで流れ続ける。図１１にＩＨで示すようになだらかに減少方向に流れ、上述したと同様に時刻ｔ１４〜ｔ１５間で再度モードＭ１を経過してモードＭ２となる時刻ｔ１５まで減少方向に流れる。

言い換えれば、図１１に示すように、インダクタＬ３とインダクタＬ４との接続点Ｊ３の電圧Ｖｄに加算される時比率ｄ’が発生している間、言い換えればモードＭ２とモードＭ２との間は、インダクタＬ４、平滑キャパシタＣｏ及び負荷Ｒｏを順方向に周回して流れる電流Ｉ４がなだらかに放電しながら流れる。

このようにモードＭ１〜Ｍ４を順次繰り返す本発明の２石フォワードコンバータのシミュレーション波形図を図１６に示す。図１６（ａ）は時刻ｔに対する電流Ｉ３及びＩ４の波形図、（ｂ）は時刻ｔに対する電圧Ｖｄ及びＶｏの波形図である。

この図１６に示すように、インダクタＬ３を流れる電流Ｉ３が急峻に立ち上がり下がっているのに対して、インダクタＬ４を流れる電流Ｉ４は電流Ｉ３の電流値の頂点からなだらかに減少して次に電流Ｉ３が立ち上がる途中で共に立ち上がっている。この双方の電流Ｉ３及びＩ４の関係に応じて、インダクタＬ３とインダクタＬ４との接続点Ｊ３の電圧Ｖｄが時比率ｄ’の幅で、一定間隔Ｇ１ごとに立ち上がる。この立ち上がりレベルはインダクタＬ３とインダクタＬ４とのインダクタンス比率ｎで決まる。

また、電流Ｉ４がなだらかに放電することにより電圧Ｖｄのオフ区間が長くなり、この結果、出力電圧Ｖｏの平均値を低くすることができる。

また、電流Ｉ３は一度０となってから実際に使用する電流値まで上がる状態となっている。これに対して電流Ｉ４は平均値（図１１のＩｏ）に対してのリップル分くらいしか変化していない。電流Ｉ３の変化の大きいことが、出力電圧Ｖｏのデューティのオフ時間を長くする効果がある。

更に、出力回路としてのインダクタＬ４と、このインダクタＬ４とインダクタＬ３との中間回路としてダイオードＤ４に対して、トランスＴｒの１次側からエネルギーを送ることをインダクタＬ３がそのエネルギーを溜めている時間だけ遅らせている。この間、電流Ｉ４の放電が続いているので出力電圧Ｖｏが低く保持される。仮に、図１０に示したようにインダクタＬ３が無い場合は、トランスＴｒがＯＮすると即時トランス２次側電圧Ｖｓで充電することによって、出力電流Ｉ４が上がることになる。

このような第２の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとしての絶縁型の２石フォワードコンバータによれば、図１０に示した従来の２石フォワードコンバータのトランスＴｒの二次側に、インダクタＬ３をインダクタＬ４に直列となるように接続して、図９に示す回路構成としたので次の効果を得ることができる。

まず、トランスＴｒの一次側と二次側の巻数比Ｎを大きくしないで、インダクタＬ３とインダクタＬ４とのインダクタンス比率ｎで降圧比を大きくとることができる。この巻数比Ｎを大きくしないで降圧比を大きく取れる効果を図１７で説明する。

図１７は、本実施形態と従来例の双方の２石フォワードコンバータの入力電圧Ｖｉｎと時比率の関係を示す図である。但し、時比率は、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とのデューティである。また、図１７に示す関係を得るに当たって、本実施形態及び従来例の２石フォワードコンバータの双方とも、Ｖｏ＝１．５Ｖ、Ｉ４＝１０Ａ、Ｌ３＝４μＨ、Ｌ４＝２μＨ、Ｌｏ＝２μＨとした。巻数比は本実施形態の２石フォワードコンバータをＮ＝２．４、従来例の２石フォワードコンバータをＮ＝１０．６とした。

曲線Ｐ１は従来例の入力電圧Ｖｉｎと時比率の関係であり、曲線Ｑ１は本実施形態の入力電圧Ｖｉｎと時比率の関係であり、双方の曲線Ｐ１，Ｑ１ともに略同じである。このことから、本実施形態では従来に比べて巻数比Ｎを約１／４にできることが分かる。

次に、前述したように、電流Ｉ４をゆっくり放電させることにより電圧Ｖｄのオフ区間を長くして出力電圧Ｖｏの平均値を低くすることができる効果を、図１８で説明する。図１８は、本実施形態と従来の双方の２石フォワードコンバータの時比率と出力電圧Ｖｏとの関係を示す図である。但し、時比率は、スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とのデューティである。また、図１８に示す関係を得るに当たって、Ｖｉｎ＝４８Ｖ、Ｖｏ＝１．５Ｖ、Ｉ４＝１０Ａ、Ｎ＝２．４、Ｌ３＝４μＨ、Ｌ４＝２μＨ、Ｌｏ＝２μＨとした。

スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とのデューティ（時比率）Ｓ３／Ｓ４は０．３３６としたとき、それぞれの同じトランス巻線比（Ｎ＝２．４）を設けている２石フォワードコンバータの出力電圧には、斜線Ｐ２は従来の２石フォワードコンバータ型の場合が６．７２Ｖであり、Ｑ２は本実施形態の場合が１．５Ｖである。このため、従来の２石フォワードコンバータで出力電圧１．５Ｖを得ようとすれば、図１８に示すように時比率を０．０７５程度に小さくする必要がある。しかし、スイッチング周波数が高い場合に、時比率を小さくすればオン時間が短くなり、制御装置に高い制御性が求められる。このため、高精度の部品を使用することになり従来の２石フォワードコンバータのコストが高くなる。一方、図９の本実施形態の２石フォワードコンバータは、時比率０．３３６付近の大きな時比率で制御するため、オン時間が長く制御が容易である。このため、高精度の制御装置が不要あり、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのコストを低減することができる。

つまり、出力電圧Ｖｏは、本実施形態では上記の数式６で示した通り、Ｖｉｎ／Ｎの右項の係数にて小さくなる。図１０に示した従来の２石フォワードコンバータにおいては、出力電圧Ｖｏは、数式７で表されていた。

以上説明したように、第２の実施形態の２石フォワードコンバータによれば、巻数比の大きいトランスＴｒを用いずとも降圧比を大きくすることができ、低い出力電圧Ｖｏを容易に実現することができる。また、通常のＰＷＭ（パルス幅変調）制御を安定的に行うことができる。更には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの高効率化、小型化、低ノイズ化、コストダウンを容易に実現することができる。

（変形例）
次に、上記の第２の実施形態の変形例について説明する。
図１９は第２の実施形態の変形例１の２石フォワードコンバータの回路図である。図１９に示す２石フォワードコンバータが、図９に示した２石フォワードコンバータと異なる点は、破線枠で示すように、ダイオードＤ１を、ダイオードＳＤ５を有するスイッチング素子Ｓ５に置き換え、ダイオードＤ２をダイオードＳＤ６を有するスイッチング素子Ｓ６に置き換えたことにある。即ち、一次側の受動素子である２つのダイオードを、低いオン抵抗値の能動素子である２つのスイッチング素子に置き換えたので、変換効率を向上させることができる。

図２０は第２の実施形態の変形例２の２石フォワードコンバータの回路図である。図２０に示す２石フォワードコンバータが、図９に示した２石フォワードコンバータと異なる点は、破線枠で示すように、ダイオードＤ３を、スイッチング素子Ｓ５に置き換えたことにある。即ち、二次側の受動素子であるダイオードを、低いオン抵抗値の能動素子であるスイッチング素子に置き換えたので、変換効率を向上させることができる。

図２１は第２の実施形態の変形例３の絶縁型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとしての１石アクティブスナバフォワードコンバータの回路図である。この１石アクティブスナバフォワードコンバータは、図９に示した２石フォワードコンバータのスイッチング素子Ｓ３を、破線枠で示すように、一次側端子Ｔ１ｂと接続点Ｊ１との間に接続すると共に、ダイオードＤ１をクランプ用のキャパシタＣｉｎに置き換え、また、ダイオードＤ２を省略したものである。このように１石アクティブスナバフォワードコンバータにも応用可能である。

図２２は第２の実施形態の変形例４の絶縁型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとしての２石フライバックコンバータの回路図である。この２石フライバックコンバータは、図９に示した２石フォワードコンバータのトランスＴｒを、破線枠で示すように、極性が逆のフライバック型のものに置き換えて構成したものである。このように２石フライバックコンバータにも応用可能である。

図２３は第２の実施形態の変形例５の２石フォワードコンバータの回路図である。図２３に示す２石フォワードコンバータが、図９に示した２石フォワードコンバータと異なる点は、破線枠で示すように、二次側の整流用のダイオードＤ３を外したことにある。この構成においても第２の実施形態と略同様の効果を得ることができる。

図２４は第２の実施形態の変形例６の絶縁型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとしての２石フライバックコンバータの回路図である。この２石フライバックコンバータは、図２３に示した２石フォワードコンバータと同様に、破線枠で示すように、二次側の整流用のダイオードＤ３を省略したものである。このように２石フライバックコンバータにも応用可能である。

本実施の形態において、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、フローティング方式で説明したが、ノンフローティング方式であってもよい。この場合、図９等でＴｇは接地端子として扱えばよい。

（第３の実施形態）
図２５は、第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子対と接続端子対との間に形成される経路に第１１インダクタＬ１１を含む第１回路５１と、前記接続端子対と出力端子対との間に形成され、第一接続端子Ｔｓと第一出力端子Ｔｏとの間及び第二接続端子Ｔｓｇと第二出力端子Ｔｏｇとの間を接続する２つの出力側連絡線路、前記出力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１２インダクタＬ１２、及び第１２インダクタＬ１２より前記接続端子対側で前記出力側連絡線路間を接続する第１１ダイオードＤ１１を含む第２回路５２と、を備える。ここで、入力端子対は、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ及び第二直流電圧入力端子Ｔｇで構成される。接続端子対は、第一接続端子Ｔｓ及び第二接続端子Ｔｓｇで構成される。出力端子対は、第一出力端子Ｔｏ及び第二出力端子Ｔｏｇで構成される。

降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、正極を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎに、負極を第二直流電圧入力端子Ｔｇに接続するように入力端子対に直流電源Ｖｉｎが接続される。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子対間には、負荷Ｒｏが接続される。また、第２回路５２の第１２インダクタＬ１２より出力端子対側で出力側連絡線路間に平滑キャパシタＣｏを接続してもよい。図２５の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、第二出力端子Ｔｏｇより第一出力端子Ｔｏの方が電位が高くなる。

降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の実施形態で説明したように動作するが、図２６の第１動作期間、図２７の第２動作期間及び図２８の第３動作期間を有することを特徴としている。

第１動作期間では、第２回路５２が第１２インダクタＬ１２から第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通させた第１２インダクタ電流Ｉ１２を出力電流として出力端子対間の負荷Ｒｏに流し、第１回路５１が第１１ダイオードＤ１１の逆方向に導通させた、第１２インダクタ電流より小さい第１１インダクタ電流Ｉ１１で第１１インダクタＬ１１に磁気エネルギーを蓄積する。

第２動作期間では、第１１インダクタ電流Ｉ１１と第１２インダクタ電流Ｌ１２とが略等しく、第１回路５１が第２回路５２の出力側連絡線路を経由させて出力電流を出力端子対間の負荷Ｒｏに流す。

前記第３動作期間では、第２回路５２が第１２インダクタＬ１２から第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通させた第１２インダクタ電流Ｉ１２を出力電流として出力端子対間のＲｏに流す。また、第１回路５１が回生電流Ｉ１１’を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、直流電源Ｖｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇの方向に流し、第１１インダクタＬ１１に蓄積された磁気エネルギーを入力端子対に回生する。

第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図２９の回路であってもよい。図２５と図２９の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの違いは第１１ダイオードＤ１１の向きである。図２９の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、第一出力端子Ｔｏより第二出力端子Ｔｏｇの方が電位が高くなる。

図２９の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図３０の第１動作期間、図３１の第２動作期間及び図３２の第３動作期間のように動作する。第１１インダクタ電流Ｉ１１及び第１２インダクタ電流Ｉ１２の流れる方向が図２６から図２８と異なる以外は同様である。

（第１回路の例１）
第１回路の例を図３３及び図３４に示す。第１回路５１は、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎと第一接続端子Ｔｓとを接続し、第二直流電圧入力端子Ｔｇと第二接続端子Ｔｓｇとを接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子Ｓ１１と第１１付随ダイオードＳＤ１１とが並列接続された第１１スイッチＳＷ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２と第１２付随ダイオードＳＤ１２とが並列接続された第１２スイッチＳＷ１２、及び、キャパシタＣｒを有する。第１１スイッチＳＷ１１は前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。第１２スイッチＳＷ１２とキャパシタＣｒとを直列に接続した架設線路は、第１１スイッチＳＷ１１より前記接続端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する。第１１インダクタＬ１１は、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。

第１１スイッチＳＷ１１は、前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、第１１付随ダイオードＳＤ１１のカソードが前記入力端子対の高電位側にあるように配置される。第１２スイッチＳＷ１２は、前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、第１２付随ダイオードＳＤ１２のカソードが前記入力端子対の高電位側にあるように配置される。

第２回路５２が図２５で説明した回路である場合、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図３３のように動作する。第１動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオンとなり、入力端子対からの供給電流が第１１インダクタ電流Ｉ１１となる。第２動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオンであり、入力端子対からの供給電流が第１回路５１の入力側連絡線路及び第２回路５２の出力側連絡線路を経由して出力電流となる。

第２動作期間後、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオフとなりエネルギー移転動作期間となる。エネルギー移転動作期間では、第１１インダクタＬ１１が、第１１ダイオードＤ１１の逆方向、且つ、第１２付随ダイオード１２の順方向に導通させた充電電流を流し、第１動作期間及び第２動作期間で入力端子対からの供給電流で蓄えた磁気エネルギーをキャパシタＣｒへ静電エネルギーとして移す。

エネルギー移転動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２がオンとなり、静電エネルギーを得たキャパシタＣｒが、第１２スイッチング素子Ｓ１２を経由させ、第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通させた、充電電流と逆向きの放電電流を流し、第１１インダクタＬ１１が放電電流で再び磁気エネルギーを蓄える。

エネルギー蓄積動作期間後の第３動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオン且つ第１２スイッチング素子Ｓ１２がオフとなり、第１１インダクタＬ１１が、第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通させた回生電流Ｉ１１’を第１１付随ダイオードＳＤ１１を経由させて入力端子対間に流す。

第２回路５２が図２９で説明した回路である場合、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図３４のように動作する。第１動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２がオンとなり、静電エネルギーを持つキャパシタＣｒが、第１２スイッチング素子Ｓ１２を経由させ、第１１インダクタ電流Ｉ１１を流す。

第２動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２がオンであり、静電エネルギーを持つキャパシタＣｒが、第１動作期間でキャパシタＣｒから出力される電流の方向と同じ方向であり、第１回路５１の入力側連絡線路及び第２回路５２の出力側連絡線路を経由して出力端子対間に出力電流を流す。

第３動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２がオフとなり、第１動作期間及び第２動作期間でキャパシタＣｒの静電エネルギーを磁気エネルギーとして得た第１１インダクタＬ１１が、第１１ダイオードＤ１１の逆方向に導通させた回生電流Ｉ１１’を第１１付随ダイオードＳＤ１１を経由させて入力端子対間に流す。

第３動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオンとなり、第１１インダクタＬ１１が、第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通する入力端子対からの供給電流で磁気エネルギーを蓄える。エネルギー蓄積動作期間後のエネルギー移転動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオフとなり、第１１インダクタＬ１１が、第１２付随ダイオードＳＤ１２を経由させ、第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通させた充電電流を流し、磁気エネルギーをキャパシタＣｒへ静電エネルギーとして移す。

詳細には、本例の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１及び第１１スイッチＳＷ１１が第一直流電圧入力端子Ｔｉｎと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置され、キャパシタＣｒが付随ダイオードＳＤ１２のカソード側のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１、第１１スイッチＳＷ１１及びキャパシタＣｒのそれぞれが図３３に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１１スイッチング素子Ｓ１１オン（第１動作期間）
電源Ｖｉｎは、電流を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第１１スイッチング素子Ｓ１１、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、第二直流電圧入力端子Ｔｇの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
電源Ｖｉｎは、電流を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第１１スイッチング素子Ｓ１１、第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２、負荷Ｒｏ、第二直流電圧入力端子Ｔｇの順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）エネルギー移転動作期間及びエネルギー蓄積動作期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１をオフし、第１２スイッチング素子Ｓ１２をオンすることで、第１１インダクタＬ１１とキャパシタＣｒとが共振動作する。第１１インダクタＬ１１が電流を第１１ダイオードＤ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２、キャパシタＣｒの順で流した後、キャパシタＣｒが電流を第１２スイッチング素子Ｓ１２、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１の順で流す。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）第３動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２がオフとなり、第１１インダクタＬ１１が電流を第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１１ダイオードＤ１１の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

第３動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオンとなり、第１１インダクタＬ１１が、第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通する入力端子対からの供給電流で磁気エネルギーを蓄える。

エネルギー蓄積動作期間後のエネルギー移転動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオフとなり、第１１インダクタＬ１１が、第１２付随ダイオードＳＤ１２を経由させ、第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通させた充電電流を流し、磁気エネルギーをキャパシタＣｒへ静電エネルギーとして移す。

詳細には、本例の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１及び第１１スイッチＳＷ１１が第一直流電圧入力端子Ｔｉｎと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置され、キャパシタＣｒが付随ダイオードＳＤ１２のカソード側のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１、第１１スイッチＳＷ１１及びキャパシタＣｒのそれぞれが図３４に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１２スイッチング素子Ｓ１２オン（第１動作期間）
第１１インダクタＬ１１とキャパシタＣｒとが共振動作する。第１１インダクタＬ１１が電流を第１１ダイオードＤ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２、キャパシタＣｒの順で流した後、キャパシタＣｒが電流を第１２スイッチング素子Ｓ１２、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１の順で流す。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
キャパシタＣｒが電流を第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２、負荷Ｒｏ、第１２スイッチング素子Ｓ１２の順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）第３動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２をオフすることで、第１１インダクタＬ１１が電流を第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１１ダイオードＤ１１の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）エネルギー蓄積動作期間
第１１インダクタＬ１１が蓄積していたエネルギーが消滅した後、第１１スイッチング素子Ｓ１１をオンにすることで、電源Ｖｉｎは、電流を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第１１スイッチング素子Ｓ１１、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、第二直流電圧入力端子Ｔｇの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

（第１回路の例２）
第１回路の他の例を図３５及び図３６に示す。本例と図３３及び図３４との違いは、キャパシタＣｒの配置である。すなわち、第１回路５１は、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎと第一接続端子Ｔｓとを接続し、第二直流電圧入力端子Ｔｇと第二接続端子Ｔｓｇとを接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子Ｓ１１と第１１付随ダイオードＳＤ１１とが並列接続された第１１スイッチＳＷ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２と第１２付随ダイオードＳＤ１２とが並列接続された第１２スイッチＳＷ１２、及び、キャパシタＣｒを有する。第１１スイッチＳＷ１１は入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。第１２スイッチＳＷ１２を含む架設線路は、第１１スイッチＳＷ１１より前記接続端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する。第１１インダクタＬ１１は、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。キャパシタＣｒは前記架設線路と入力側連絡線路との接続点より前記接続端子対側の入力側連絡線路に少なくともひとつ配置される。

図３５及び図３６の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、それぞれ図３３及び図３４で説明したように動作する。

詳細には、図３５の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１、第１１スイッチＳＷ１１及びキャパシタＣｒが第一直流電圧入力端子Ｔｉｎと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１、第１１スイッチＳＷ１１及びキャパシタＣｒのそれぞれが図３５に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１１スイッチング素子Ｓ１１オン（第１動作期間）
電源Ｖｉｎは、電流を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第１１スイッチング素子Ｓ１１、キャパシタＣｒ、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、第二直流電圧入力端子Ｔｇの順で流し、第１１インダクタＬ１１及びキャパシタＣｒにエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
電源Ｖｉｎは、電流を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第１１スイッチング素子Ｓ１１、キャパシタＣｒ、第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２、負荷Ｒｏ、第二直流電圧入力端子Ｔｇの順で流し、第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２及びキャパシタＣｒにエネルギーを蓄積する。
（３）エネルギー移転動作期間及びエネルギー蓄積動作期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１をオフし、第１２スイッチング素子Ｓ１２をオンすることで、第１１インダクタＬ１１とキャパシタＣｒとが共振動作する。第１１インダクタＬ１１が電流をキャパシタＣｒ、第１１ダイオードＤ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２の順で流した後、キャパシタＣｒが電流を第１２スイッチング素子Ｓ１２、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１の順で流す。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）第３動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２がオフとなり、第１１インダクタＬ１１が電流を第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１１ダイオードＤ１１の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

詳細には、図３６の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１、第１１スイッチＳＷ１１及びキャパシタＣｒが第一直流電圧入力端子Ｔｉｎと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１、第１１スイッチＳＷ１１及びキャパシタＣｒのそれぞれが図３６に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１２スイッチング素子Ｓ１２オン（第１動作期間）
第１１インダクタＬ１１とキャパシタＣｒとが共振動作する。第１１インダクタＬ１１が電流を第１１ダイオードＤ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２、キャパシタＣｒの順で流した後、キャパシタＣｒが電流を第１２スイッチング素子Ｓ１２、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１の順で流す。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
キャパシタＣｒが電流を第１２スイッチング素子Ｓ１２、負荷Ｒｏ、第１２インダクタＬ１２、第１１インダクタＬ１１の順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）第３動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２をオフすることで、第１１インダクタＬ１１が電流を第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１１ダイオードＤ１１の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）エネルギー蓄積動作期間
第１１インダクタＬ１１が蓄積していたエネルギーが消滅した後、第１１スイッチング素子Ｓ１１をオンにすることで、電源Ｖｉｎは、電流を第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第１１スイッチング素子Ｓ１１、キャパシタＣｒ、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、第二直流電圧入力端子Ｔｇの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

（第１回路の例３）
第１回路の他の例を図３７及び図３８に示す。第１回路５１は、第１１スイッチング素子Ｓ１１と第１１付随ダイオードＳＤ１１とが並列接続された第１１スイッチＳＷ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２と第１２付随ダイオードＳＤ１２とが並列接続された第１２スイッチＳＷ１２、第１３スイッチング素子Ｓ１３と第１３付随ダイオードＳＤ１３とが並列接続された第１３スイッチＳＷ１３、第１４スイッチング素子Ｓ１４と第１４付随ダイオードＳＤ１４とが並列接続された第１４スイッチＳＷ１４、及び、２つの入力側連絡線路を有する。

前記入力端子対の間を、第１１スイッチＳＷ１１と第１２スイッチＳＷ１２とで直列に接続した経路と、第１３スイッチＳＷ１３と第１４スイッチＳＷ１４とで直列に接続した経路と、で並列に接続する。第１１スイッチＳＷ１１から第１４スイッチＳＷ１４はいずれも第１１付随ダイオードＳＤ１１から第１４付随ダイオードＳＤ１４のカソードが高電位側（第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ側）にあるように配置される。

前記入力側連絡線路の一方で、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と第一接続端子Ｔｓとを接続し、前記入力側連絡線路の他方で、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と第二接続端子Ｔｓｇとを接続する。第１１インダクタＬ１１は、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。

第２回路５２が図２５で説明した回路である場合、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図３７のように動作する。第１動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオンとなり、入力端子対からの供給電流が第１１インダクタ電流Ｉ１１となる。第２動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオンであり、入力端子対からの供給電流が第１回路５１の入力側連絡線路及び第２回路５２の出力側連絡線路を経由して出力電流となる。

第３動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオフとなり、第１１インダクタＬ１１が、第１動作期間及び第２動作期間で入力端子対からの供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、第１１ダイオードＤ１１の逆方向に導通させた回生電流Ｉ１１’を第１２付随ダイオードＳＤ１２及び第１３付随ダイオードＳＤ１３を経由させて入力端子対間に流す。

詳細には、図３７の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１が第１１スイッチＳＷ１１と第１２スイッチＳＷ１２との接続点と第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１が図３７に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１動作期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオンであり、電源Ｖｉｎは、電流を第１１スイッチング素子Ｓ１１、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、第１４スイッチング素子Ｓ１４の順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
電源Ｖｉｎは、電流を第１１スイッチング素子Ｓ１１、第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２、負荷Ｒｏ、第１４スイッチング素子Ｓ１４の順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）第３動作期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４をオフすることで、第１１インダクタＬ１１は、電流を第１３付随ダイオードＳＤ１３、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１２付随ダイオードＳＤ１２の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３をオン
電源Ｖｉｎは、電流を第１３スイッチング素子Ｓ１３、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２の順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（５）第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３をオフ
第１１インダクタＬ１１は、電流を第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１４付随ダイオードＳＤ１４、第１１ダイオードＤ１１の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

第２回路５２が図２９で説明した回路である場合、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図３８のように動作する。第１動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオンとなり、入力端子対からの供給電流が第１１インダクタ電流Ｉ１１となる。第２動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオンであり、入力端子対からの供給電流が第１回路５１の入力側連絡線路及び第２回路５２の出力側連絡線路を経由して出力電流となる。

第３動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオフとなり、第１１インダクタＬ１１が、第１動作期間及び第２動作期間で入力端子対からの供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、第１１ダイオードＤ１１の逆方向に導通させた回生電流を第１１付随ダイオードＳＤ１１及び第１４付随ダイオードＳＤ１４を経由させて入力端子対間に流す。

詳細には、図３８の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１が第１１スイッチＳＷ１１と第１２スイッチＳＷ１２との接続点と第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１が図３８に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオンであり、電源Ｖｉｎは、電流を第１３スイッチング素子Ｓ１３、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２の順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
電源Ｖｉｎは、電流を第１３スイッチング素子Ｓ１３、負荷Ｒｏ、第１２インダクタＬ１２、第１１インダクタＬ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２の順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）第３動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３をオフすることで、第１１インダクタＬ１１は、電流を第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１４付随ダイオードＳＤ１４の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４をオン
電源Ｖｉｎは、電流を第１１スイッチング素子Ｓ１１、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、第１４スイッチング素子Ｓ１４の順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（５）第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４をオフ
第１１インダクタＬ１１は、電流を第１１ダイオードＤ１１、第１３付随ダイオードＳＤ１３、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１２付随ダイオードＤ１２の順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

（第１回路の例４）
第１回路の他の例を図３９及び図４０に示す。第１回路５１は、第１１スイッチング素子Ｓ１１と第１１付随ダイオードＳＤ１１とが並列接続された第１１スイッチＳＷ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２と第１２付随ダイオードＳＤ１２とが並列接続された第１２スイッチＳＷ１２、第１３スイッチング素子Ｓ１３と第１３付随ダイオードＳＤ１３とが並列接続された第１３スイッチＳＷ１３、第１４スイッチング素子Ｓ１４と第１４付随ダイオードＳＤ１４とが並列接続された第１４スイッチＳＷ１４、フォワード式のトランス５３、及び、２つの入力側連絡線路を有する。なお、トランス５３はフライバック式でもよい。

入力端子対の間を、第１１スイッチＳＷ１１と第１２スイッチＳＷ１２とで直列に接続した経路と、第１３スイッチＳＷ１３と第１４スイッチＳＷ１４とで直列に接続した経路と、で並列に接続する。第１１スイッチＳＷ１１から第１４スイッチＳＷ１４はいずれも第１１付随ダイオードＳＤ１１から第１４付随ダイオードＳＤ１４のカソードが高電位側（第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ側）にあるように配置される。

トランス５３の一次側巻線の一方の端子Ｔ１ａが、第１１スイッチＳＷ１１と第１２スイッチＳＷ１２との接続点に接続され、トランス５３の一次側巻線の他方の端子Ｔ１ｂが、第１３スイッチＳＷ１３と第１４スイッチＳＷ１４との接続点に接続される。

端子Ｔ１ａに対応するトランス５３の二次側巻線の端子Ｔ２ａと第一接続端子Ｔｓとが一方の入力側連絡線路で接続される。端子Ｔ１ｂに対応するトランス５３の二次側巻線の端子Ｔ２ｂと第二接続端子Ｔｓｇとが他方の入力側連絡線路で接続される。第１１インダクタＬ１１は、入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。

第２回路５２が図２５で説明した回路である場合、すなわち、第１１ダイオードＤ１１のカソードが第一接続端子Ｔｓ側にある場合、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図３９のように動作する。第１動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオンとなり、入力端子対からの供給電流がトランス５３の端子Ｔ１ａから端子Ｔ１ｂへ流れる。また、トランス５３の端子Ｔ２ａから第１１インダクタ電流Ｉ１１が出力される。

第２動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオンであり、入力端子対からの供給電流が第１動作期間と同様に流れる。また、トランス５３の端子Ｔ２ａからの電流が入力側連絡線路及び出力側連絡線路を経由して出力電流となる。

第３動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオフとなる。第１１インダクタＬ１１は、第１動作期間及び第２動作期間で入力端子対からの供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、第１１ダイオードＤ１１の逆方向に導通させた電流をトランス５３の二次側巻線に流す。トランス５３は、二次側巻線に流れる該電流により一次側巻線から第１２付随ダイオードＳＤ１２及び第１３付随ダイオードＳＤ１３を経由して入力端子対間に回生電流を流す。

詳細には、図３９の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１がトランス５３の端子Ｔ２ａと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１が図３９に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１動作期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４がオンであり、電源Ｖｉｎは、電流を第１１スイッチング素子Ｓ１１、端子Ｔ１ａ、端子Ｔ１ｂ、第１４スイッチング素子Ｓ１４の順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ａ、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、端子Ｔ２ｂの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
電源Ｖｉｎは、トランス５３の入力端子対側に第１動作期間と同様の電流を流す。該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ａ、第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２、負荷Ｒｏ、端子Ｔ２ｂの順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）第３動作期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４をオフすることで、第１１インダクタＬ１１は、電流を第１１ダイオードＤ１１、端子Ｔ２ｂ、端子Ｔ２ａの順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ１ｂ、第１３付随ダイオードＳＤ１３、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１２付随ダイオードＳＤ１２、端子Ｔ１ａの順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３をオン
電源Ｖｉｎは、電流を第１３スイッチング素子Ｓ１３、端子Ｔ１ｂ、端子Ｔ１ａ、第１２スイッチング素子Ｓ１２の順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ｂ、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１、端子Ｔ２ａの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（５）第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３をオフ
第１１インダクタＬ１１は、電流を端子Ｔ２ａ、端子Ｔ２ｂ、第１１ダイオードＤ１１の順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ１ａ、第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１４付随ダイオードＳＤ１４、端子Ｔ１ｂの順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

第２回路５２が図２９で説明した回路である場合、すなわち、第１１ダイオードＤ１１のカソードが第二接続端子Ｔｓｇ側にある場合、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図４０のように動作する。第１動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオンとなり、入力端子対からの供給電流がトランス５３の端子Ｔ１ｂから端子Ｔ１ａへ流れる。また、トランス５３の端子Ｔ２ｂから第１１インダクタ電流Ｉ１１が出力される。

第２動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオンであり、入力端子対からの供給電流が第１動作期間と同様に流れる。また、トランス５３の端子Ｔ２ｂからの電流が入力側連絡線路及び出力側連絡線路を経由して出力電流となる。

第３動作期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオフとなる。第１１インダクタＬ１１は、第１動作期間及び第２動作期間で入力端子対からの供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、第１１ダイオードＤ１１の逆方向に導通させた電流をトランス５３の二次側巻線に流す。トランス５３は、二次側巻線に流れる該電流により一次側巻線から第１１付随ダイオードＳＤ１１及び第１４付随ダイオードＳＤ１４を経由して入力端子対間に前記回生電流を流す。

詳細には、図４０の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１がトランス５３の端子Ｔ２ａと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１が図４０に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３がオンであり、電源Ｖｉｎは、電流を第１３スイッチング素子Ｓ１３、端子Ｔ１ａ、端子Ｔ１ｂ、第１２スイッチング素子Ｓ１２の順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ｂ、第１１ダイオードＤ１１、第１１インダクタＬ１１、端子Ｔ２ａの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
電源Ｖｉｎは、トランス５３の入力端子対側に第１動作期間と同様の電流を流す。該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ｂ、負荷Ｒｏ、第１２インダクタＬ１２、第１１インダクタＬ１１、端子Ｔ２ａの順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）第３動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２及び第１３スイッチング素子Ｓ１３をオフすることで、第１１インダクタＬ１１は、電流を端子Ｔ２ａ、端子Ｔ２ｂ、第１１ダイオードＤ１１の順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ１ａ、第１１付随ダイオードＳＤ１１、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１４付随ダイオードＳＤ１４、端子Ｔ１ｂの順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４をオン
電源Ｖｉｎは、電流を第１１スイッチング素子Ｓ１１、端子Ｔ１ａ、端子Ｔ１ｂ、第１４スイッチング素子Ｓ１４の順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ａ、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、端子Ｔ２ｂの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（５）第１１スイッチング素子Ｓ１１及び第１４スイッチング素子Ｓ１４をオフ
第１１インダクタＬ１１は、電流を第１１ダイオードＤ１１、端子Ｔ２ｂ、端子Ｔ２ａの順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ１ｂ、第１３付随ダイオードＳＤ１３、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１２付随ダイオードＳＤ１２、端子Ｔ１ａの順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

（第１回路の例５）
第１回路の他の例を図４１に示す。第１回路５１は、第１１スイッチング素子Ｓ１１と第１１付随ダイオードＳＤ１１とが並列接続された第１１スイッチＳＷ１１、第１２スイッチング素子Ｓ１２と第１２付随ダイオードＳＤ１２とが並列接続された第１２スイッチＳＷ１２、キャパシタＣｃ、フォワード式のトランス５３、及び、２つの入力側連絡線路を有する。なお、トランス５３はフライバック式でもよい。

入力端子対の間を、第１１付随ダイオードＳＤ１１のカソードが高電位側（第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ側）にあるように第１１スイッチＳＷ１１とトランス５３の一次側巻線とで直列に接続する。さらに、第１２付随ダイオードＳＤ１２のカソードが高電位側（第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ側）にあるように第１２スイッチＳＷ１２とキャパシタＣｃとを直列に接続した経路をトランス５３の一次側巻線に並列に接続する。

第２回路５２が図２５で説明した回路である場合、すなわち、第１１ダイオードＤ１１のカソードが第一接続端子Ｔｓ側にある場合、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図４１のように動作する。第１動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオンとなり、入力端子対からの供給電流がトランス５３の端子Ｔ１ａから端子Ｔ１ｂへ流れる。また、トランス５３の端子Ｔ２ａから第１１インダクタ電流Ｉ１１が出力される。

第２動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオンであり、入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子対からの供給電流が第１動作期間と同様に流れる。また、トランス５３の端子Ｔ２ａからの電流が入力側連絡線路及び出力側連絡線路を経由して出力電流となる。

第３動作期間では、第１１スイッチング素子Ｓ１１がオフとなる。第１１インダクタＬ１１は、第１動作期間及び第２動作期間で入力端子対からの供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、第１１ダイオードＤ１１の逆方向に導通させた電流をトランス５３の二次側巻線に流す。トランス５３は、第１１インダクタＬ１１の磁気エネルギーを二次側巻線に流れる該電流により一次側巻線から第１２付随ダイオードＳＤ１２を経由して、一旦キャパシタＣｃに戻し、最後に前記入力端子対間に前記回生電流を流す。

詳細には、図４１の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１がトランス５３の端子Ｔ２ａと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置され、キャパシタＣｃが第１２付随ダイオードＳＤ１２のカソード側のみに配置され、第１１スイッチＳＷ１１がトランス５３の端子Ｔ１ｂと第二直流電圧入力端子Ｔｇとの間に配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１、キャパシタＣｃ及び第１１スイッチＳＷ１１が図４１に説明されるような位置に配置されていても同様である。
（１）第１動作期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１がオンであり、電源Ｖｉｎは、電流を端子Ｔ１ａ、端子Ｔ１ｂ、第１１スイッチング素子Ｓ１１の順で流し、該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ａ、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオードＤ１１、端子Ｔ２ｂの順で流し、第１１インダクタＬ１１にエネルギーを蓄積する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（２）第２動作期間
電源Ｖｉｎは、トランス５３の入力端子対側に第１動作期間と同様の電流を流す。該電流によりトランス５３は、電流を端子Ｔ２ａ、第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２、負荷Ｒｏ、端子Ｔ２ｂの順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２にエネルギーを蓄積する。
（３）エネルギー移転期間
第１１スイッチング素子Ｓ１１をオフすることで、第１１インダクタＬ１１は、電流を第１１ダイオードＤ１１、端子Ｔ２ｂ、端子Ｔ２ａの順で流し、該電流によりトランス５３は、端子Ｔ１ｂ、第１２付随ダイオードＳＤ１２、キャパシタＣｃ、端子Ｔ１ａの順で流し、第１１インダクタＬ１１が蓄積したエネルギーをキャパシタＣｃに移転する。その後、第１２スイッチング素子Ｓ１２をオンし、キャパシタＣｃは、電流を第１２スイッチング素子Ｓ１２、端子Ｔ１ｂ、端子Ｔ１ａの順で流し、蓄積したエネルギーをトランス５３の一次側巻線へ移転する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
（４）第３動作期間
第１２スイッチング素子Ｓ１２をオフすることで、トランス５３は、電流を端子Ｔ１ａ、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１１付随ダイオードＳＤ１１、端子Ｔ１ｂの順で流し、エネルギーを入力端子対に回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

（第４の実施形態）
図４２は、第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、入力端子対と接続端子対との間に形成され、前記接続端子対の間に形成される経路に第１１インダクタＬ１１を含む第１回路５１と、前記接続端子対と出力端子対との間に形成される第２回路５２と、を備える。第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの第２回路５２は、図２５で説明した第２回路５２と同様である。

第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの第１回路５１と図４１で説明した第１回路５１との違いは、トランス５３の代替としてフライバック式のトランス５４を有している点及び第１２ダイオードＤ１２を有している点である。第１２ダイオードＤ１２は、入力側連絡線路の少なくとも一方に配置される。第１２ダイオードＤ１２がトランス５４の端子Ｔ２ａと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路に配置される場合、カソードが第一接続端子Ｔｓ側にあるように配置される。一方、第１２ダイオードＤ１２がトランス５４の端子Ｔ２ｂと第二接続端子Ｔｓｇとの間の入力側連絡線路に配置される場合、カソードがトランス５４の端子Ｔ２ｂ側にあるように配置される。

第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは図４２のように動作する。第１動作期間では、第２回路５２は、第１２インダクタＬ１２から第１１ダイオードＤ１１の順方向に導通させた第１２インダクタ電流Ｉ１２を出力電流として出力端子対間に流す。トランス５４は、蓄積されたエネルギーで、第１１ダイオードＤ１１の逆方向であり、第１２インダクタ電流Ｉ１２より小さい第１１インダクタ電流Ｉ１１を流し、第１１インダクタＬ１１に磁気エネルギーを蓄積する。さらに、トランス５４は、第１１インダクタ電流Ｉ１１により発生する一次側巻線からのキャパシタ充電電流Ｉｃｃを第１２付随ダイオードＳＤ１２の順方向に流してキャパシタＣｃに容量エネルギーを蓄積する。

第２動作期間では、第１１インダクタ電流Ｉ１１と第１２インダクタ電流Ｉ１２とが略等しくなる。第１１インダクタＬ１１は、蓄積された磁気エネルギーで第２回路５２の出力側連絡線路を経由させて出力電流を出力端子対間に流す。さらに、第１期間同様にトランス５４は、キャパシタ充電電流ＩｃｃでキャパシタＣｃに容量エネルギーを蓄積する。

第２動作期間後のエネルギー移転期間では、第１２スイッチング素子Ｓ１２がオンとなり、キャパシタＣｃは蓄積された容量エネルギーを前記トランスの一次側巻線に移す。エネルギー移転期間後の第３動作期間では、トランス５４は、一次側巻線から第１１付随ダイオードＳＤ１１及び入力端子対を経由する回生電流を流して一次側巻線に蓄積されたエネルギーを入力端子対に回生する。

詳細には、第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように動作する。なお、第一インダクタＬ１１が端子Ｔ２ａと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路のみに配置され、キャパシタＣｃは付随ダイオードＳＤ１２のカソード側のみに配置され、スイッチＳＷ１１は第二直流電圧入力端子Ｔｇと端子Ｔ１ｂとの間に配置され、第１２ダイオードＤ１２が第一インダクタＬ１１が端子Ｔ２ａと第一接続端子Ｔｓとの間の入力側連絡線路の第一インダクタＬ１１と端子Ｔ２ａとの間に配置されているものとして説明する。第一インダクタＬ１１がトランス５４の端子Ｔ２ｂと第二接続端子Ｔｓｇとの間の入力側連絡線路に配置されていても同様であり、図４２のように双方の入力側連絡線路に配置されていても同様である。また、キャパシタＣｃが付随ダイオードＳＤ１２のアノード側に配置されていても同様であり、図４２のようにスイッチＳＷ１２の両端に配置されていても同様である。スイッチＳＷ１１が第一直流電圧入力端子Ｔｉｎとトランス５４の端子Ｔ１ａとの間に配置されていても同様であり、図４２のようにトランス５４の一次側巻線の両端に配置されていても同様である。さらに、第１２ダイオードＤ１２が図４２のいずれの位置にあっても同様である。
（１）第１１スイッチング素子Ｓ１１オフ（第１動作期間）
トランス５４の二次側巻線は、電流を端子Ｔ２ａ、第１２ダイオードＤ１２、第１１インダクタＬ１１、第１１ダイオード、端子Ｔ２ｂの順で流し、第１１インダクタＬ１１に磁気エネルギーを蓄積させる。トランス５４の一次側巻線は、電流を端子Ｔ１ｂ、第１２付随ダイオード、キャパシタＣｃ、端子Ｔ１ａの順で流し、キャパシタＣｃに容量エネルギーを蓄積させる。
（２）第２動作期間
トランス５４の二次側巻線は、電流を端子Ｔ２ａ、第１２ダイオードＤ１２、第１１インダクタＬ１１、第１２インダクタＬ１２、負荷Ｒｏ、端子Ｔ２ｂの順で流し、第１１インダクタＬ１１及び第１２インダクタＬ１２に磁気エネルギーを蓄積させる。トランス５４の一次側巻線は、電流を端子Ｔ１ｂ、第１２付随ダイオード、キャパシタＣｃ、端子Ｔ１ａの順で流し、キャパシタＣｃに容量エネルギーを蓄積させる。
（３）第３動作期間
第１１インダクタＬ１１は、電流を第１１ダイオード、端子Ｔ２ｂ、端子Ｔ２ａ、第１２ダイオードＤ１２の順で流し、入力端子対にエネルギーを回生する。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。
キャパシタＣｃの容量エネルギーをトランス５４の一次側巻線に移動させた後、トランス５４の一次側巻線は、電流を端子Ｔ１ａ、第一直流電圧入力端子Ｔｉｎ、第二直流電圧入力端子Ｔｇ、第１１付随ダイオードＳＤ１１、端子Ｔ１ｂの順で流し、キャパシタＣｃから蓄積した容量エネルギーを入力端子対に回生する、同時に入力端子対からの供給電流でトランス５４に磁気エネルギーを蓄積させる。また、第１２インダクタＬ１２は、負荷Ｒｏに電流を流す。

第３の実施形態から第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータも、第１の実施形態及び第２の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと同様に第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とのインダクタンス比率ｎで降圧比を定めることができる。

本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのタイミングチャートである。本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモード１及びモード２における動作を説明する図である。本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモード３における動作を説明する図である。本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモード４における動作を説明する図である。本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモード５における動作を説明する図である。本発明の第１の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモード６における動作を説明する図である。時比率に対する出力電圧の制御性について本発明に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとを比較した図である。本発明の第２の実施形態に係る降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータである絶縁型の２石フォワードコンバータの回路図を示す。従来の絶縁型の２石フォワードコンバータの回路図を示す。本発明の第２の実施形態に係る２石フォワードコンバータのタイミングチャートである。本発明の第２の実施形態に係る２石フォワードコンバータのモードＭ１における動作を説明する図である。本発明の第２の実施形態に係る２石フォワードコンバータのモードＭ２における動作を説明する図である。本発明の第２の実施形態に係る２石フォワードコンバータのモードＭ３における動作を説明する図である。本発明の第２の実施形態に係る２石フォワードコンバータのモードＭ４における動作を説明する図である。本発明の第２の実施形態に係る２石フォワードコンバータのシミュレーション波形図であり、（ａ）は時刻に対する電流の波形図、（ｂ）は時刻に対する電圧の波形図である。本発明の第２の実施形態と従来例の双方の２石フォワードコンバータの入力電圧と時比率の関係を示す図である。本発明の第２の実施形態と従来の双方の２石フォワードコンバータの時比率と出力電圧Ｖｏとの関係を示す図である。本発明の第２の実施形態の変形例１の２石フォワードコンバータの回路図である。本発明の第２の実施形態の変形例２の２石フォワードコンバータの回路図である。本発明の第２の実施形態の変形例３の絶縁型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとしての１石アクティブスナバフォワードコンバータの回路図である。本発明の第２の実施形態の変形例４の絶縁型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとしての２石フライバックコンバータの回路図である。本発明の第２の実施形態の変形例５の２石フォワードコンバータの回路図である。本発明の第２の実施形態の変形例６の２石フライバックコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第３の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。第４の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

符号の説明

Ａ：従来のバックコンバータ型の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの時比率に対する出力電圧の制御性
Ｂ：タップインダクタを用いた従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの時比率に対する出力電圧の制御性
Ｃ：第１の実施形態の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの時比率に対する出力電圧の制御性
Ｃｃ、Ｃｒ：キャパシタ
ＳＤ１：第１ダイオード
ＳＤ２：第２ダイオード
ＳＤ３：第４ダイオード
ＳＤ４：第５ダイオード
ＳＤ５、ＳＤ６：ダイオード
ＳＤ１１：第１１付随ダイオード
ＳＤ１２：第１２付随ダイオード
ＳＤ１３：第１３付随ダイオード
ＳＤ１４：第１４付随ダイオード
Ｄｉ：第３ダイオード
Ｄ１１：第１１ダイオード
Ｄ１２：第１２ダイオード
Ｄ、Ｄ’、ｄ、ｄ’：時比率
Ｌ１：第１インダクタ
ｈ１：第１インダクタのインダクタンス
Ｌ２：第２インダクタ
ｈ２：第２インダクタのインダクタンス
Ｌ３：第３インダクタ
ｈ３：第３インダクタのインダクタンス
Ｌ４：第４インダクタ
ｈ４：第４インダクタのインダクタンス
Ｌ１１：第１１インダクタ
ｈ１１：第１１インダクタのインダクタンス
Ｌ１２：第１２インダクタ
ｈ１２：第１２インダクタのインダクタンス
Ｐ１、Ｐ２、Ｊ１、Ｊ２、Ｊ３：接続点
Ｓ１：第１スイッチング素子
Ｓ２：第２スイッチング素子
Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６：スイッチング素子
Ｓ１１：第１１スイッチング素子
Ｓ１２：第１２スイッチング素子
Ｓ１３：第１３スイッチング素子
Ｓ１４：第１４スイッチング素子
ＳＷ１１：第１１スイッチ
ＳＷ１２：第１２スイッチ
ＳＷ１３：第１３スイッチ
ＳＷ１４：第１４スイッチ
Ｔｉｎ：第一直流電圧入力端子
Ｔｏ：出力端子又は第一出力端子
Ｔｏｇ：第二出力端子
Ｔｇ：接地端子又は第二直流電圧入力端子
Ｔｓ：第一接続端子
Ｔｓｇ：第二接続端子
Ｒｏ：負荷
Ｃｏ：平滑キャパシタ
Ｃｉｎ：クランプ用のキャパシタ
ＤＶＣ：直流電源
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４：ダイオード
Ｌ０：インダクタ
Ｔｒ、５３、５４：トランス
Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ：一次側端子
Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ：二次側端子
Ｖｉｎ：電源

Claims

直流電圧入力端子から接地端子へ向かって直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第１スイッチング素子に並列に接続された第１ダイオードと、
カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２ダイオードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点から出力端子へ向かって直列に接続された第１インダクタ及び第２インダクタと、
アノードを前記接地端子側に前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続点と前記接地端子とを接続する第３ダイオードと、
前記第１スイッチング素子と前記第１インダクタとの接続点と前記第２スイッチング素子との間に接続され、前記第１インダクタと共振するキャパシタと、
を備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１インダクタは、前記直流電圧入力端子からの入力電流で充電され、前記第１スイッチング素子による前記入力電流の遮断で前記入力電流で充電された磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタへ移し、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタからの、前記入力電流と逆向きの充電電流で充電され、前記第２スイッチング素子による前記充電電流の遮断で前記充電電流で充電された磁気エネルギーを前記直流電圧入力端子へ戻すことを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
直流電圧入力端子から共通端子へ向かって直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第１スイッチング素子に並列に接続された第１ダイオードと、
カソードを前記直流電圧入力端子側に前記第２スイッチング素子に並列に接続された第２ダイオードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点から出力端子へ向かって直列に接続された第１インダクタ及び第２インダクタと、
アノードを前記共通端子側に前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続点と前記共通端子とを接続する第３ダイオードと、
前記第１スイッチング素子と前記第１インダクタとの接続点と前記第２スイッチング素子との間に接続され、前記第１インダクタと共振するキャパシタと、
を備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１インダクタは、前記直流電圧入力端子からの入力電流で充電され、前記第１スイッチング素子による前記入力電流の遮断で前記入力電流で充電された磁気エネルギーを静電エネルギーとして前記キャパシタへ移し、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタからの、前記入力電流と逆向きの充電電流で充電され、前記第２スイッチング素子による前記充電電流の遮断で前記充電電流で充電された磁気エネルギーを前記直流電圧入力端子へ戻すことを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１インダクタのインダクタンスをｈ１、前記第２インダクタのインダクタンスをｈ２としたとき、ｈ１／ｈ２のインダクタンス比率で降圧比が定まることを特徴とする請求項１又は２に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記直流電圧入力端子に印加される入力電圧をＶｉｎ、前記出力端子に接続される負荷の負荷抵抗をＲｏ、前記第１スイッチング素子の時比率をＤ、前記第１スイッチング素子のスイッチング周波数をｆｓ、前記インダクタンス比率をｎとしたとき、前記出力端子の出力電圧Ｖｏが、

で制御されることを特徴とする請求項３に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
一次側巻線と二次側巻線が所定の巻数比を有するトランスと、
第一直流電圧入力端子と前記一次側巻線の一端との間に接続された第３スイッチング素子と、
カソードを前記第一直流電圧入力端子側に前記第３スイッチング素子に並列に接続された第４ダイオードと、
第二直流電圧入力端子と前記一次側巻線の他端との間に接続された第４スイッチング素子と、
カソードを前記一次側巻線の他端側に前記第４スイッチング素子に並列に接続された第５ダイオードと、
前記第一直流電圧入力端子にカソードが接続され、前記一次側巻線の他端にアノードが接続された第６ダイオードと、
前記一次側巻線の一端にカソードが接続され、前記第二直流電圧入力端子にアノードが接続された第７ダイオードと、
前記二次側巻線の一端と負荷に電圧を供給する出力端子との間に直列接続された第３インダクタ及び第４インダクタと、
前記第３インダクタ及び前記第４インダクタの接続点にカソードが接続され、前記二次側巻線の他端にアノードが接続された第８のダイオードと、を備え、
前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の同時のオンに応じて前記トランスの二次側巻線に発生する二次電圧を、前記出力端子と前記二次側巻線の他端との間へ供給する際に、前記発生した二次電圧を前記第３インダクタに充電し、前記第３インダクタを流れる電流が前記第４インダクタを流れる電流と等しくなるまで前記第４インダクタの放電時間を延長させ、前記第３インダクタを流れる電流が前記第４インダクタを流れる電流と等しくなると、前記第３インダクタと前記第４インダクタを同時に充電することを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第３インダクタのインダクタンスをｈ３、前記第４インダクタのインダクタンスをｈ４としたとき、ｈ３／ｈ４のインダクタンス比率で降圧比が定まることを特徴とする請求項５に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第一直流電圧入力端子と前記第二直流電圧入力端子との間に印加される電圧をＶｉｎ、前記トランスの巻数比をＮ、前記出力端子に接続される負荷の負荷抵抗をＲｏ、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子の時比率をｄ、前記第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子のスイッチング周波数をｆｓ、前記インダクタンス比率をｎとしたとき、前記出力端子の出力電圧Ｖｏが、

で制御されることを特徴とする請求項６に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力端子対と接続端子対との間に形成される経路に第１１インダクタを含む第１回路と、
前記接続端子対と出力端子対との間に形成され、前記接続端子対と前記出力端子対とを１対１で接続する２つの出力側連絡線路、前記出力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１２インダクタ、及び前記第１２インダクタより前記接続端子対側で前記出力側連絡線路間を接続する第１１ダイオードを含む第２回路と、
を備え、第１動作期間、第２動作期間及び第３動作期間を持つ降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１動作期間では、前記第２回路が前記第１２インダクタから前記第１１ダイオードの順方向に導通させた第１２インダクタ電流を出力電流として前記出力端子対間に流し、前記第１回路が前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた、前記第１２インダクタ電流より小さい第１１インダクタ電流で前記第１１インダクタに磁気エネルギーを蓄積し、
前記第２動作期間では、前記第１１インダクタ電流と前記第１２インダクタ電流とが略等しく、前記第１回路が前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由させて出力電流を前記出力端子対間に流し、
前記第３動作期間では、前記第２回路が前記第１２インダクタから前記第１１ダイオードの順方向に導通させた第１２インダクタ電流を出力電流として前記出力端子対間に流し、前記第１回路が前記第１１インダクタに蓄積された磁気エネルギーを前記入力端子対に回生することを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチとキャパシタとを直列接続し、前記第１１スイッチより前記接続端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、
前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の高電位側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、
前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、
前記第２動作期間後、前記第１１スイッチング素子がオフとなったエネルギー移転動作期間では、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向、且つ、前記第１２付随ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移し、
前記エネルギー移転動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた、前記充電電流と逆向きの放電電流を流し、前記第１１インダクタが前記放電電流で再び磁気エネルギーを蓄え、
前記エネルギー蓄積動作期間後の前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオン且つ前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチとキャパシタとを直列接続し、前記第１１スイッチより前記接続端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、
前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の低電位側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１インダクタ電流を流し、
前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンであり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１動作期間で前記キャパシタから出力される電流の方向と同じ方向であり、前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力端子対間に前記出力電流を流し、
前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記キャパシタの静電エネルギーを磁気エネルギーとして得た前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流し、
前記第３動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通する前記入力端子対からの供給電流で磁気エネルギーを蓄え、
前記エネルギー蓄積動作期間後のエネルギー移転動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１２付随ダイオードを経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置されたキャパシタ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチが含まれ、前記第１１スイッチより前記接続端子対側、且つ前記キャパシタより前記入力端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、
前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の高電位側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、
前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、
前記第２動作期間後、前記第１１スイッチング素子がオフとなったエネルギー移転動作期間では、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向、且つ、前記第１２付随ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移し、
前記エネルギー移転動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、前記静電エネルギーを得た前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた、前記充電電流と逆向きの放電電流を流し、前記第１１インダクタが前記放電電流で再び磁気エネルギーを蓄え、
前記エネルギー蓄積動作期間後の前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
前記入力端子対と前記接続端子対とを１対１で接続する２つの入力側連絡線路、第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続され、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１１スイッチ、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置されたキャパシタ、及び、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチが含まれ、前記第１１スイッチより前記接続端子対側、且つ前記キャパシタより前記入力端子対側で前記入力側連絡線路間を接続する架設線路、を有し、
前記第１１インダクタが、前記架設線路より前記接続端子対側の前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記入力端子対、前記架設線路及び前記架設線路より前記入力端子対側の前記入力側連絡線路で形成される経路において、前記第１１スイッチの前記第１１付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、前記第１２スイッチの前記第１２付随ダイオードのカソードが前記入力端子対の高電位側にあり、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の低電位側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンとなり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１２スイッチング素子を経由させ、前記第１１インダクタ電流を流し、
前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオンであり、静電エネルギーを持つ前記キャパシタが、前記第１動作期間で前記キャパシタから出力される電流の方向と同じ方向であり、前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力端子対間に前記出力電流を流し、
前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子がオフとなり、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記キャパシタの静電エネルギーを磁気エネルギーとして得た前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流し、
前記第３動作期間後のエネルギー蓄積動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記第１１インダクタが、前記第１１ダイオードの順方向に導通する前記入力端子対からの供給電流で磁気エネルギーを蓄え、
前記エネルギー蓄積動作期間後のエネルギー移転動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１２付随ダイオードを経由させ、前記第１１ダイオードの順方向に導通させた充電電流を流し、前記磁気エネルギーを前記キャパシタへ静電エネルギーとして移すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、及び、２つの入力側連絡線路を有し、
前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、
前記入力側連絡線路の一方で、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記接続端子対の一方とを接続し、
前記入力側連絡線路の他方が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記接続端子対の他方とを接続し、
前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記第１１スイッチ、前記第１４スイッチ、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の高電位側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、
前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、
前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１２付随ダイオード及び前記第１３付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、及び、２つの入力側連絡線路を有し、
前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、
前記入力側連絡線路の一方で、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記接続端子対の一方とを接続し、
前記入力側連絡線路の他方が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記接続端子対の他方とを接続し、
前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記入力端子対、前記第１１スイッチ、前記第１４スイッチ、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記入力端子対の低電位側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１１インダクタ電流となり、
前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、
前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた前記回生電流を前記第１１付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードを経由させて前記入力端子対間に流すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、トランス、及び、２つの入力側連絡線路を有し、
前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、
前記トランスの一次側巻線の一方の端子が、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点に接続され、前記トランスの一次側巻線の他方の端子が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点に接続され、
前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、
前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子の側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子から前記第１１インダクタ電流が出力され、
前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子対からの電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、
前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子及び前記第１４スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた電流を前記トランスの二次側巻線に流し、前記トランスが、前記トランスの二次側巻線に流れる該電流により前記トランスの一次側巻線から前記第１２付随ダイオード及び前記第１３付随ダイオードを経由して前記入力端子対間に前記回生電流を流すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、第１３スイッチング素子と第１３付随ダイオードとが並列接続された第１３スイッチ、第１４スイッチング素子と第１４付随ダイオードとが並列接続された第１４スイッチ、トランス、及び、２つの入力側連絡線路を有し、
前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオード及び前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとで直列に接続した経路と、前記第１３付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとで直列に接続した経路と、で並列に接続し、
前記トランスの一次側巻線の一方の端子が、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点に接続され、前記トランスの一次側巻線の他方の端子が、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点に接続され、
前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、
前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子に対応する端子の側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子から前記一方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子に対応する端子から前記第１１インダクタ電流が出力され、
前記第２動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記他方の端子から前記一方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子対からの電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、
前記第３動作期間では、前記第１２スイッチング素子及び前記第１３スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた電流を前記トランスの二次側巻線に流し、前記トランスが、前記トランスの二次側巻線に流れる該電流により前記トランスの一次側巻線から前記第１１付随ダイオード及び前記第１４付随ダイオードを経由して前記入力端子対間に前記回生電流を流すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１回路は、
第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、キャパシタ、トランス、及び、２つの入力側連絡線路を有し、
前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記トランスの一次側巻線とで直列に接続するとともに、前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１２スイッチと前記キャパシタとを直列に接続した経路を前記トランスの一次側巻線に並列に接続し、
前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、
前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子の側にあることを特徴としており、
前記第１動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンとなり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子から前記第１１インダクタ電流が出力され、
前記第２動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオンであり、前記入力端子対からの供給電流が前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子から前記他方の端子へ流れ、前記トランスの二次側巻線の端子対からの電流が前記第１回路の前記入力側連絡線路及び前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由して前記出力電流となり、
前記第３動作期間では、前記第１１スイッチング素子がオフとなり、前記第１１インダクタが、前記第１動作期間及び前記第２動作期間で前記入力端子対からの前記供給電流で蓄えた磁気エネルギーで、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた電流を前記トランスの二次側巻線に流し、前記トランスが、前記トランスの二次側巻線に流れる該電流により前記トランスの一次側巻線から前記第１２付随ダイオードを経由して、前記第１１インダクタの磁気エネルギーを前記キャパシタに戻し、最後に前記入力端子対間に前記回生電流を流すことを特徴とする請求項８に記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力端子対と接続端子対との間に形成され、前記接続端子対の間に形成される経路に第１１インダクタを含む第１回路と、
前記接続端子対と前記出力端子対との間に形成され、前記接続端子対と出力端子対とを１対１で接続する２つの出力側連絡線路、前記出力側連絡線路の少なくとも一方に配置された第１２インダクタ、及び前記第１２インダクタより前記接続端子対側で前記出力側連絡線路間を接続する第１１ダイオードを含む第２回路と、
を備え、
前記第１回路は、
第１１スイッチング素子と第１１付随ダイオードとが並列接続された第１１スイッチ、第１２スイッチング素子と第１２付随ダイオードとが並列接続された第１２スイッチ、キャパシタ、フライバック式のトランス、少なくとも１つの第１２ダイオード、及び、２つの入力側連絡線路を有し、
前記入力端子対の間を、前記第１１付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１１スイッチと前記トランスの一次側巻線とで直列に接続するとともに、前記第１２付随ダイオードのカソードが高電位側にあるように前記第１２スイッチと前記キャパシタとを直列に接続した経路を前記トランスの一次側巻線に並列に接続し、
前記入力側連絡線路が、前記トランスの二次側巻線の端子対と前記接続端子対とを１対１で接続し、
前記第１１インダクタが、前記入力側連絡線路の少なくとも一方に配置され、
前記第２回路は、
前記第１１ダイオードのカソードが、前記トランスの二次側巻線、前記入力側連絡線路、前記接続端子対及び前記第１１ダイオードで形成される経路において前記トランスの二次側巻線の端子のうち、前記トランスの一次側巻線の前記一方の端子に対応する端子の側にある降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１動作期間では、前記第２回路が前記第１２インダクタから前記第１１ダイオードの順方向に導通させた第１２インダクタ電流を出力電流として前記出力端子対間に流し、前記第１回路が、前記トランスに蓄積されたエネルギーで、前記トランスの二次側巻線、前記第１２ダイオード、前記第１１ダイオードの逆方向に導通させた、前記第１２インダクタ電流より小さい第１１インダクタ電流を流して前記第１１インダクタに磁気エネルギーを蓄積するとともに、前記第１１インダクタ電流により発生する前記トランスの一次側巻線からの前記第１２付随ダイオードの順方向に導通するキャパシタ充電電流で前記キャパシタに容量エネルギーを蓄積し、
第２動作期間では、前記第１１インダクタ電流と前記第１２インダクタ電流とが略等しく、前記第１回路が、前記第１１インダクタに蓄積された磁気エネルギーで前記第２回路の前記出力側連絡線路を経由させて出力電流を前記出力端子対間に流すとともに、前記第１１インダクタ電流により発生する前記トランスの一次側巻線からの前記第１２付随ダイオードの順方向に導通するキャパシタ充電電流で前記キャパシタに容量エネルギーを蓄積し、
前記第２動作期間後のエネルギー移転期間では、前記第１回路が、前記第１２スイッチング素子をオンとして前記キャパシタに蓄積された容量エネルギーを前記トランスの一次側巻線に移し、
前記エネルギー移転期間後の第３動作期間では、前記トランスの一次側巻線から前記第１１付随ダイオード及び前記入力端子対を経由する回生電流を流して前記トランスの一次側巻線に蓄積されたエネルギーを前記入力端子対に回生することを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１１インダクタのインダクタンスをｈ１１、前記第１２インダクタのインダクタンスをｈ１２としたとき、ｈ１１／ｈ１２のインダクタンス比率で降圧比が定まることを特徴とする請求項８から１８のいずれかに記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。