CN1897439A - Zcs－pwm开关单元电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种ZCS－PWM开关单元电路，包括主开关回路和辅助支路，其中，主开关回路包括主开关管和与主开关管反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管，辅助开关管的发射极连接有一条谐振支路；支路并联有箝位二极管。箝位二极管的阴极与辅助开关管的发射极连接，阳极与辅助二极管的正极连接。主二极管的阴极与主开关管的发射极连接，阳极与辅助开关管的发射极连接。基于这种电路可以得到一族直流变换器。本电路结构简洁，控制简单方便，功率器件的电压应力和电流应力均很低、效率高、电磁干扰小、工作可靠，能应用于高电压大功率场合。

Description

ZCS-PWM开关单元电路

一、技术领域

本发明涉及一种开关电路，尤其涉及一种应用于开关型功率变换器的ZCS-PWM开关单元电路。

二、背景技术

与功率场效应管(MOSFET)相比，绝缘栅双极性晶体管(IGBT)导通压降较小，额定电压和电流密度很高，所以近几年来被更多的应用于高电压大功率场合。但是，采用IGBT做开关元件的硬开关PWM变换器在高电压大功率场合下存在一些缺点：(1)由于IGBT开关速度相对较慢，因此变换器的工作频率不易提高，磁性元件的体积和重量也比较大；(2)由于功率电子器件开关状态的非理想化开关行为以及电路寄生与分布参数等的作用，导致功率电子器件在开关暂态中出现硬开关效应，即在开关过渡过程中，电压波形和电流波形不仅会出现高变化率的尖峰，而且两者还有很大的交叠区。对于IGBT而言，由于其关断时存在电流拖尾现象，因此关断损耗将更大，在高频率大功率场合下变换器的工作可靠性会大大降低。

解决上述缺陷的有效方法是实现PWM变换器中所有IGBT的零电流开关(Zero-current-switching，简称ZCS)。国内外现有ZCS-PWM控制方案很多，虽然基本思路是一致的，即利用谐振元件实现电流过零，从而零电流开关的目的；通过辅助开关管打断谐振过程，实现了恒频控制，但是它们的性能还是有些区别。下面取最具代表性的几种技术方案进行分析：

(1)方案1：辅助支路与主开关回路串联且谐振电感与功率管串联

方案1提出的主电路拓扑如图1所示。当主开关管S₁开通时，谐振电感L_r限制了电流的上升率，使得S₁实现了零电流开通；谐振电感电流减小到零并且反向流动，S₁的反并二极管D₁导通，S₁中的电流为零，此时关断S₁，那么S₁将是零电流关断。此外辅助开关管S₂也是零电流开关。

(2)方案2：辅助支路与主开关回路并联且谐振电感与功率管串联

方案2提出的主电路拓扑如图2所示。通过谐振电感L_r1、L_r2限制主开关管S₁和辅助开关管S₂开通时的电流上升率，实现零电流开通；谐振电感L_r1、L_r2中电流减小到零并且反向流动时，S₁、S₂的反并二极管D₁、D₂导通，当S₁、S₂中的电流为零，此时关断S₁、S₂，那么S₁、S₂将是零电流关断。

(3)方案3：辅助支路与主开关回路并联且谐振电感不与功率管串联

方案3提出的主电路拓扑如图3所示。通过谐振电感L_r1、L_r2限制主开关管S₁和辅助开关管S₂开通时的电流上升率，实现零电流开通；谐振电感L_r1、L_r2中电流减小到零并且反向流动时，S₁的反并二极管导通，S₁中的电流为零，此时关断S₁，那么S₁将是零电流关断。此外辅助开关管S₂也是零电流关断。

上述方案都能实现主开关管和辅助开关管的零电流开关，但是存在一些缺点：

方案1的缺点：主开关管S₁与谐振电感L_r直接串联，使得主开关管中的电流应力非常大，通态损耗较大，而且选择开关管的定额增大，使得成本增加；此外L_r直接串联在主开关回路中，通态压降很大，影响了变换器效率的提高。

方案2的缺点：这种变换器的辅助支路与主开关回路并联，其工作不会增加主开关管的电压应力和电流应力，主开关管的电压应力和电流应力很小。但是谐振电感串联在主开关回路和辅助支路中，损耗较大。

方案3的缺点：这种变换器的辅助支路与主开关回路并联，并且谐振电感移到续流支路中，因此主开关管的电压应力和电流应力很小而且损耗较小。但是两个谐振电感的存在使得变换器的结构不太简洁，此外辅助开关管的电压应力和电流应力很大，并且在谐振电感反向谐振阶段承受非常大的反压。

三、发明内容

1、发明目的：本发明的目的是提供一种效率高、损耗小、结构简单、能克服上述现有技术存在的缺陷的ZCS-PWM开关单元电路。

2、技术方案：为了达到上述的发明目的，实现本发明的第一种方案的电路包括主开关回路和辅助支路，其中，主开关回路包括主开关管和与主开关管反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管，辅助开关管的发射极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感和辅助二极管，辅助二极管并联有电容，辅助二极管的阴极与谐振电感连接，主开关管的发射极与辅助开关管的发射极之间设有一个主二极管；与辅助开关管的发射极连接的支路并联有箝位二极管。箝位二极管的阴极与辅助开关管的发射极连接，阳极与辅助二极管的正极连接。主二极管的阴极与主开关管的发射极连接，阳极与辅助开关管的发射极连接。

实现本发明的的第二种方案的电路包括主开关回路和辅助支路，其中，主开关回路包括主开关管和与主开关管反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管，主开关管的发射极连接有一条支路，该支路包括相串联的谐振电感和辅助二极管，辅助二极管并联有电容，辅助二极管的负极与谐振电感连接，主开关管的发射极与辅助开关管的发射极之间设有一个主二极管，该主二极管的阳极与主开关管的发射极连接，阴极与辅助开关管的发射极连接；与主开关管的发射极连接的一条支路并联有箝位二极管。箝位二极管的阴极与主开关管的发射极连接，阳极与辅助二极管的阳极连接。

实现本发明的第三种方案的电路包括主开关回路和辅助支路，其中，功率回路包括主开关管和与主开关管反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管，辅助开关管的集电极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感和辅助二极管，辅助二极管并联有电容，辅助二极管的阳极与谐振电感连接，主开关管和辅助开关管的集电极之间设有一个主二极管，该主二极管的阳极与主开关管的集电极连接，阴极与辅助开关管的集电极连接；与辅助开关管的集电极连接的一条支路并联有一个箝位二极管。箝位二极管的阳极与辅助开关管的集电极连接，阴极与辅助二极管的阴极连接。

本发明的电路吸收图3所示的方案3主电路拓扑的优点并进行了改进，得到一种新的ZCS-PWM开关单元电路。与现有的方案3的主电路相比，新的开关单元电路去除了一个谐振电感L_r1，使得实际工作中辅助开关管不再承受反压并且电流应力得以大大降低，并且主电路结构也得到了简化；由于二极管D₁的反向恢复，其结电容与谐振电感L_r将发生串联谐振，从而会在n₁点产生很大的负电位，使得主开关管和辅助开关管产生很大的电压尖峰。通过在n₁和a点之间并联一个箝位二极管D₃，使得n₁点的电位被箝位在一个较小的负值，最终可以将主开关管和辅助开关管上的电压尖峰抑制在一个小到可以忽略的值上。

基于这种新颖的ZCS-PWM开关单元电路，可以得到一族直流变换器，如图5所示。它们都能实现所有有源开关器件的零电流开关和所有无源开关器件的零电压开关，而且实现软开关方面的原理是相同的。

3、有益效果：本电路结构简洁，控制简单方便，功率器件的电压应力和电流应力均很低、效率高、电磁干扰小、工作可靠，能应用于高电压大功率场合。

四、附图说明

图1是现有ZCS-PWM控制方案1提出的主电路拓扑结构示意图；

图2是现有ZCS-PWM控制方案2提出的主电路拓扑结构示意图；

图3是现有ZCS-PWM控制方案3提出的主电路拓扑结构示意图；

图4是本发明的ZCS-PWM开关单元电路结构示意图；

图5是基于ZCS-PWM开关单元电路构成的变换器结构示意图，其中，(a)Buck.(b)Boost.(c)Buck-boost.(d)Cuk.(e)Sepic.(f)Zeta；

图6是基于ZCS-PWM开关单元电路的buck变换器结构示意图；

图7是buck变换器各工作模态对应的等效电路；

图8是本发明的ZCS-PWMbuck变换器在一个工作周期内的主要波形示意图；

图9是具有箝位二极管D₃时的试验波形，其中(a)为满载时i_S1和v_S1的波形，(b)为满载时i_S2和v_S2的波形，(c)为10％负载时i_S1和v_S1的波形，(d)为10％负载时i_S2和v_S2的波形：100V/div，6A/div，4μs/div；

图10是没有箝位二极管D₃时的试验波形，其中(a)为满载时v_S1和v_S2的波形，(b)为10％负载时v_S1和v_S2的波形：100V/div，4μs/div；

图11为效率曲线示意图。

五、具体实施方式

实施例1：如图4、图5(a)、(d)和(f)所示，本实施例的ZCS-PWM开关单元电路包括主开关回路和辅助支路，其中，主开关回路包括主开关管S₁和与主开关管S₁反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管S₂，辅助开关管S₂的发射极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感L_r和辅助二极管D₂，辅助二极管D₂并联有电容C_r，辅助二极管D₂的阴极与谐振电感L_r连接，主开关管S₁的发射极与辅助开关管S₂的发射极之间设有一个主二极管D₁；与辅助开关管S₂的发射极连接的支路并联有一个箝位二极管D₃。箝位二极管D₃的阴极与辅助开关管S₂的发射极连接，阳极与辅助二极管D₂的正极连接。主二极管D₁的阴极与主开关管S₁的发射极连接，阳极与辅助开关管S₂的发射极连接。

实施例2：如图(5)(c)所示，本实施例为另一种结构的ZCS-PWM开关单元电路，包括主开关回路和辅助支路，其中，主开关回路包括主开关管S₁和与主开关管S₁反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管S₂，主开关管S₁的发射极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感L_r和辅助二极管D₂，辅助二极管D₂并联有电容C_r，辅助二极管D₂的负极与谐振电感L_r连接，主开关管S₁的发射极与辅助开关管S₂的发射极之间设有一个主二极管D₁，该主二极管D₁的阳极与主开关管S₁的发射极连接，阴极与辅助开关管S₂的发射极连接；与主开关管S₁的发射极连接的一条支路并联有箝位二极管D₃。箝位二极管D₃的阴极与主开关管S₁的发射极连接，阳极与辅助二极管D₂的阳极连接。

实施例3：如图5(b)和(e)所示，本实施例为另一种结构的ZCS-PWM开关单元电路，包括主开关回路和辅助支路，其中，功率回路包括主开关管S₁和与主开关管S₁反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管S₂，辅助开关管S₂的集电极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感L_r和辅助二极管D₂，辅助二极管D₂并联有电容C_r，辅助二极管D₂的阳极与谐振电感L_r连接，主开关管S₁和辅助开关管S₂的集电极之间设有主二极管D₁，该主二极管D₁的阳极与主开关管S₁的集电极连接，阴极与辅助开关管S₂的集电极连接；与辅助开关管S₂的集电极连接的一条支路并联有箝位二极管D₃。箝位二极管D₃的阳极与辅助开关管S₂的集电极连接，阴极与辅助二极管D₂的阴极连接。

实施例4：如图6所示，本实施例为基于图5(a)所示开关单元电路的buck变换器。

假设buck变换器的工作已经处于稳态，所有有源开关器件都是理想器件，输入电压V_in恒定，n₀为零电位点，输出滤波电感L_o很大使得其可视作电流源I_o，谐振电感L_r远远小于输出滤波电感L_o。

基于这些假设，buck变换器在一个周期内的工作可以分为9个模态，各工作模态对应的等效电路如图7所示，下面分别予以分析。

(1)工作模态1[t₀，t₁](等效电路如图7(a)所示)：

在t₀时刻之前，buck变换器处于续流阶段，输出电流I_o其实是线性下降的，因此谐振电感L_r上的压降与二极管D₂的导通压降之和小于箝位二极管D₃的导通压降，续流电流绝大部分都流过谐振电感和二极管D₂，这一现象在输出电流很大时更为明显。为了分析的方便，认为流过谐振电感的电流就是输出电流I_o。在t₀时刻开通主开关管S₁，谐振电感L_r承受反压-V_in，流过谐振电感的电流将线性下降，流过主开关管的电流线性上升，因此在t₀时刻主开关管S₁是零电流开通。流过谐振电感的电流和谐振电容上的电压分别为： $i_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=I_o-\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_r}(t-t_0),---\left(1\right)$

           v_Cr(t)＝0.                               (2)

在t₁时刻，谐振电感的电流由I_o下降为零，流过主开关管的电流由零上升到I_o，此时二极管D₁、D₂为零电压关断。工作模态1的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_1=\frac{I_o{L}_r}{V_{\mathrm{in}}}---\left(3\right)$

(2)工作模态2[t₁，t₂](等效电路如图7(b)所示)：

在这个阶段，由于二极管D₁的反向恢复，流过二极管D₁的电流将由零反向增长，此时D₁可以等效为它的结电容C_j。因此C_j，L_r和C_r实际上是串联在一起，而且由于C_j＜＜C_r，所以谐振电容C_r可以被忽略不计。从t₁时刻开始，C_j，L_r将发生串联谐振，流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及结电容上的电压v_Cj(t)分别为：

$i_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}}{Z_{o1}}\sin {\mathrm{\ω}}_{r1}t,$

              v_Cj(t)＝V_in-V_incosω_r1t               (5)

式中， $Z_{o1}=\sqrt{L_r/C_j},$ ${\mathrm{\ω}}_{r1}=1/\sqrt{L_r{C}_j}.$

从而：

             V_n1＝V_incosω_r1t.                      (6)

在t₂时刻V_n1＝-V_D3，V_D3是箝位二极管D₃的导通压降，此时该阶段结束。工作模态2的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_2=\frac{\mathrm{\π}}{2{\mathrm{\ω}}_{r1}}+\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{r1}}{\sin }^{-1}\left(\frac{V_{D3}}{V_{\mathrm{in}}}\right).---\left(7\right)$

(3)工作模态3[t₂，t₃](等效电路如图7(c)所示)：

在t₂时刻D₃导通，n₁点的电位被箝在-V_D3，此时C_j与L_r的串联谐振结束。L_r将与C_r发生串联谐振，流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及谐振电容上的电压v_Cr(t)分别为：

$i_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=i_{\mathrm{Lr}}\left(t_2\right)\cos {\mathrm{\ω}}_{r}t-\frac{V_{D3}}{Z_o}\sin {\mathrm{\ω}}_{r}t,---\left(8\right)$

             v_Cr(t)＝-V_D3+V_D3cosω_rt+i_Lr(t₂)ω_rsinω_rt，    (9)

式中 $Z_o=\sqrt{L_r/C_r},$ ${\mathrm{\ω}}_r=1/\sqrt{L_r{C}_r}.$

在t₃时刻i_Lr(t)＝0，该阶段结束。工作模态3的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_3={\mathrm{ctg}}^{-1}\left(\frac{V_{D3}}{Z_o{i}_{\mathrm{Lr}}\left(t_2\right)}\right).---\left(10\right)$

(4)工作模态4[t₃，t₄](等效电路如图7(d)所示)：

在这个阶段，主开关管S₁继续维持导通，流过S₁的电流仍然为输出电流I_o，但是辅助开关管和所有二极管均关断。流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及谐振电容上的电压v_Cr(t)分别为：

                  i_Lr(t)＝0，                              (11)

                       v_Cr(t)＝v_Cr(t₃).                      (12)

模态4的持续时间为：

                       Δt₄＝DT_s-Δt₁-Δt₂-Δt₃，         (13)

式中D为占空比，T_s＝1/f_s为开关周期，而f_s为开关频率。

(5)工作模态5[t₄，t₅](等效电路如图7(e)所示)：

在t₄开通辅助开关管S₂，L_r将与C_r发生串联谐振，流过S₂的电流i_S2(t)由零逐渐上升，因此S₂为零电流开通。在这个阶段流经主开关管S₁的电流仍为I_o，流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及谐振电容上的电压v_Cr(t)分别为：

$i_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=-\frac{[V_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{Cr}}\left(t_3\right)]}{Z_o}\sin {\mathrm{\ω}}_r(t-t_4).---\left(14\right)$

                v_Cr(t)＝V_in-[V_in-v_Cr(t₃)]cosω_r(t-t₄).   (15)

在t₅时刻i_S2(t)重新降为零，此时关断辅助开关管S₂，因此S₂为零电流关断。模态5的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_5=\frac{\mathrm{\π}}{\mathrm{\ω}}.---\left(16\right)$

(6)工作模态6[t₅，t₆](等效电路如图7(f)所示)：

由于S₂已经关断，因此L_r和C_r只能通过D₁、S₁以及V_in继续谐振。谐振电容的电压v_Cr(t)由最大值逐渐下降，而电感电流i_Lr(t)则由零反向逐渐增大。此时流经主开关管的电流i_S1(t)从I_o逐渐下降，并且在t₆下降到零，此时模态6结束。在该模态中，流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及谐振电容上的电压v_Cr(t)分别为：

$i_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{Cr}}\left(t_3\right)}{Z_o}\sin {\mathrm{\ω}}_r(t-t_5),---\left(17\right)$

               v_Cr(t)＝V_in+[V_in-v_Cr(t₃)]cosω_r(t-t₅).    (18)

模态6的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_6=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_r}{\sin }^{-1}\left[\frac{I_o{Z}_o}{V_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{Cr}}\left(t_3\right)}\right].---\left(19\right)$

(7)工作模态7[t₆，t₇](等效电路如图7(g)所示)：

在t₆时刻电流i_S1(t)下降到零，由于IGBT不能流过反向电流，所以谐振将只能通过主开关管的反并二极管继续进行，此时关断S₁。因此S₁将是零电流关断。当谐振电流由I_o逐渐增大到最大值，再有最大值重新降为I_o时，即t₇时刻，该阶段结束。在该模态中，流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及谐振电容上的电压v_Cr(t)分别为：

$i_{\mathrm{Lr}}\left(t\right)=\frac{V_{\mathrm{in}}{-v}_{\mathrm{Cr}}\left(t_3\right)}{Z_o}\sin {\mathrm{\ω}}_r(t-t_5),---\left(20\right)$

        v_Cr(t)＝V_in+[V_in-v_Cr(t₃)]cosω_r(t-t₅).              (21)

模态7的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_7=\frac{\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_r}-2\mathrm{\Δ}{t}_6.---\left(22\right)$

(8)工作模态8[t₇，t₈](等效电路如图7(h)所示)：

在t₇时刻，谐振电流为I_o，此时流过S₁反并二极管的电流为零，因此S₁的反并二极管为零电压关断。此后，C_r，L_r，D₁和电流源是串联关系，所以流经谐振电感的电流为I_o不变，谐振结束，谐振电容开始线性放电。在该模态中，流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及谐振电容上的电压v_Cr(t)分别为：

                           i_Lr(t)＝I_o，                    (23)

$v_{\mathrm{Cr}}\left(t\right)=v_{\mathrm{Cr}}\left(t_7\right)-\frac{I_o}{C_r}(t-t_7).---\left(24\right)$

在t₈时刻，谐振电容上的电压降为零，模态8结束。该模态的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_8=\frac{C_r}{I_o}\{V_{\mathrm{in}}+[V_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{Cr}}\left(t_3\right)\left]\cos {\mathrm{\ω}}_r(\mathrm{\Δ}{t}_5+\mathrm{\Δ}{t}_6)\right\}.---\left(25\right)$

(9)工作模态9[t₈，t₉](等效电路如图7(i)所示)：

在t₈时刻，谐振电容上存储的电能释放完毕，电流源通过D₂、D₁、L_r和续流，这个阶段一直维持到t₉时刻，此时开通S₁，下一个周期重新开始。在该模态中，流过谐振电感的电流i_Lr(t)以及谐振电容上的电压v_Cr(t)分别为：

                        i_Lr(t)＝I_o，                            (26)

                        v_Cr(t)＝0.                               (27)

模态9的持续时间为：

$\mathrm{\Δ}{t}_9=T_s-{\mathrm{DT}}_s-\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_r}+\mathrm{\Δ}{t}_6-\mathrm{\Δ}{t}_8.---\left(28\right)$

通过上面的分析，可以得出该buck变换器在一个周期的主要波形，如图8所示。可以发现，要确保该新型ZCS-PWM buck变换器在不过载的情况下都能实现ZCS软开关的唯一条件就是必须满足下列不等式：

$I_{o,\max }\≤\frac{V_{\mathrm{in}}}{Z_o},---\left(29\right)$

式中，I_o，max是输出电流的最大值。

根据以上分析，研制了一台基于图4所示ZCS-PWM开关单元电路的buck变换器样机，输入电压V_in＝100V，额定输出电压V_o＝60V，额定输出功率P_o＝300W，开关频率f_s＝30kHz，谐振电感L_r1＝L_r2＝6μH，谐振电容C_r＝100nF，滤波电感L_o＝1mH，滤波电容C_o＝470μF。样机S₁、S₂选用G25N120，D₁、D₂、D₃选用HFA25TB60。满载和10％负载情况下得到的实验结果如图9所示。图10所示的分别是满载和10％负载情况下没有箝位二极管D₃时开关管的电压波形。变换器的效率曲线如图11所示。

以上试验波形说明了该buck变换器具有结构简洁，开关管的电压应力以及电流应力都很小，能在整个负载范围内实现软开关，变换器的效率较高，电磁干扰较小等优点。

图5所示的其他变换器实现软开关的原理与上述buck变换器是相似的。

Claims (7)

1、一种ZCS-PWM开关单元电路，包括主开关回路和辅助支路，其中，主开关回路包括主开关管(S₁)和与主开关管(S₁)反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管(S₂)，辅助开关管(S₂)的发射极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感(L_r)和辅助二极管(D₂)，辅助二极管(D₂)并联有电容(C_r)，辅助二极管(D₂)的阴极与谐振电感(L_r)连接，其特征在于，主开关管(S₁)的发射极与辅助开关管(S₂)的发射极之间设有一个主二极管(D₁)；与辅助开关管(S₂)的发射极连接的支路并联有一个箝位二极管(D₃)。

2、如权利要求1所述的ZCS-PWM开关单元电路，其特征在于，箝位二极管(D₃)的阴极与辅助开关管(S₂)的发射极连接，阳极与辅助二极管(D₂)的正极连接。

3、如权利要求1所述的ZCS-PWM开关单元电路，其特征在于，主二极管(D₁)的阴极与主开关管(S₁)的发射极连接，阳极与辅助开关管(S₂)的发射极连接。

4、一种ZCS-PWM开关单元电路，包括主开关回路和辅助支路，其中，主开关回路包括主开关管(S₁)和与主开关管(S₁)反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管(S₂)，主开关管(S₁)的发射极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感(L_r)和辅助二极管(D₂)，辅助二极管(D₂)并联有电容(C_r)，辅助二极管(D₂)的负极与谐振电感(L_r)连接，其特征在于，主开关管(S₁)的发射极与辅助开关管(S₂)的发射极之间设有一个主二极管(D₁)，该主二极管(D₁)的阳极与主开关管(S₁)的发射极连接，阴极与辅助开关管(S₂)的发射极连接；与主开关管(S₁)的发射极连接的一条支路并联有箝位二极管(D₃)。

5、如权利要求4所述的ZCS-PWM开关单元电路，其特征在于，箝位二极管(D₃)的阴极与主开关管(S₁)的发射极连接，阳极与辅助二极管(D₂)的阳极连接。

6、一种ZCS-PWM开关单元电路，包括主开关回路和辅助支路，其中，功率回路包括主开关管(S₁)和与主开关管(S₁)反并联的二极管，辅助支路包括辅助开关管(S₂)，辅助开关管(S₂)的集电极连接有一条谐振支路，该支路包括相串联的谐振电感(L_r)和辅助二极管(D₂)，辅助二极管(D₂)并联有电容(C_r)，辅助二极管(D₂)的阳极与谐振电感(L_r)连接，其特征在于，主开关管(S₁)和辅助开关管(S₂)的集电极之间设有主二极管(D₁)，该主二极管(D₁)的阳极与主开关管(S₁)的集电极连接，阴极与辅助开关管(S₂)的集电极连接；与辅助开关管(S₂)的集电极连接的一条支路并联有箝位二极管(D₃)。

7、如权利要求6所述的ZCS-PWM开关单元电路，其特征在于，箝位二极管(D₃)的阳极与辅助开关管(S₂)的集电极连接，阴极与辅助二极管(D₂)的阴极连接。

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