JP2007129841A - 電源回路および半導体集積装置 - Google Patents
電源回路および半導体集積装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007129841A JP2007129841A JP2005320537A JP2005320537A JP2007129841A JP 2007129841 A JP2007129841 A JP 2007129841A JP 2005320537 A JP2005320537 A JP 2005320537A JP 2005320537 A JP2005320537 A JP 2005320537A JP 2007129841 A JP2007129841 A JP 2007129841A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- power supply
- circuit
- transistor
- repetitive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title abstract description 16
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims abstract description 39
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 claims description 54
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 7
- 101100162210 Aspergillus parasiticus (strain ATCC 56775 / NRRL 5862 / SRRC 143 / SU-1) aflM gene Proteins 0.000 description 4
- 101100102500 Caenorhabditis elegans ver-1 gene Proteins 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/15—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors
- H03K5/151—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with two complementary outputs
- H03K5/1515—Arrangements in which pulses are delivered at different times at several outputs, i.e. pulse distributors with two complementary outputs non-overlapping
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】 安定したデッドタイムが得られる電源回路および半導体集積装置を提供する。
【解決手段】 入力電源電圧VINと基準電位PGND間に接続された第1および第2トランジスタ11、12を有する出力回路13と、繰り返し信号Voscを出力する信号発生回路と14、所定のオフセット信号Vsを出力するオフセット信号発生回路16と、繰り返し信号Voscと所定の基準信号Verとを比較し、繰り返し信号Voscが基準信号Verより高くなる期間に第1トランジスタ11をオフさせる第1制御信号を出力する第1コンパレータ17と、繰り返し信号Voscをオフセット信号Vsによりレベルシフトした信号と基準信号Verとを比較し、レベルシフトした信号が基準信号Verより高くなる期間に第2トランジスタをオンさせる第2制御信号を出力する第2コンパレータ18とを具備する。
【選択図】 図1
【解決手段】 入力電源電圧VINと基準電位PGND間に接続された第1および第2トランジスタ11、12を有する出力回路13と、繰り返し信号Voscを出力する信号発生回路と14、所定のオフセット信号Vsを出力するオフセット信号発生回路16と、繰り返し信号Voscと所定の基準信号Verとを比較し、繰り返し信号Voscが基準信号Verより高くなる期間に第1トランジスタ11をオフさせる第1制御信号を出力する第1コンパレータ17と、繰り返し信号Voscをオフセット信号Vsによりレベルシフトした信号と基準信号Verとを比較し、レベルシフトした信号が基準信号Verより高くなる期間に第2トランジスタをオンさせる第2制御信号を出力する第2コンパレータ18とを具備する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、電源回路および半導体集積装置に関する。
近年、携帯電話などのモバイル機器の普及に伴い、負荷となる回路を電池で駆動するために、低電圧で消費電流か小さく、且つ負荷変動に対して高速に応答する電源回路が要求されている。
この要求に適した電源回路として、電源電圧と基準電位間に直列に接続された上位トランジスタと下位トランジスタを交互にオン・オフし、負荷および入力電圧の変動に合わせてトランジスタのオン期間を変化させることによりPWM(Pulse Width Modulation)制御された直流電圧を出力する同期整流型のDC−DCコンバータがある。
このオン・オフの切り替えタイミングにおいて、上位トランジスタと下位トランジスタが同時にオンする期間があると貫通電流が流れて変換効率が低下するので、上位トランジスタと下位トランジスタの切り替えタイミングを遅延させて、同時にオフする期間(デッドタイム)が設けられている。
従来のコンデンサCと抵抗RのCR時定数を利用し遅延回路により、上位トランジスタと下位トランジスタの切替えタイミングを遅延させる方法では、コンデンサCの充放電時間に時間を要するため、高速なスイッチングが困難になるという問題がある。
また、遅延回路に用いるインバータやバッファの閾値のばらつきにより、デッドタイムがばらつくという問題がある。
また、遅延回路に用いるインバータやバッファの閾値のばらつきにより、デッドタイムがばらつくという問題がある。
これに対して、三角波信号をレベルの異なる2の基準電圧と比較して、切替えタイミングを遅延させる方法が知られている(例えば、特許文献1参照)。
特許文献1に開示された負荷駆動回路は、ほぼ三角波信号と第1のバイアス電圧とを比較し、三角波信号のレベルが第1のバイアス電圧より低くなる期間に所定の出力回路駆動信号を出力する第1の差動増幅器と、第1のバイアス信号より高レベルの第2のバイアス信号と三角波信号とを比較し、三角波信号のレベルが第2のバイアス電圧より高くなる期間に所定の出力回路駆動信号を出力する第2の差動増幅器とを有し、電源電圧と基準電位間に並列接続された負荷を駆動している。
然しながら、特許文献1に開示された負荷駆動回路は、電源電圧を抵抗で分割して第1および第2のバイアス電圧を得ているので、電源電圧の変動に応じて第1および第2のバイアス電圧も変動し、デッドタイムがばらつくという問題がある。
また、電源電圧と基準電位間に直列接続された第1および第2トランジスタを有する出力回路を駆動する場合については、何ら開示さていない。
特開平3−155394号公報
本発明は、安定したデッドタイムが得られる電源回路および半導体集積装置を提供する。
本発明の一態様の電源回路は、電源電圧と基準電位間に接続された第1および第2トランジスタと、繰り返し信号を出力する信号発生回路と、所定のオフセット信号を出力するオフセット信号発生回路と、前記繰り返し信号と所定の基準信号とを比較し、前記繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に前記第1トランジスタをオフさせる第1制御信号を出力する第1コンパレータと、前記オフセット信号により、前記繰り返し信号をレベルシフトした信号と前記基準信号とを比較し、前記レベルシフトした繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に前記第2トランジスタをオンさせる第2制御信号を出力する第2コンパレータと、を具備することを特徴としている。
本発明の他態様の電源回路は、電源電圧と基準電位間に接続された第1および第2トランジスタと、繰り返し信号を出力する信号発生回路と、所定のオフセット信号を出力するオフセット信号発生回路と、前記繰り返し信号と所定の基準信号とを比較し、前記繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に前記第1トランジスタをオフさせる第1制御信号を出力する第1コンパレータと、前記オフセット信号により、前記基準信号をレベルシフトした信号と前記繰り返し信号とを比較し、前記繰り返し信号が前記レベルシフトした基準信号より高くなる期間に前記第2トランジスタをオンさせる第2制御信号を出力する第2コンパレータと、を具備することを特徴としている。
本発明によれば、安定したデッドタイムが得られる電源回路および半導体集積装置が得られる。
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施例1に係る電源回路について図1乃至図3を用いて説明する。図1は実施例1に係る電源回路を示す回路図、図2は信号発生回路を示す回路図、図3は電源回路の動作を示すタイミングチャートである。
図1に示すように、本実施例の電源回路10は、入力電源Vinと基準電位PGNDとの間に直列接続された第1トランジスタ11と第2トランジスタ12とを有する出力回路13と、所定の繰り返し信号Voscを出力する信号発生回路14と、所定の基準信号Verを出力する基準信号発生回路15と、所定のオフセット信号Vsを出力するオフセット信号発生回路16と、繰り返し信号Voscと基準信号Verとを比較し、比較結果に応じて出力回路13を駆動する制御信号を出力する第1および第2コンパレータ17、18を有する制御回路19と、を具備している。
出力回路13は、第1トランジスタ11が、例えばp型絶縁ゲート電界効果トランジスタ(以下、p−MOSトランジスタと言う)であり、第2トランジスタ12が、例えばn型絶縁ゲート電界効果トランジスタ(以下、n−MOSトランジスタと言う)であり、所謂トーテンポール型に接続されている。
即ち、第1トランジスタ11のソースS1が入力電源端子VINに接続され、第1トランジスタ11のドレインD1が第2トランジスタ12のドレインD2に接続され、第1トランジスタ11のドレインD1と第2トランジスタ12のドレインD2の接続点aが出力端子LXに接続され、第2トランジスタ12のソースS2が基準電位端子PGNDに接続されている。
第1および第2トランジスタ11、12のゲートG1、G2がバッフア20、21を介して、制御回路19の第1および第2コンパレータ17、18の出力端にそれぞれ接続されている。
出力端子LXには、出力回路13のPWM制御された直流電圧を平滑化するインダクタLとコンデンサCとの平滑回路が接続され、例えば入力電源Vinの電圧が3〜5Vに対して1.2〜3.3V程度の平滑化された出力電圧Voutが負荷22に供給される。
負荷22には抵抗R1、R2の直列回路が並列接続され、抵抗R1、R2の接続点bが帰還端子FBに接続されている。
電源回路10の出力電圧Voutは抵抗R1、R2によって分圧され、帰還端子FBを通って基準信号発生回路15に入力される。
電源回路10の出力電圧Voutは抵抗R1、R2によって分圧され、帰還端子FBを通って基準信号発生回路15に入力される。
基準信号発生回路15は、出力電圧Voutの所定の値からのずれ量を検出し、出力電圧Voutが所定の値に一致するように帰還制御するために設けられている。
具体的には、基準信号発生回路15は、正入力端が基準電源Vrefに接続され、負入力端が帰還端子FBに接続された演算増幅器23を有し、基準電源Vrefの電圧と抵抗R1、R2によって分圧された電圧とが等しくなるように帰還制御するための基準信号Verを出力する。
演算増幅器23の出力端に接続された位相補償回路24は、例えば抵抗とコンデンサのCR進相回路を有し、電源回路10の発振を防止するために設けられている。
オフセット信号発生回路16は、定電流源25と抵抗R0との直列回路を有し、抵抗R0の一端がバッフア26を介して信号発生回路14に接続され、定電流源25の一端が接地されている。定電流源25の電流をI0とすると、オフセット電圧としてVs=I0×R0が得られる。
第1コンパレータ17の正入力端はバッファ26を介して信号発生回路14に接続され、負入力端は基準信号発生回路15に接続されている。
第2コンパレータ18の正入力端は抵抗R0と定電流源25との接続点cに接続され、負入力端は基準信号発生回路15に接続されている。
第2コンパレータ18の正入力端は抵抗R0と定電流源25との接続点cに接続され、負入力端は基準信号発生回路15に接続されている。
これにより、第1コンパレータ17の正入力端には繰り返し信号Voscに等しい信号P0が入力され、第2コンパレータ18の正力端には繰り返し信号Voscからオフセット信号Vsが減算された信号P1=Vosc−Vsが入力される。
第1コンパレータ17は、繰り返し信号Voscと基準信号Verとを比較し、繰り返し信号Voscが基準信号Verより高くなる期間に第1トランジスタ11をオフさせる第1制御信号P2を出力する。
第2コンパレータ18は、繰り返し信号Vosc−Vsと基準信号Verとを比較し、繰り返し信号Vosc−Vsが基準信号Verより高くなる期間に第2トランジスタ12をオンさせる第2制御信号P3を出力する。
図2(a)に示すように、信号発生回路14は、コンパレータ30、31と、定電流源32、33と、NOR回路34、35を有するフリップフロップ36と、基準電源Vref1、Vref2と、コンデンサC1、スイッチ37とを具備している。
定電流源33の電流I33は定電流源32の電流I32の2倍に設定され、基準電源Vref1の電圧は基準電源Vref2の電圧より大きく設定され、フリップフロップ36の出力VffがLのときにスイッチ37はオフとなるように設定されている。
始に、時刻t0で電源Vccが供給されると、コンパレータ30の出力がL、コンパレータ31の出力がH、フリップフロップ36の出力VffがLとなり、スイッチ37がオフとなる。
次に、定電流源32によりコンデンサC1の充電が始まり、コンデンサC1の電位は0Vから、Vosc=I32×t/C1に従って上昇する。ここで、tは時間、C1はコンデンサC1の容量である。
繰り返し信号VoscがVref2を超えると、コンパレータ31の出力は反転してLとなるが、フリップフロップ36の出力VffがLを保持しているため、スイッチ37はオフの状態を維持し、コンデンサC1の充電が継続される。
繰り返し信号VoscがVref1に達すると、コンパレータ30の出力は反転してHとなり、フリップフロップ36の出力VffはHに反転してスイッチ37はオンとなる。電流I33と電流I32の差が電流I32と同電流量であり、コンデンサC1から放電が始まると、コンデンサC1の電位はVosc=−I32×t/C1に従って下降する。
繰り返し信号VoscはすぐにVref1より低下し、コンパレータ30の出力はLとなるがフリップフロップ36の出力VffはHを保持しているため、スイッチ37はオン状態を維持し、コンデンサC1の放電が継続される。この切り替わりポイントを時刻t1とする。
繰り返し信号VoscがVref2に達し、コンパレータ31の出力が反転してHになると、フリップフロップ36の出力VffはLとなりスイッチ37がオフとなる。これにより、再びコンデンサC1への充電が始まる。この切り替わりポイントを時刻t2とする。
図2(b)に示すように、上述した動作が繰り返されて、三角波の繰り返し信号Voscが出力され、繰り返し周期TはT=2×(t2−t1)で表わされる。
図3に示すように、時刻t1で三角波の繰り返し信号P0が基準信号Verより高くなると、第1制御信号P2がLからHとなり、第1トランジスタ11がオフされ、時刻t4で繰り返し信号P0が基準信号Verより低くなると、第1トランジスタ11がオンされる。τ1=t4−t1が、繰り返し信号P0が基準信号Verより高くなる期間である。
同様に、時刻t2で繰り返し信号P1が基準信号Verより高くなると、第2制御信号P3がLからHとなり、第2トランジスタ12がオンされ、時刻t3で繰り返し信号P1が基準信号Verより低くなると、第2トランジスタ12がオンされる。τ2=t3−t2が、繰り返し信号P1が基準信号Verより高くなる期間である。
第2トランジスタ12のオンタイミングt2は第1トランジスタ11のオフタイミングt1から遅れ位相となるため、時刻t1とt2の間に第1トランジスタ11の立下り時間aを除いて第1および第2トランジスタが共にオフされているデットタイムtd1が得られる。
同様に、第2トランジスタ12のオフタイミングt3は第1トランジスタ11のオンタイミングt4より進み位相となるため、時刻t3とt4の間に第2トランジスタ12の立下り時間bを除いて第1および第2トランジスタが共にオフされているデットタイムtd2が得られる。
出力信号LXは、第1トランジスタ11がオンされ、第2トランジスタ12がオフされている期間は、入力電源Vinの電圧から第1トランジスタ11のオン電圧を引いた電圧(Vin−Vds1)を示し、第1トランジスタ11かオフされ、第2トランジスタ12がオフされている期間は第2トランジスタ12のオン電圧(Vds2)を示す。
第1および第2トランジスタ11、12が共にオフされているデッドタイムでは、インダクタLに蓄えられたエネルギーが第2トランジスタ12の寄生ダイオードを介して回生電流として流れるため、寄生ダイオードの順方向電圧(−Vf)を示す。
これにより、出力回路13の出力信号LXの遅延時間は、制御回路19のゲート遅延時間と第1および第2トランジスタ11、12の遅延時間で定まるので、第1および第2トランジスタ11、12のオンタイミングをCR時定数回路により遅延させる場合に比べて、出力信号LXの応答時間を小さくすることができる。
従って、デッドタイムtd1、td2のばらつきが防止され、且つ繰り返し信号Voscとして対称な三角波を用いているので等しい値のデッドタイムtd1、td2を得ることが可能である。
次に、本実施例の半導体集積装置について図4を用いて説明する。
図4に示すように、本実施例の半導体集積装置40は、第1トランジスタ11と第2トランジスタ12が直列接続された出力回路13と、所定の繰り返し信号Voscを出力する信号発生回路14と、所定の基準信号Verを出力する基準信号発生回路15と、所定のオフセット信号Vsを出力するオフセット信号発生回路16と、繰り返し信号Voscと基準信号Verとを比較し、比較結果に応じて出力回路13を駆動する制御信号を出力する第1および第2コンパレータ17、18を有する制御回路19が同一チップ41上にモノリシックに集積して形成されている。
図4に示すように、本実施例の半導体集積装置40は、第1トランジスタ11と第2トランジスタ12が直列接続された出力回路13と、所定の繰り返し信号Voscを出力する信号発生回路14と、所定の基準信号Verを出力する基準信号発生回路15と、所定のオフセット信号Vsを出力するオフセット信号発生回路16と、繰り返し信号Voscと基準信号Verとを比較し、比較結果に応じて出力回路13を駆動する制御信号を出力する第1および第2コンパレータ17、18を有する制御回路19が同一チップ41上にモノリシックに集積して形成されている。
出力回路13の第1トランジスタ11と第2トランジスタ12は、例えばp―MOSトランジスタとn−MOSトランジスタのCMOS回路で構成され、スイッチングノイズが周辺回路に影響を及ぼさないように、ガードリングでシールドされた領域に形成するのが好ましい。
また、半導体チップ41上に出力回路13のPWM制御された出力電圧を外部に出力するために必要なボンディングパッド42a〜42eが形成されている。
以上説明したように、本実施例では、定電流源25と抵抗R0により安定したオフセット電圧Vsを発生させ、繰り返し信号Voscをオフセット信号Vsでレベルシフトしているので、安定したデッドタイムtd1、td2が得られる。
更に、等しいデッドタイムtd1、td2が得られるので、デッドタイムを小さくして変換効率を向上させることができる。
その結果、高速動作が可能な電源回路および半導体集積装置が得られる。
その結果、高速動作が可能な電源回路および半導体集積装置が得られる。
ここでは、オフセット信号発生部16が、定電流源25と抵抗R0の直列回路を有する場合について説明したが、定電圧ダイオードを用いた回路で構成することもできる。
また、繰り返し信号Voscが三角波の場合について説明したが、他の繰り返し信号、例えば台形波であっても構わない。
更に、出力回路13の第1および第2トランジスタ11、12がMOSトランジスタの場合について説明したが、バイポーラトランジスタや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)で構成することもできる。
バイポーラトランジスタやIGBTを用いる場合には、MOSトランジスタと異なり寄生ダイオードを有していないので、回生電流を逃がすためのダイオードを外付けする必要がある。
バイポーラトランジスタやIGBTを用いる場合には、MOSトランジスタと異なり寄生ダイオードを有していないので、回生電流を逃がすためのダイオードを外付けする必要がある。
半導体集積装置40においては、出力回路13の第1、第2トランジスタ11、12が同一チップ41上にモノリシックに集積して形成されている場合について説明したが、出力回路13を外付けの個別MOSトランジスタとしても良い。
図13に示すように、半導体集積装置80は所定の繰り返し信号Voscを出力する信号発生回路14と、所定の基準信号Verを出力する基準信号発生回路15と、所定のオフセット信号Vsを出力するオフセット信号発生回路16と、繰り返し信号Voscと基準信号Verとを比較し、比較結果に応じて出力回路13を駆動する制御信号を出力する第1および第2コンパレータ17、18を有する制御回路19までが同一チップ81上にモノリシックに集積して形成されている。
半導体チップ81上に形成されたボンディングパッド82a〜82dを介して個別の第1、第2トランジスタ83、84を有する出力回路13が外付けされている。
出力回路13を外付けすることにより、出力回路13の発熱やスイッチングノイズの影響を受けることがなく、より消費電力の大きなDC−DCコンバータとして適する利点がある。
また、第1、第2トランジスタとして、バイポーラトランジスタやIGBTを用いることももちろん可能である。
また、第1、第2トランジスタとして、バイポーラトランジスタやIGBTを用いることももちろん可能である。
本発明の実施例2に係る電源回路について、図5および図6を用いて説明する。図5は電源回路の構成を示す回路図、図6は電源回路の動作を示すタイミングチャートである。
本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその説明は省略し、異なる部分についてのみ説明する。
本実施例が実施例1と異なる点は、基準信号Verをオフセット信号Vsでレベルシフトするようにしたことにある。
即ち、図5に示すように、電源回路50のオフセット信号発生回路51は定電流源52と抵抗R0との直列回路を有し、定電流源52の一端が入力電源Vinに接続され、抵抗R0の一端がバッフア53を介して基準信号発生回路15に接続されている。定電流源52の電流をI0とすると、オフセット電圧Vs=I0×R0が得られる。
第1コンパレータ17の正入力端は信号発生回路14に接続され、負入力端はバッフア53の出力端に接続されている。
第2コンパレータ18の正入力端は信号発生回路14に接続され、負入力端は定電流源52と抵抗R0の接続点dに接続されている。
これにより、第1コンパレータ17の負入力端には基準信号Verと等しい基準信号Ver1が与えられ、第2コンパレータ18の負入力端には、基準信号Verにオフセット信号が加算され、基準信号Ver1より大きい基準信号Ver2が与えられる。
図6に示すように、基準信号Ver2は基準信号Ver1にオフセット信号Vsが加算されてレベルシフトされているので、繰り返し信号P0が基準信号Ver2より高くなる時刻t2で第2制御信号P3がHになり、繰り返し信号P0が基準信号Ver2より低くなる時刻t3で第2制御信号P3がLになる。
これにより、第1および第2トランジスタ11、12が共にオフされているデッドタイムtd1、td2を安定して得ることが可能である。
以上説明したように、本実施例の電源回路50では、直流信号である基準信号Verをオフセット信号Vsでレベルシフトしているので、オフセット信号発生回路51の抵抗R0により繰り返し信号Voscの帯域が制限されることがなく、より高速動作、例えばスイッチング周波数が数MHzでの動作に適するという利点がある。
本発明の実施例3に係る電源回路について、図7乃至図9を用いて説明する。図7は電源回路の要部を示す回路図、図8は可変定電流源を示す回路図、図9は電源回路の動作を示すタイミングチャートである。
本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその説明は省略し、異なる部分についてのみ説明する。
本実施例が実施例1と異なる点は、オフセット信号Vsを可変して、繰り返し信号のレベルシフト量を可変できるようにしたことにある。
即ち、図7に示すように、電源回路60のオフセット信号発生回路61は抵抗R0と可変定電流源62との直列回路を有している。可変定電流源62により電流I0を可変し、オフセット信号Vsを変化させることができる。
図8に示すように、可変定電流源62は、電流制御回路63を有し、演算増幅器64と、演算増幅器64の正入力端に接続された基準電源Vref3と、演算増幅器64の出力端にゲートが接続されたp−MOSトランジスタM0と、p−MOSトランジスタM1、M2およびn−MOSトランジスタM3、M4で構成されるカレントミラー回路を具備している。
基準電源Vref3と、演算増幅器64と、MOSトランジスタM0で構成される帰還型の定電圧源において、演算増幅器64は基準電源Vref3と可変抵抗VR1の端子電圧VRが等しくなるように動作するので、この端子と接地間に接続された可変抵抗VR1により電流を制御することができる。
即ち、可変抵抗VR1に流れる電流IRは、IR=VR/VR1となるので可変抵抗VR1を可変することで電流IRが変化する。
即ち、可変抵抗VR1に流れる電流IRは、IR=VR/VR1となるので可変抵抗VR1を可変することで電流IRが変化する。
電流IRはp−MOSトランジスタM1、M2で構成されるカレントミラー回路およびn−MOSトランジスタM3、M4で構成されるカレントミラー回路により可変定電流Ioutとして出力される。
図9に示すように、オフセット信号VsをVs1からVs1aに可変することにより、繰り返し信号P1がP1aへとレベルシフトする。
その結果、第2トランジスタ12がオンする時間がτ2からτ3へと短くなり、デットタイムがtd1、td2からそれぞれtd3、td4と長くなる。
その結果、第2トランジスタ12がオンする時間がτ2からτ3へと短くなり、デットタイムがtd1、td2からそれぞれtd3、td4と長くなる。
従って、オフセット信号Vsのレベルを可変することにより、繰り返し信号のレベルシフト量が変化し、デッドタイムを可変することが可能である。
以上説明したように、本実施例の電源回路60は、オフセット信号Vsのレベルを可変できるようにしたので、デットタイムを使用者の要求に応じて自由に設定できる利点がある。
本発明の実施例4に係る電源回路について、図10乃至図12を用いて説明する。図10は電源回路の要部を示す回路図、図11は可変定電流源を示す回路図、図12は電源回路の動作を示すタイミングチャートである。
本実施例において、上記実施例2と同一の構成部分には同一符号を付してその説明は省略し、異なる部分についてのみ説明する。
本実施例が実施例2と異なる点は、オフセット信号Vsを外部から可変して、基準信号Verのレベルシフト量を可変できるようにしたことにある。
即ち、図10に示すように、電源回路70のオフセット信号発生回路71は抵抗R0と可変定電流源72との直列回路を有している。可変定電流源72により電流I0を可変し、オフセット信号Vsを変化させることができる。
図11に示すように、可変定電流源72は、電流制御回路73を有し、電源Vcc側に接続される可変定電流源である。電流IRはp−MOSトランジスタM1、M2で構成されるカレントミラーにより可変定電流Ioutとして出力される。
図12に示すように、オフセット電圧VsをVs1からVs1aに可変することにより、基準信号VerがVer1からVer2にレベルシフトする。
その結果、第2トランジスタ12がオンする時間がτ2からτ3へと短くなり、デットタイムがtd1、td2からそれぞれtd3、td4と長くなる。
その結果、第2トランジスタ12がオンする時間がτ2からτ3へと短くなり、デットタイムがtd1、td2からそれぞれtd3、td4と長くなる。
従って、オフセット信号Vsのレベルを可変することにより、基準信号Verのレベルシフト量が変化し、デッドタイムを可変することが可能である。
以上説明したように、本実施例の電源回路70は、基準信号Verの信号レベルを可変できるようにしたので、デットタイムを使用者の要求に応じて自由に設定できるとともに、高速動作に適するという利点がある。
上述した各実施例においては、基準信号発生回路15を有しなくても外部基準信号を用いて電源回路として動作させることもできる。
即ち、図14に示すように、電源回路90はコンパレータ17、18の負入力端に外部入力端子EXを介して外部基準信号発生回路91が接続されている。
即ち、図14に示すように、電源回路90はコンパレータ17、18の負入力端に外部入力端子EXを介して外部基準信号発生回路91が接続されている。
外部基準信号発生回路91の外部基準信号Verexを可変することにより、出力電圧Voutを自由に設定することができる。
例えば、外部基準信号Verexを大きくすると第1トランジスタ11がオフされている期間τ2が短くなるので出力電圧Voutが高くなり、外部基準信号Verexを小さくすると第1トランジスタ11がオフされている期間τ2が長くなるので出力電圧Voutが低くなる。
例えば、外部基準信号Verexを大きくすると第1トランジスタ11がオフされている期間τ2が短くなるので出力電圧Voutが高くなり、外部基準信号Verexを小さくすると第1トランジスタ11がオフされている期間τ2が長くなるので出力電圧Voutが低くなる。
10、50、60、70、90 電源回路
11、83 第1トランジスタ
12、84 第2トランジスタ
13 出力回路
14 信号発生回路
15 基準信号発生回路
16、51、61、71 オフセット信号発生回路
17 第1コンパレータ
18 第2コンパレータ
19 制御部
20、21、26、53 バッファ
22 負荷
23、64 演算増幅器
24 位相補償回路
25、32、3352 定電流源
30、31 コンパレータ
34、35 NOR回路
36 フリップフロップ
37 スイッチ
40、80 半導体集積装置
41、81 半導体チップ
42a〜42e、82a〜82d ボンディングパッド
62、72 可変定電流源
63、73 電流制御回路
91 外部基準信号発生回路
Vref、Vref1、Vref2、Vref3 基準電源
R1、R2、R3 抵抗
VR1 可変抵抗
L インダクタ
C、C1 コンデンサ
M0〜M4 MOSトランジスタ
11、83 第1トランジスタ
12、84 第2トランジスタ
13 出力回路
14 信号発生回路
15 基準信号発生回路
16、51、61、71 オフセット信号発生回路
17 第1コンパレータ
18 第2コンパレータ
19 制御部
20、21、26、53 バッファ
22 負荷
23、64 演算増幅器
24 位相補償回路
25、32、3352 定電流源
30、31 コンパレータ
34、35 NOR回路
36 フリップフロップ
37 スイッチ
40、80 半導体集積装置
41、81 半導体チップ
42a〜42e、82a〜82d ボンディングパッド
62、72 可変定電流源
63、73 電流制御回路
91 外部基準信号発生回路
Vref、Vref1、Vref2、Vref3 基準電源
R1、R2、R3 抵抗
VR1 可変抵抗
L インダクタ
C、C1 コンデンサ
M0〜M4 MOSトランジスタ
Claims (5)
- 電源電圧と基準電位間に接続された第1および第2トランジスタと、
繰り返し信号を出力する信号発生回路と、
所定のオフセット信号を出力するオフセット信号発生回路と、
前記繰り返し信号と所定の基準信号とを比較し、前記繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に前記第1トランジスタをオフさせる第1制御信号を出力する第1コンパレータと、
前記オフセット信号により、前記繰り返し信号をレベルシフトした信号と前記基準信号とを比較し、前記レベルシフトした繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に前記第2トランジスタをオンさせる第2制御信号を出力する第2コンパレータと、
を具備することを特徴とする電源回路。 - 電源電圧と基準電位間に接続された第1および第2トランジスタと、
繰り返し信号を出力する信号発生回路と、
所定のオフセット信号を出力するオフセット信号発生回路と、
前記繰り返し信号と所定の基準信号とを比較し、前記繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に前記第1トランジスタをオフさせる第1制御信号を出力する第1コンパレータと、
前記オフセット信号により、前記基準信号をレベルシフトした信号と前記繰り返し信号とを比較し、前記繰り返し信号が前記レベルシフトした基準信号より高くなる期間に前記第2トランジスタをオンさせる第2制御信号を出力する第2コンパレータと、
を具備することを特徴とする電源回路。 - 前記オフセット信号発生回路が、前記オフセット信号のレベルシフト量を可変する制御回路を具備することを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電源回路。
- 前記第1制御信号が出力された後に前記第1および第2トランジスタが同時にオフされている期間と、前記第2制御信号が出力された後に前記第1および第2トランジスタが同時にオフされている期間とが、等しいことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電源回路。
- 少なくとも、
繰り返し信号を出力する信号発生回路と、
所定のオフセット信号を出力するオフセット信号発生回路と、
前記繰り返し信号と所定の基準信号とを比較し、前記繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に電源電圧と基準電位間に接続された第1トランジスタをオフさせる第1制御信号を出力する第1コンパレータと、
前記オフセット信号により、前記繰り返し信号をレベルシフトした信号と前記基準信号とを比較し、前記レベルシフトした繰り返し信号が前記基準信号より高くなる期間に電源電圧と基準電位間に接続された第2トランジスタをオンさせる第2制御信号を出力する第2コンパレータと、
が同一チップ上に集積して形成されていることを特徴とする半導体集積装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005320537A JP2007129841A (ja) | 2005-11-04 | 2005-11-04 | 電源回路および半導体集積装置 |
US11/556,412 US20070104304A1 (en) | 2005-11-04 | 2006-11-03 | Semiconductor device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005320537A JP2007129841A (ja) | 2005-11-04 | 2005-11-04 | 電源回路および半導体集積装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007129841A true JP2007129841A (ja) | 2007-05-24 |
Family
ID=38042747
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005320537A Pending JP2007129841A (ja) | 2005-11-04 | 2005-11-04 | 電源回路および半導体集積装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20070104304A1 (ja) |
JP (1) | JP2007129841A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008017620A (ja) * | 2006-07-06 | 2008-01-24 | Renesas Technology Corp | 半導体装置 |
CN102158084A (zh) * | 2011-04-18 | 2011-08-17 | 武汉大学 | 一种高效率同步整流降压型开关变换器 |
JP2012161160A (ja) * | 2011-01-31 | 2012-08-23 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 制御回路 |
JP2015089260A (ja) * | 2013-10-31 | 2015-05-07 | 株式会社デンソー | 負荷駆動装置 |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102640419B (zh) * | 2010-09-28 | 2015-11-25 | 富士电机株式会社 | 半导体器件 |
CN103454572B (zh) * | 2012-05-30 | 2017-07-21 | 富泰华工业(深圳)有限公司 | 电池模拟电路 |
US9991794B2 (en) * | 2016-03-22 | 2018-06-05 | Texas Instruments Incorporated | Hybrid capacitive-inductive voltage converter |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06225522A (ja) * | 1993-01-27 | 1994-08-12 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源回路 |
JPH0759340A (ja) * | 1993-08-11 | 1995-03-03 | Nec Corp | スイッチング電源回路 |
JP2000069746A (ja) * | 1998-08-21 | 2000-03-03 | Fujitsu Ltd | Dc−dcコンバータの制御方法、dc−dcコンバータの制御回路、及び、dc−dcコンバータ |
JP2000166223A (ja) * | 1998-12-01 | 2000-06-16 | Motorola Japan Ltd | 昇降圧型dc/dcコンバータ |
JP2001314076A (ja) * | 2000-03-27 | 2001-11-09 | Linear Technol Corp | バックブースト切換調整器において高効率を保持する制御回路および方法 |
JP2003319644A (ja) * | 2001-12-17 | 2003-11-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
JP2005116634A (ja) * | 2003-10-03 | 2005-04-28 | Ricoh Co Ltd | 複数の基準電圧発生回路を含む半導体装置及びその製造方法 |
JP2005304218A (ja) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Renesas Technology Corp | 電源ドライバ装置及びスイッチング電源装置 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19837153A1 (de) * | 1998-08-17 | 2000-03-02 | Micronas Intermetall Gmbh | Pulsweitenmodulierter Gleichspannungswandler |
JP2003189602A (ja) * | 2001-12-17 | 2003-07-04 | Murata Mfg Co Ltd | Dc−dcコンバータおよびそれを用いた電子装置 |
JP3637904B2 (ja) * | 2002-07-24 | 2005-04-13 | セイコーエプソン株式会社 | 電源回路 |
FR2848359A1 (fr) * | 2002-12-04 | 2004-06-11 | St Microelectronics Sa | Generateur d'impulsions modulees en largeur |
US7078942B2 (en) * | 2004-03-18 | 2006-07-18 | Hon Hai Precision Ind. Co., Ltd. | Driving apparatus for generating a driving current using PWM |
-
2005
- 2005-11-04 JP JP2005320537A patent/JP2007129841A/ja active Pending
-
2006
- 2006-11-03 US US11/556,412 patent/US20070104304A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06225522A (ja) * | 1993-01-27 | 1994-08-12 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源回路 |
JPH0759340A (ja) * | 1993-08-11 | 1995-03-03 | Nec Corp | スイッチング電源回路 |
JP2000069746A (ja) * | 1998-08-21 | 2000-03-03 | Fujitsu Ltd | Dc−dcコンバータの制御方法、dc−dcコンバータの制御回路、及び、dc−dcコンバータ |
JP2000166223A (ja) * | 1998-12-01 | 2000-06-16 | Motorola Japan Ltd | 昇降圧型dc/dcコンバータ |
JP2001314076A (ja) * | 2000-03-27 | 2001-11-09 | Linear Technol Corp | バックブースト切換調整器において高効率を保持する制御回路および方法 |
JP2003319644A (ja) * | 2001-12-17 | 2003-11-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
JP2005116634A (ja) * | 2003-10-03 | 2005-04-28 | Ricoh Co Ltd | 複数の基準電圧発生回路を含む半導体装置及びその製造方法 |
JP2005304218A (ja) * | 2004-04-14 | 2005-10-27 | Renesas Technology Corp | 電源ドライバ装置及びスイッチング電源装置 |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008017620A (ja) * | 2006-07-06 | 2008-01-24 | Renesas Technology Corp | 半導体装置 |
JP2012161160A (ja) * | 2011-01-31 | 2012-08-23 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 制御回路 |
CN102158084A (zh) * | 2011-04-18 | 2011-08-17 | 武汉大学 | 一种高效率同步整流降压型开关变换器 |
CN102158084B (zh) * | 2011-04-18 | 2013-10-23 | 武汉大学 | 一种高效率同步整流降压型开关变换器 |
JP2015089260A (ja) * | 2013-10-31 | 2015-05-07 | 株式会社デンソー | 負荷駆動装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20070104304A1 (en) | 2007-05-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4347249B2 (ja) | Dc−dcコンバータ、dc−dcコンバータの制御回路、及びdc−dcコンバータの制御方法 | |
US7696738B2 (en) | Method and circuit for controlling DC-DC converter | |
JP6069958B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP5852380B2 (ja) | Dc/dcコンバータ | |
US7619400B2 (en) | Compact voltage step-up/step-down switching regulator | |
US7777467B2 (en) | Voltage rising/falling type switching regulator and operation control method thereof | |
JP5274527B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP2010288334A (ja) | スイッチング電源装置及び半導体装置 | |
JP2008099385A (ja) | Dc−dcコンバータ | |
US7737773B2 (en) | Semiconductor device, step-down chopper regulator, and electronic equipment | |
KR20090132497A (ko) | Dc-dc 컨버터 | |
JP2004173460A (ja) | Dc−dcコンバータの制御方法、dc−dcコンバータ、半導体集積回路装置、及び電子機器 | |
JP2007129841A (ja) | 電源回路および半導体集積装置 | |
JP2007006207A (ja) | 駆動回路 | |
KR20100088527A (ko) | Dcdc 컨버터 및 스위칭 제어 회로 | |
JP4487649B2 (ja) | 昇降圧型dc−dcコンバータの制御装置 | |
JP2010051152A (ja) | 電流モード制御型スイッチングレギュレータ | |
US9306464B2 (en) | Synchronous rectifier control circuits of power converters | |
JP5304173B2 (ja) | 電源電圧制御回路及びdc−dcコンバータ | |
JP2003319644A (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP5719404B2 (ja) | 電源電圧制御回路及び電源電圧制御方法 | |
JP3375951B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP2008067531A (ja) | スイッチング制御回路 | |
JP2005210820A (ja) | 同期整流式dc/dcコンバータ | |
JP5071145B2 (ja) | 制御回路および電源制御用半導体集積回路並びにdc−dcコンバータ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080731 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101209 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101210 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110401 |