JPH02101963A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　　要〕 共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、絶縁型で且つ逆
阻止型が開発されているが、出力電流が小さくなると出
力電圧が急激に上昇してしまう問題を有していた。

本発明は、絶縁した逆阻止型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを形成する逆阻止用のダイオードに並列にスイッチ
手段を設け、そのスイッチ手段によって逆方向に電流を
流すようにし、逆導通型を実現している。

〔産業上の利用分野〕

本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに係り、更に詳しくは共
振回路を共振させ、スイッチ回路の電流が零の点でスイ
ッチ回路をオン・オフする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に関する。

〔従来の技術〕

共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、非絶縁型と絶
縁型、また逆導通型と逆阻止型がある。

逆導通型とは共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する共
振回路が共振した場合に、逆方向に流れる電流を流すよ
うにしたものである。また、それに対し逆阻止型は一方
にのみ電流を流し、共振回路の逆方向への電流を流さな
いようにしたものである。

第５図は非絶縁型で逆導通型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの従来回路図である。

電源Ｅ、のプラス端子にはスイッチ素子ＳＸＩを介して
コイルＬｍとコンデンサＣｒｒの直列共振回路が接続し
ている。スイッチ素子ＳＸ＋をオンとした場合、コイル
しＲとコンデンサＣＭの直列共振回路に電源Ｅ＋が接続
され共振を開始する。そして、スイッチ素子ＳＸＩをオ
ンとしてから電流が徐々に増加し続いて電流が徐々に低
下しゼロとなった時に、スイッチ素子ＳＸＩをオフとす
る。尚、スイッチ素子ＳＸＩがオンの間、コンデンサＣ
Ｍに電流が流れると共に、コイルＬｏを介して負荷ＲＬ
や負荷側コンデンサＣｏに電流が流れる。

二のスイッチ素子ＳＸＩのオフによってコンデンサＣＲ
には電源電圧に近い電圧が発生する。そして、このコン
デンサＣ＋＋にチャージされた電荷がコイルＬ０を介し
て負荷側のコンデンサＣｏに流れる。すなわち、−度ス
イッチ素子ＳＸ＋をオン、オフとした時にコンデンサＣ
Ｉにたまった電荷が負荷側のコンデンサＣｏに出力され
、結果的にはコンデンサＣｏに並列接続されている負荷
ＲＬに電流が流れる。

この繰り返しによって負荷側に目的とする電圧が出力さ
れる。なお、出力端には制御回路Ｃ０Ｎ１が接続してお
り、特定の電圧になるようにスイッチ素子ＳＸＩをオン
・オフ制御している。即ち、特定の電圧以下となると、
スイッチ素子ＳＸＩをオンとして共振回路を介してコン
デンサＣｏに電流を流し、電荷を給電している。この電
荷の給電即ち電流によってコンデンサＣｏの電圧は上昇
し、特定の電圧となる。

このようなフォワード型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
において負荷が軽くなった場合、コンデンサＣＲからコ
ンデンサＣｏにコイルＬｏを介して電流が流れなくなり
、逆にスイッチ素子ＳＸ＋に並列に接続されたダイオー
ドＤＩを介して電源に電流が流れるいわゆる電池をリチ
ャージする形となっている。非絶縁型の共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいては、前述したようにスイッチ素子
ＳＸＩに並列にダイオードＤ１を接続することによって
逆導通型を形成することができる。

非絶縁型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、例
えばグランド（マイナス電位）が共通であり、これを使
用した場合この電位をもとに、すなわちグランド間との
電圧で各装置を動作させなくてはならない。しかしなが
ら、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、上述のよ
うにマイナス側を共通にした電源の他に、例えば電源Ｅ
１の他にプラスマイナスの一対の電源が、供給電源Ｅ＋
と絶縁されているものが望まれることがある。いわゆる
絶縁型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが望まれる。

第６図は前述した非絶縁型で逆導通型の共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを絶縁型に応用した回路である。

スイッチ素子ＳＸ２をオンとした場合、トランスＴ、の
１次側に電源ＥＩからの電流が流れる。そして、２次側
には負荷電流とコイルし、ｌとコンデンサＣＲによる共
振電流が流れる。スイッチ素子Ｓｘ□は負荷電流とコイ
ルし、並びにコンデンサＣＲの共振電流との和がゼロと
なった時にスイッチ素子ＳＸ２をオフとする。トランス
Ｔ１はほぼ理想的なトランスであるので、２次側の電流
がゼロとなった時、１次側の電流もゼロとなる。そして
コイルＬＲとコンデンサＣＲの共振によってコンデンサ
ＣＲにチャージされた電荷はコイルＬａを介して前述し
たフォワード型の動作をし、コンデンサＣ０に特定の電
圧となるようチャージされる。すなわち負荷抵抗ＲＬに
電流が流れる。制御回路ＣＯＮ２は負荷抵抗ＲＬに印加
する電圧を安定にする回路であり、この負荷抵抗ＲＬに
印加される電圧を一定とするようにスイッチ素子ＳＸ２
をオン・オフし制御する。

前述した第６図に示した絶縁型の共振型ＤＣＤＣコンバ
ータにおいては、トランスＴ、の励磁コイルに流れる電
流をリセットする場合、共振用コンデンサＣ１１との間
で不要な共振を起こしてしまい、トランスをリセットす
る時間が非常に長くなってしまう。この励磁コイル（イ
ンダクタンス）に流れる電流をリセットしない限り次に
オンとした時の共振回路を構成するインダクタンスＬｎ
とコンデンサＣｍへの共振の電流を多（流せなくなって
しまう。すなわちこのために、出力電圧が入力電圧に比
べ非常に小さいものしか取り出せなくなってしまうとい
う問題を有していた。

この共振を防止するため、第７図に示す従来回路の如く
、トランスＴ２の２次巻線と共振回路を構成するインダ
クタンスコイルＬＲの間にダイオードＤ５を挿入しトラ
ンスの励磁インダクタンスに流れる電流をリセットする
ようしている。

このダイオードＤ５を挿入したことにより、前述したよ
うなトランスＴ２の２次巻線と共振回路を構成するコン
デンサＣＲとの間での不要な共振がなくなり、トランス
の励磁インダクタンスに流れる電流をリセットすること
ができる。

（発明が解決しようとする課題〕 前述した第７図に示す回路は、ダイオードＤ５をトラン
スの２次巻線とコイルＬＲＯ間に挿入しているため、絶
縁型ではあるが逆阻止型となってしまっていた。逆阻止
型である場合、出力電流が小さいと出力電圧を制御する
ことができず、電圧が上昇してしまうという問題を有し
ていた。

すなわち、逆導通型であるならば、ターンオン時に（非
絶縁型の場合）コイルＬｉとコンデンサＣＲの共振回路
に電流を流し、共振回路の共振によって発生する逆方向
の電流を電源に戻しく第５図であるならば、ダイオード
Ｄ１によって電流を戻す）でいる。すなわち、共振駆動
時に電源Ｅｌから電流がスイッチ素子ＳＸＩを介して流
れ、負荷が軽いために負方向への共振が発生している場
合にダイオードはＤｌを介して電源Ｅｔに電流が流れ込
むようにしている。非絶縁型の場合には、このダイオー
ドによって電流を流す即ち戻すことができるが、非絶縁
型の場合には、共振回路を構成するコイルＬＲとコンデ
ンサＣＲに対し、一方向しか流れないようになってしま
っているため、負荷が軽くなると制御がきかなくなって
しまうという問題が発生している。例えば第８図に示す
出力電流と出力電圧の特性図からも明確なように、非絶
縁型において、逆導通型は出力電流に依存せずに出力電
圧を一定とすることができるが、逆阻止型においては、
出力電流に依存して電圧が変化してしまっていた。すな
わち出力電流が小さい場合に出力電圧が高くなってしま
うという問題を有していた。このため、例えば負荷側に
電圧が高くなると負荷を重くする等の回路を（ツェナー
ダイオード等で構成できる）設けなくてはならない。し
かしながら、このような回路においても逆導通型と比べ
電圧を常に一定にするというものではなく、単に負荷を
重くする（電流を多く流すようにする）ので制御回路の
制御がきかない場合が生ずる。また、不要な電力を消費
することととなり、効率が低下するという問題を有して
いた。

本発明は絶縁型における逆導通型の共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は本発明の原理ブロック図である。

第１のスイッチ手段６は直流電源ｌの両端に接続され、
トランス２への１次側への前記直流電源１の接続をゼロ
電流時にオン・オフ制御する。

第２のスイッチ手段７はトランスの２次側に流れる電流
をオン・オフする回路であり、共振回路へ電流が流れ、
さらに共振回路から電流が流れる期間スイッチをオンと
し、トランス２の励磁電流をリセットする時にオフとな
る。

共振回路４は例えばコイルとコンデンサよりなり、トラ
ンスで発生した電圧が第２のスイッチ手段７を介して加
わった時に共振する。

出力側回路５は前記共振回路４で共振した時の電圧を直
流電圧にする回路であり、例えばインダクタンスの大き
なコイルとコンデンサよりなる。

〔作　　用〕

第１のスイッチ手段６は共振回路４を共振させるため電
源１とトランス２の１次側とを特定期間接続する。この
接続によって第２のスイッチ手段７を介して共振回路４
に電流が流れる。例えば負荷が軽いような場合共振回路
４はトランス２から加わる電圧を共振によってトランス
２に流れ込ませる電流（戻る電流）となる。この時第２
のスイッチ手段７はオンとなっている。特定期間箱１の
スイッチ手段６がオンとなり、電源１から電流が停止（
共振回路４によって電源からの電流が流れなくなる）時
にスイッチをオフする。そして、第１のスイッチ手段６
はトランス２の励磁電流をリセットする。例えば第２の
スイッチ手段７はダイオードとＦＥＴよりなり、トラン
ス２の２次巻線の一部にゲートが接続され、ダイオード
が例えばトランスから共振回路側へ電流を流す向きにス
イッチ手段に並列に接続された場合、共振回路への電流
の供給時にダイオードに対し電流が流れ、共振回路から
負荷が軽いためにトランス側へ電流が流れるような場合
、第２のスイッチ手段のＦ、　Ｅ　Ｔを介して電流を流
す。これによって非絶縁型でかつ逆導通型の共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータを得ることができる。

〔実　　施　　例〕

以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第２図（ａ）は実施例の原理説明図、第３図（ａ）は波
形図である。スイッチＳＷＩがオンとなると電源Ｅｉか
らトランスＴ３の１次巻線に電流（１１）が流れ込み、
トランスの１次巻線の電源とスイッチに接続された端子
間がほぼ電源Ｅ、の電圧ＶＴとなる。この電流によって
トランスＴ３の２次側には電圧が発生するが、この時ス
イッチＳＷ２がオンであるのでコイルＬＲ並びにコンデ
ンサＣＲよりなる共振回路を駆動する。尚、コイルしＲ
、コンデンサＣＲよりなる共振回路駆動時には、コイル
ＬＲを介してコイルＬｏにも電流が流れる。

負荷が重い場合には、共振回路駆動時にも、多くの電流
がコイルＬ０に流れる。この駆動によってコンデンサＣ
Ｉ＋に電流が流れ込む場合、ダイオードＤＦがオフとな
る。すなわち共振が開始し、コイルＬｏに流れる電流が
、共振回路を構成するコイルしＲからの電流となった時
、ダイオードＤｖに流れる電流ｆｏｒがゼロとなる（ス
イッチＳＷＩがオンとなり、ダイオードｆｏｒに流れる
電流がオフとなる間をモードＭ１とする）。

コイルＬ０のインダクタンス値は共振回路を構成するコ
イルＬＲのインダクタンス値に比べてはるかに大きいの
で、例えば負荷に必要とする以上の電流が流れようとし
た場合、この電流はコンデンサＣＲに流れ込む。すなわ
ち、モードＭ２はダイオードＤＦがオフとなり、コンデ
ンサＣＲに電流が流れる期間を表わしている。

スイッチＳＷ２がオンの時に、共振回路に流れる電流は
増加しピーク値を超えると、徐々に電流は低下する。負
荷に流す電流が最大電流でなかった時には共振回路１２
は逆極性方向の電流が流れる。すなわちコンデンサＣＲ
にはいままで電流が流れこんでいたが、共振によって今
度は逆にコンデンサから流れ出るようになる。コイルＬ
ｏのインダクタンス値は大であるので負荷に流れる電流
以上がコンデンサＣＲから放電される時にはコイルＬＲ
に電流が流れる。即ち、コンデンサＣＲから流れる電流
が、負荷側のコイルＬ０に流れ込む電流より多い時には
、スイッチＳＷ２を介してトランスに電流が流れる（１
１が負）。モードＭ２の終了前でスイッチＳＷｌをオフ
とした時（第３図（ａ）における期間Ｔ内においては）
には、トランスの１次側（巻線Ｘ）に電圧ＶＴが発生す
るので、ダイオードＤＩＯがオンとなって、電源Ｅｉに
対し充電電流が流れる（ｉｉは負〕。即ちスイッチＳＷ
Ｉは期間Ｔ内においてオフであればよい。

そして電流ｉ１がＯとなった時にスイッチＳＷ２をオフ
する（コイルの共振による電源Ｅｔへの充電が終了）。

スイッチＳＷ２をオフにすることによりコンデンサＣＲ
に蓄えられた電荷がｔ、ｏに流れる。コンデンサＣＩか
ら電流が出力されるが、インダクタンスＬｏが大である
ためコンデンサの端子間電圧が徐々に低下し最終的にゼ
ロとなる。このゼロの時にＣＲからは電流は流れなくな
って、ダイオードＤＦがオンとなり、電磁エネルギによ
ってダイオードＤ「を介して負荷に電流が流れる。この
スイッチＳＷ２がオフになった時がモードＭ２の終了で
ある。そしてコンデンサＣＲから放電電流がコイルＬｏ
に流れ、コンデンサの放電が零となる間がモードＭ３で
あり、コイルＬＯの電磁エネルギによって、負荷に流れ
る状態がモードＭ４である。モードＭ３並びにモードＭ
４の時スイッチＳＷ２はオフとなる。トランスＴ３には
いままで（モードＭｌ、Ｍ２の間）励磁電流が流れてお
り、スイッチＳＷ２をオフとした時に電源Ｅｔに電流が
流れる。すなわち励磁電流が零となることにより、１次
側に逆の電圧を発生する。この時、ダイオードＤｌｌが
オンとなって、電流ｉ１が逆方向の電流となり、電源Ｅ
ｉのプラス電極に電流が流れ込み、また、電源Ｅ＋の負
電極からはダイオードＤｌｌを介してトランスＴ３の中
間点に電流が流れる。すなわち電流Ｅｉがチャージ状態
となる。

このチャージ状態がトランスＴ３のリセット状態であり
、いままで励磁されていた励磁電流によってリセットが
終了する時間は異なる（第３図（ａ）においては時刻Ｔ
ｏで終了している）。即ち、この励磁電流のリセットは
前述した負荷に流れる電流に依存してその時間が変化す
る。

モードＭ４においてはスイッチＳＷＩ、ＳＷ２はオフで
あり、さらにダイオードＤＦがオンとなってコイルＬｏ
に流れる電流が、負荷とコンデンサＧｏに流れている時
間である。負荷が重い場合、このモードＭ４の期間を短
くし、軽い場合はモードＭ４の時間を長くする。尚、リ
セット状態は即ち時刻Ｔｏは負荷が重い場合遅くなり、
負荷が軽いと早くなるが、モードＭ４から再度モードＭ
１への移動はリセット後でなくてはならない。即ち第２
図（ａ）においては、スイッチｓｗｉ、ｓｗ２は図示し
ない制御回路によって出力電圧が特定値となる様オン・
オフされる。

第２図（ｂ）は第１の実施例の回路図、第３図（ｂ）は
第１の実施例の波形図である。なお、第２図（ａ、）と
並びに第３図（ａ）と同一素子は同一符号を付して説明
を省く。また、第２図（ｂ）のスイッチ素子ＳＸ２は第
６図におけるスイッチ素子ＳＸ２と同様であり、さらに
ダイオードＤｌＯ＋　Ｄ目は第６図におけるダイオード
Ｄａ、Ｄｚと同様の動作をする。

スイッチ素子ＳＸＳは例えばＦＥＴ等の素子であり、そ
のゲートには図示しないが、従来回路における制御回路
ＣＯＮ２と同様の回路から負荷電圧に対応してＦＥＴを
オンとし、また例えばトランスに流れる電流がゼロとな
った時にオフとするゲート制御信号が加わる。

前述した第２図（ａ）におけるスイッチＳＷ２はモード
Ｍ１並びにモードＭ２の時にオンとなるスイッチである
。このスイッチと同様とするためトランスＴ４とコイル
ＬＲ間をダイオードＤＩ２とスイッチ素子ＳＸ５で接続
している。ダイオードＤ１２はトランスＴ４から電流が
流れ、共振回路を構成するコイルＬＲに電流が流れる時
にオンとなる素子であり、スイッチ素子（ＦＥＴ）Ｓｘ
！は共振によって逆方向にトランスに電流を流すための
スイッチ素子である。この２つによってモードＭ１並び
にモードＭ２間のオン状態がなされる。ダイオードＤ１
２に比ベスイッチ素子ＳＸＳは電圧Ｖアが正である間、
すなわちトランスの２次側のソースゲート間電圧がプラ
スの時にオン（モードＭｌ。

モードＭ２）となる。しかしながら、ダイオードＤ１２
に比ベスイッチ素子ＳＸ５はオン抵抗が高いためトラン
スからＴ４の２次巻線からコイルＬＲ側へ電流が流れる
場合にはダイオードＤ１２側に流れる。また、逆方向の
時にはダイオードＤ１２には電流が流れないのでこの時
にスイッチ素子ＳＸ５を介して流れる。

第３図（ｂ）の電圧ｖ丁の波形の点線部は第６図の従来
回路における励磁電流のリセット時に発生する電圧波形
であり、コイルＬＲ並びにコンデンサＣＲの影響によっ
てゆつくりと変化しており、電圧ｖ丁が零となる時間は
遅い（図示せず）。しかしながら第２図（ａ）並びに第
２図（ｂ）のように共振時の負荷側に流れる以上の電流
が発生した場合にコンデンサの電流はコイルＬＲを介し
てトランス側に流れ込み、このトランス側に流れ込む電
流がゼロになった時にスイッチＳＷ２やスイッチ素子Ｓ
Ｘ。

をオフとしている。そしてそれ以後励磁電流をすセット
するのであるがそれ以後２次側への端子は無負荷状態と
なり、この励磁電流のリセット電流はダイオードＤｌｌ
を介して電源Ｅ、に流れる込む。

以上の動作から明確なように絶縁型でありなから逆導通
型を実現している。

第４図は本発明の第２の実施例の回路図である。

第１の実施例においては１石方式であったが第２の実施
例においては２石方式を用いている。電源ＥＬに対しダ
イオードＤ１６．Ｄ１５のカソード並びにスイッチ素子
ＳＸ４のドレイン側が接続し、ダイオードＤ１５のアノ
ードとスイッチ素子ＳＸ４のソースはトランスＴ５の一
次巻線の巻始め端子に接続している。また、電源Ｅｉの
負電極にはダイオードＤ１４，０１３のアノード並びに
スイッチ素子ＳＸ３のソースが接続している。そして、
スイッチ素子ＳＸ３のドレインとダイオードＤ３のカソ
ードはトランスＴ５の一次巻線の巻終わり端子に接続し
ている。更にダイオードＤ１６のアノードはトランスの
一次巻線の終わり端子に接続している。ダイオードＤＩ
ＯのカソードはトランスＴ５の一次巻線の巻始め端子に
接続している。

このような構成において、スイッチ素子ＳＸ４＋ＳＸ３
をオンとすることにより、より高い入力電圧に対応する
ことができる。この回路においてもトランスＴ５の２次
側にスイッチ素子Ｓｘ５、ダイオードＤＩ２を設けてい
るのでトランスを用いたすなわち絶縁型の導通型の共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ている 以上本発明の実施例を用いて詳細に説明したが第１並び
に第２の実施例で示すようにダイオードＤＩ２とスイッ
チ素子ＳＸＳでスイッチＳＷ２を構成するものに限らず
両方向への電流をオン・オフすることができるスイッチ
素子であるならば他のものでも同様に可能である。例え
ばＭＯＳＦＥＴを用いれば両方向へのオン・オフ制御が
可能であり、ダイオードＤ１２を省略することもできる
。

また、スイッチ素子ＳＸ５はトランスの２次側の電圧で
オン・オフしているが、これに限らずトランスに流れる
電流でオン・オフしてもよい。要は、スイッチＳＷ２の
如く、逆方向への電流を流すようにオン・オフするもの
であれば良い。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明によれば、トランスを用いたい
わゆる絶縁型で逆導通型の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を得ることができ、従来のように軽負荷における電圧の
上昇さらにはリセット時間が長い時間にわたって起こる
ために発生する小電力化等を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図（ａ）は実施例の原理説明図、 第２図ら）は第１の実施例の回路図、 第３図（ａ）は波形図、 第３図（ｂ）は第１の実施例の波形図、第４図は第２の
実施例の回路図、 第５図、第６図、第７図は従来の回路図、第８図は出力
電流と出力電圧の特性図である。 ｌ・・・電源、 ２・・・トランス、 ・共振回路、 ・出力側回路、 ・第１のスイッチ手段、 ・第２のスイッチ手段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）直流電源（１）の両端に接続され、トランス（２）
   の１次側への前記直流電源（１）の接続を零電流時にオ
   ン・オフ制御する第１のスイッチ手段（６）と、 前記トランス（２）の２次側に接続される共振回路（４
   ）と、 前記共振回路（４）で得られた電圧を一定電圧に変換し
   て出力する出力側回路（５）とを有し、第２のスイッチ
   手段（７）を前記トランス（２）の２次側と共振回路（
   ４）間に設け、 前記共振回路（４）からの逆電流を前記トランス（２）
   の２次側に流して逆導通型とすることを特徴とする共振
   型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 ２）前記第２のスイッチ手段は前記トランス（２）の１
   次側あるいは２次側の少なくとも一方の電圧によってオ
   ン・オフすることを特徴とする請求項１記載の共振型Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータ。