CN1849741A

CN1849741A - 功率因数校正电路

Info

Publication number: CN1849741A
Application number: CNA200480026008XA
Authority: CN
Inventors: J·李
Original assignee: BOC Group Ltd
Current assignee: BOC Group Ltd
Priority date: 2003-09-11
Filing date: 2004-08-10
Publication date: 2006-10-18
Also published as: EP1665508A1; KR20060119952A; TW200516835A; JP2007505598A; US20070029987A1; WO2005027329A1; GB0321321D0

Abstract

一种功率因数校正电路，包括：第一和第二交流输入端(I1)、(I2)，用于接收交流电压。整流器(104)，具有第一和第二整流器输入端(I3)、(I4)，每个被连接到相应的交流输入端(I1)、(I2)，并具有第一和第二整流器输出端(O5)、(O6)，用于输出直流电压。两个电容器组(C1)、(C2)被串联连接在整流器输出端(O5)、(O6)之间。扼流圈(L1)被连接在交流输入端(I1)与整流器输入端(I3)之间。双向开关(106)被连接到整流器输入端(I3)、(I4)，并且接收控制信号，该控制信号用于控制双向开关(106)的切换，从而控制扼流圈(L1)通过整流器(104)的充电和放电。在两个电容器组(C1)、(C2)之间的中点按照交流电压的幅度选择性地可连接到或被连接到交流输入端(I2)。

Description

功率因数校正电路

本发明涉及功率因数校正电路。

在许多新产品的设计中需要通用的电压功率因数性能。在美国专利号4,677,366中描述了一种已知的功率因数校正(PFC)电路。参考图1，这种功率因数校正(PFC)电路10包括由二极管D1、D2、D3和D4组成的桥式整流器12，它把从交流电源14接收的市电交流电压变换成正的正弦电压。这个电压由整流器12馈送到由扼流圈L1、半导体开关或MOSFETM1、以及快速反向恢复二极管D5组成的直流升压变换器16。运行时，变化的门控信号被加到开关M1。当开关M1被门控信号接通时电流脉冲流过扼流圈L1和开关M1，由此充电扼流圈L1。当开关M1被门控信号关断时，电流脉冲在由扼流圈L1与电容器组C1的数值确定的时段内继续流过扼流圈L1。随着开关M1被关断，电流流过二极管D5，并进入电容器组C1，电容器组C1存储周期性电流脉冲的能量，以把脉动直流电流变换成用于负载18的平滑的直流电压。通过改变开关M1的占空率，流过扼流圈L1的电流脉冲可以把扼流圈电流整形为与市电交流电压同相的正弦波形，由此保持功率因数为1。

最大r.m.s扼流圈电流I_{choke_max_dc}，可以根据下式进行估值：

I_{choke_max_dc}＝P_O/(ηV_{in_min})

公式(1)

其中V_o是输出电压(例如400伏)，对于这个电路来说它与从电容器组C1输出的电压V_C1是相同的，P_o是额定输出功率，例如1kW，V_{in_min}是市电电压V_in的最小电压(典型地为90伏)，以及η是直流升压器效率，通常约为0.95。

为了将输出电压保持为要求的电平，开关M1的平均占空率D_dc按照下面的公式(2)进行选择。

D_dc＝(V_O-V_in)/V_O

公式(2)

因此，在最低的市电输入电压下出现最大平均占空率D_max；当V_o＝400V且V_in＝V_{in_min}＝90V时，D_{dc_max}＝0.775。

扼流圈额定电感由占空率、输入市电电压、开关频率f_s和想要的纹波电流I_rip(由流入和流出电容器组C1的能量流产生)确定，如公式(3)所示，其中想要的纹波电流是I_{choke_max_dc}的20％。

L_{choke_dc}＝D_dcV_in/(0.2f_s*I_{choke_max_dc})

公式(3)

当V_in是V_o的50％时，L_{choke_dc}达到最大值L_{choke_max_dc}。为了保持想要的纹波电流，扼流圈L1的额定电感必须是L_{choke_max_dc}。

当已设定开关频率和扼流圈电感时，当M1被接通时，市电纹波电流正比于占空率和在扼流圈上的输入市电电压，如公式(4)所示。

I_rip＝D_dcV_in/(f_s*L_{choke_max_dc})

公式(4)

当输入市电电压V_in是输出电压V_o的一半时，纹波电流也达到最大值。

开关M1的最小r.m.s电流由公式(5)给出。

I_{rated_M 1} = \sqrt{0.7 + 0.3 D_{dc_\max}} I_{choke_\max_dc}

公式(5)

有许多与这种PFC电路关联的问题。例如，从以上的公式可以清楚看到，升压器扼流圈尺寸、半导体开关电流和市电纹波电流都涉及到最小市电电压。对于约90伏的低的最小市电电压，最终得到的大的市电纹波电流导致相当大的EMC滤波器要求和高的插入损耗以便满足EMC准则，而最终得到的大的开关电流增加了开关M1中的功率损耗。由于整流器12的二极管D1到D4处在扼流圈充电和放电路径中，所以在任何给定的时间在三个器件(D1、D4和D5，或D2、D3和D5)上都有功率损耗，这将产生相当大量的热量，需要通过使用散热器等等消散。而且，在低电压输入时平均占空率是相对较高的，在开关M1中造成相当大的功率损耗。

参考图2，美国专利No.6,411,535描述了一种寻求通过减小扼流圈路径中二极管数目而提高电路效率的PFC电路30。这种PFC电路30是不带有明显的全桥式整流器的双升压器变例。当市电电源处在正半周时，即输入端I1处的电压高于输入端I2处的电压时，由扼流圈L1、开关M1、和二极管D3组成的升压器工作来把交流功率变换成直流功率。通过使用门控信号1，首先M1被接通，以经由二极管Dm2充电扼流圈L1和L2。然后，M1被关断，这导致扼流圈L1和L2经由二极管D3和Dm2在电容器C1上感应更高的电压和电荷。当市电电源处在负半周时，即输入端I1处的电压低于输入端I2处的电压时，由扼流圈L2、开关M2、和二极管D4组成的升压器工作来把交流功率变换成直流功率。通过使用门控信号2，M2被接通，以经由Dm1充电扼流圈L1和L2。当M2被关断时，扼流圈L2和L1经由二极管D4和Dm1在电容器C1上感应更高的电压和电荷。

以上的公式(1)到(4)同样地可应用于这种电路。相反，图2上开关M1和M2的r.m.s电流额定值是由公式(5)给出的值的70％，因为这些开关仅仅在市电电源周期的一半周内导通。在导通的路径中仅仅有两个器件，这样，与这种PFC电路有关联的功率损耗低于图1的PFC电路的功率损耗。然而，扼流圈尺寸、电感、和市电纹波电流并不能被减小。

参考图3，Su等的“Comparative study of power factorcorrection converters for single phase half-bridge inverters(对用于单相半桥式逆变器的功率因数校正变换器的比较研究)”，Proceedings of Power Electronics Specialist Conference 2001的文章讨论了一种半桥式升压器RFC电路40，它的拓扑结构依赖于市电输入电平而改变。当市电输入高于150V时，电压选择器开关S1被打开。在市电正半周，当I1处的电压高于I2处的电压时，通过使用门控信号1，M1首先被接通，以经由二极管D3充电扼流圈Lchoke，并且随后M1被关断，这样，扼流圈感应高电压，该高电压充电串联连接的电容器组C1和C2，并经由二极管Dm2和D3提供功率给负载。在负半周时，通过使用门控信号2，M2首先被接通，以经由二极管D4充电扼流圈，并且随后M2被关断，这样，扼流圈感应高电压，以另一个方向经由二极管D4和Dm1来充电电容器组C1和C2，并提供功率给负载。因此，当M1或M2接通时，没有从市电电源到负载的功率传送，而电容器C1和C2提供功率到负载。

当市电电压低于150V时，电压选择器开关S1被闭合，把半波式升压器变为倍压器PFC电路。结果，在每半个市电周期中只有电容器组C1和C2之一被充电。在正半周时，M1被接通，以经由二极管D3充电扼流圈。然而，这将引起电容器组C2经由开关S1、市电电源、扼流圈、和开关M1放电。当M1随后被关断时，扼流圈产生高电压，该高电压充电电容器组C1，并提供功率到负载。在负半周时，通过使用门控信号2，开关M21首先被接通，以经由二极管D4充电扼流圈。然而，这将引起电容器组C1经由开关M2、扼流圈、市电电源、和开关S1放电。当M2随后被关断时，扼流圈L1产生高电压，该高电压经由二极管Dm1充电电容器组C2，并提供功率到负载。

显然，从电容器组把电能交替地放电回市电电源来看，这种倍压器电路具有严重的缺点。为了克服这个问题，该文章提出图4所示的PFC电路50，它是一种形式的单开关倍压器升压器PFC电路。在电路50中，在直流链路中有两个额外的二极管D5、D6，用来防止在电路40结构的半桥式倍压器拓扑中的电容器放电问题。

当市电电压低于150V时，开关S1被闭合。在正半周时，开关M1被接通，以令市电电源经由二极管D1和D4充电扼流圈L1。由于电容器C2(经由开关S1、市电电源、扼流圈L1、和开关M1)的放电路径被二极管D6阻断，所以电容器组C2只能放电到负载。当开关M1被关断时，在扼流圈L1上感应的高电压经由D1、D5和S1充电电容器组C1，并提供功率到负载。在负半周时，开关M1首先被接通，以经由二极管D3和D2充电扼流圈L1。由于电容器C1(经由M1、扼流圈L1、市电电源和S1)的放电路径被二极管D5阻断，所以C1把它的存储的能量放电到负载。当M1随后被关断时，在扼流圈L1上感应的高电压经由S1、D6和D2充电电容器组C2，并提供功率到负载。

当市电输入高于150V时，电压选择器开关S1被打开。结果，电路以类似于图1的直流升压器电路10的方式工作，除了在负的直流轨中还有一个二极管以外，这增加了该电路的电压降和功率损耗。

本发明的至少优选实施例的目的是解决这些和其它问题。

在第一方面，本发明提供了一种功率因数校正电路，它包括：第一和第二交流输入端，用于接收交流电压；整流装置，被连接到至少其中一个交流输入端；能量贮存装置，与整流装置并联连接；电感器装置，被连接在其中一个交流输入端与整流装置之间；以及双向开关装置，被连接到整流装置并具有用于接收控制信号的装置，该控制信号用于控制双向开关装置的切换，从而控制电感器装置通过整流装置的充电和放电。

优选地，能量贮存装置包括：第一电容装置，其一端被连接到整流装置；以及第二电容装置，其一端被连接到第一电容装置的另一端并且其另一端被连接到整流装置，所述第一电容装置的另一端选择性地可连接或被连接到其中一个交流输入端。

该电路优选地包括一个电压选择器开关，它被连接在第一电容装置的所述另一端与第二交流输入端之间。在一种安排中，电压选择器开关被连接到整流装置。优选地，该电压选择器开关包括用于接收表示交流电压幅度的信号的装置，用来控制电压选择器开关的切换。

优选地，电感器装置包括被连接在第一交流输入端与第一整流器输入端之间的第一电感器，以及任选地包括被连接在第二交流输入端与第二整流器输入端之间的第二电感器。

在一种安排中，双向开关包括第一场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管和第二场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管，第一和第二晶体管的栅极被安排来接收控制信号，第一晶体管的源极/发射极被连接到第二晶体管的源极/发射极，第一晶体管的漏极/集电极被连接到第一交流输入端，以及第二晶体管的漏极/集电极被连接到第二交流输入端。在一种可替换的安排中，双向开关包括第一场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管和第二场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管，第一和第二晶体管的栅极被安排来接收控制信号，第一晶体管的漏极/集电极被连接到第二晶体管的漏极/集电极，第一晶体管的源极/发射极被连接到第一交流输入端，以及第二晶体管的源极/发射极被连接到第二交流输入端。

在双向开关包括双极晶体管的情形下，双向开关优选地还包括：第一二极管，其一端被连接到第一双极晶体管的集电极而其另一端被连接到第一双极晶体管的发射极；以及第二二极管，其一端被连接到第二双极晶体管的集电极而其另一端被连接到第二双极晶体管的发射极。

在第二方面，本发明提供了一种功率因数校正电路，它包括：第一和第二交流输入端，用于接收交流电压；整流装置，具有第一和第二整流器输入端，每个被连接到相应的交流输入端，并具有第一和第二整流器输出端，用于输出直流电压；能量贮存装置，被连接在整流器输出端之间；电感器装置，被连接在其中一个交流输入端与相应的其中一个整流器输入端之间；以及双向开关装置，被连接到第一和第二整流器输入端并具有用于接收控制信号的装置，该控制信号用于控制双向开关装置的切换，从而控制电感器装置通过整流装置的充电和放电。

在第三方面，本发明提供了一种从交流电源提供直流功率到负载的方法，该方法包括以下步骤：提供如前所述的电路，把交流输入端连接到电源，以及按照从电源输出的交流电压的幅度(例如按照流过电感器装置的r.m.s电流)来控制双向开关装置的切换。

现在参考附图仅仅作为例子来描述本发明的优选的特性，其中：

图1显示一种已知的直流升压器PFC电路；

图2显示一种已知的双交流升压器PFC电路；

图3显示一种已知的半桥式交流升压器PFC电路；

图4显示一种已知的全桥式单开关交流升压器PFC电路；

图5显示一种PFC电路的一个实施例；

图6显示开关S1打开时，图5的电路的拓扑；

图7显示开关S1闭合时，图5的电路的拓扑；

图8是显示对于图1和5的PFC电路，平均占空率随输入交流电压的变化的图；

图9是显示对于图1和5的PFC电路，扼流圈电感随输入交流电压的变化的图；

图10是显示对于图1和5的PFC电路，市电纹波电流随输入交流电压的变化的图；

图11显示开关S1闭合时，图5的电路的一个可替换的拓扑；以及

图12(a)到12(f)显示图5的电路的双向开关的各种可替换的配置。

参考图5，PFC电路100包括第一和第二交流输入端I1、I2，用于接收来自交流电源102的交流电压。电感器或扼流圈L1其一端被连接到交流输入端I1以及其另一端被连接到整流器104的第一输入端I3。任选地，如图5所示，第二电感器或扼流圈L2可以其一端被连接到交流输入端I2以及其另一端被连接到整流器104的第二输入端I4。整流器104由第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4组成，D1被连接在第一整流器输入端I3与第一整流器输出端O5之间，D2被连接在第二整流器输出端O6与第一整流器输入端I3之间，D3被连接在第二整流器输入端I4与第一整流器输出端O5之间，D4被连接在第二整流器输出端O6与第二整流器输入端I4之间。

该PFC电路还包括被连接到第一和第二整流器输入端I3、I4的双向开关106。在图5所示的实施例中，该双向开关包括两个背对背的开关M1，优选地采用第一场效应晶体管或MOSFET M1与第二场效应晶体管或MOSFET M2的形式。MOSFET M1、M2的栅极被安排来接收加到开关输入端I7、I8之间的门控控制信号。正如下面论述的，在本优选实施例中，门控信号根据市电交流电压的幅度来控制双向开关106的切换，该交流电压幅度的指示可以由扼流圈电流Ichoke提供。MOSFET M1的源极被连接到MOSFET M2的源极。MOSFET M1的漏极被连接到第一整流器输入端I3，并从而连接到第一交流输入端I1，以及MOSFET M2的漏极被连接到第二整流器输入端I4，并从而连接到第二交流输入端I2。在所显示的实施例中，双向开关106包括第一二极管Dm1和第二二极管Dm2，Dm1被连接在MOSFET M1的源极与漏极之间，Dm2被连接在MOSFET M2的源极与漏极之间。应当指出，二极管Dm1和Dm2是晶体管M1和M2的体二极管，而不是物理上的单独的二极管。然而，如果该双向开关是通过使用诸如绝缘栅双极晶体管(IGBT)的其它部件来实现的，则需要这种物理上的单独的二极管。

电路100还包括被连接在第一和第二整流器输出端O5、O6之间的能量存储器108。在所显示的实施例中，能量存储器108由第一电容器或电容器组C1和第二电容器或电容器组C2组成，第一和第二电容器C1、C2经由端子T9串联连接。

端子T9经由开关S1被连接到第二整流器输入端I4。优选地，开关S1是电压选择器开关，它具有第一和第二开关输入端I10、I11，用于在其之间接收信号，该信号表示由输入端I1、I2接收的市电交流电压的幅度，输入到输入端I10、I11的信号的幅度控制着在端子T9与整流器输入端I4之间的路径的断开和闭合。替换地，开关S1可以是可手动操作的开关，或任何其它适当形式的开关。

PFC电路100的PFC电路拓扑和工作原理随开关S1的断开和闭合而改变。在较高的市电输入时(比如说，从180伏到265伏的范围)，开关S1被断开，则最终得到的等效电路，如图6所示，具有全桥式交流升压器PFC电路的形式。在较低的市电输入时(比如说，从90伏到150伏的范围)，开关S1被闭合，则最终得到的等效电路，如图7所示，具有半桥式倍压器PFC电路的形式。这两种电路的工作模式在下面分开地讨论。

高电压工作模式

参考图6，在市电交流电压的正半周期间，其中在I1处的电压高于在I2处的电压，在输入端I7、I8之间加上适当的门控信号，以“接通”双向开关106，也就是通过使MOSFET M1导通，把扼流圈L1(和任选的扼流圈L2)经由二极管Dm2连接到市电电源。扼流圈电流I_choke与市电电压幅度成比例地线性增加。当I_choke达到预定的电平时，门控信号被改变，以通过使MOSFET M1不导通而“关断”双向开关。通过扼流圈电流随后的快速衰减而在扼流圈L1上感应的大的电压被叠加于市电电压，它们充电能量存储器108(在本例中其由串联连接的电容器C1和C2组成)，并且经由D1和D4把功率提供到负载，在图5到7上由Rload表示负载。

在市电输入电压的负半周，其中在I2处的电压高于在I1处的电压，在输入端I7、I8之间加上适当的门控信号，以“接通”双向开关106，也就是通过使MOSFET M2导通，把扼流圈L1(和任选的扼流圈L2)经由二极管Dm1连接到市电电源。再次地，扼流圈电流I_choke与市电电压幅度成比例地线性增加。当I_choke达到预定的电平时，门控信号被改变，以通过使MOSFET M2不导通而“关断”双向开关。通过扼流圈电流随后的快速衰减而在扼流圈L1上感应的大的电压被叠加于市电电压，它们充电能量存储器108，并且经由D3和D2把功率提供到负载。

对于图6所示的电路，最大扼流圈电流I_{choke_max_ac}，可以根据下式进行估值：

I_{choke_max_ac}＝P_O/(ηV_{in_min1})

公式(6)

其中P_o和η具有与公式(1)中相同的意义，而V_{in_min1}是在此高电压工作模式下市电电压V_in的最小电压(典型地180伏)。

平均占空率D_ac按照下面的公式(7)进行选择。

D_ac＝(V_O-V_in)/V_O公式(7)

其中V_o是输出电压，它也是与从串联连接的电容器C1和C2输出的电压V_C1+C2相同的。在最低的市电输入电压下，当V_{in＝Vin_min1}＝180V时且当V_o＝400V时，D_{ac_max}＝0.55。

扼流圈额定电感L_{choke_ac}由占空率、输入市电电压、开关频率f_s和想要的纹波电流I_rip(由流入和流出串联连接的电容器C1和C2的能量流造成的)确定，如公式(8)所示，其中想要的纹波电流是I_{choke_max_ac}的20％。

L_{choke_ac}＝D_acV_in/(0.2f_s*I_{choke_max_ac})

公式(8)

当V_in是V_o的50％时，L_{choke_ac}达到最大值L_{choke_max_ac}。为了保持想要的纹波电流，扼流圈L1(或任选地L1+L2)的额定电感必须是L_{choke_max_ac}。

当已设定开关频率和扼流圈电感时，当双向开关106被接通时，市电纹波电流正比于占空率和在扼流圈L1上的输入市电电压，如公式(9)所示。

I_rip＝D_acV_in/(f_s*L_{choke_max_ac})公式(9)

当输入市电电压V_in是输出电压Vo的一半时，纹波电流也达到最大值。

MOSFET M1和M2的最小r.m.s电流由公式(10)给出。

I_{reted_M} = \sqrt{0.7 + 0.3 D_{ac_\max}} I_{choke_\max_ac} / \sqrt{2}

公式(10)

回到图6，在正的和负的半周期间，在扼流圈L1(和任选的扼流圈L2)的充电路径中始终只有一个二极管(Dm1或Dm2)，而在扼流圈放电路径中有二个二极管(D1和D4，或者D3和D2)。这与参照图2和3描述的现有技术电路是相同的。相反，在参照图1描述的现有技术电路中，在扼流圈充电路径中总是有两个二极管，而在扼流圈放电路径中有三个二极管。此外，在参照图4描述的现有技术电路中，在扼流圈充电路径中总是有两个二极管，而在高电压工作模式下，在扼流圈放电路径中有四个二极管。因此，在高电压工作模式下，PFC电路100比起图1-4中所显示的现有技术电路，具有更小的与此相关的功率损耗。

低电压工作模式

参考图7，在市电交流电压的正半周期间，其中在I1处的电压高于在I2处的电压，在输入端I7、I8之间加上适当的门控信号，以“接通”双向开关106，也就是通过使MOSFET M1导通，把扼流圈L1(和任选的扼流圈L2)经由二极管Dm2连接到市电电源。扼流圈电流I_choke与市电电压的大小成比例地线性增加。当I_choke达到预定的电平时，门控信号被改变，以通过使MOSFET M1不导通而“关断”双向开关。通过扼流圈电流随后的快速衰减而在扼流圈L1上感应的大的电压被叠加于市电电压，它们充电电容器组C1，并且通过电容器组C2把功率提供到负载。导通路径是从I1经由L1到I3，然后经由二极管D1到05，然后通过C1和Rload(经由C2)到T9，然后通过闭合的开关S1到I4，最后经由I2(及任选地经由L2)和市电电源回到I1。

在市电交流电压的负半周，其中在I2处的电压高于在I1处的电压，在输入端I7、I8之间加上适当的门控信号，以“接通”双向开关106，也就是通过使MOSFET M2导通，把扼流圈L1(和任选的扼流圈L2)经由二极管Dm1连接到市电电源。扼流圈电流I_choke与市电电压幅度成比例地线性增加。当I_choke达到预定的电平时，门控信号被改变，以通过使MOSFETM2不导通而“关断”双向开关。通过扼流圈电流随后的快速衰减而在扼流圈L1上感应的大的电压被叠加于市电电压，它们充电电容器组C2，并且通过电容器组C1把功率提供到负载。导通路径是从I2到I4(任选地经由L2)，然后通过闭合的开关S1到T9，然后通过C2和Rload(经由C1到06，然后经由二极管D2到I3，最后经由I1、L1和市电电源回到I2。

对于图7所显示的电路，最大扼流圈电流I_{choke_max_dv}，可以根据下式进行估值：

I_{choke_max_dv}＝P_O/(ηV_{in_min2})公式(11)

其中P_o和η具有与公式(1)中相同的意义，而V_{in_min2}是在此低电压工作模式下市电电压V_in的最小电压(典型地90伏)。

平均占空率D_dv按照下面的公式(12)进行选择。

D_dv＝(V_C-V_in)/V_C公式(12)

因为输出电压V_o在这个电路中是来自每个电容器C1和C2的输出电压V_C的两倍。在最低的市电输入电压下，当V_in＝V_{in_min2}＝90V且当V_o＝200V时，D_{dv_max}＝0.55。

扼流圈额定电感L_{choke_dv}由占空率、输入市电电压、开关频率f_s和想要的纹波电流I_rip(由流入和流出电容器C1和C2的能量流造成的)确定，如公式(13)所示，其中想要的纹波电流是I_{choke_max_dv}的20％。

L_{choke_dv}＝D_dvV_in/(0.2f_s*I_{choke_max_dv})

公式(13)

当V_in是V_C的50％时，L_{choke_dv}达到最大值L_{choke_max_dv}。为了保持想要的纹波电流，扼流圈L1(或任选地L1+L2)的额定电感必须是L_{choke_max_dv}。

当已设定开关频率和扼流圈电感时，当双向开关106被接通时，市电纹波电流正比于占空率和在扼流圈上的输入市电电压，如公式(14)所示。

I_rip＝D_dvV_in/(f_s*L_{choke_max_dv})

公式(14)

当输入市电电压V_in是V_C的一半时，纹波电流也达到最大值。MOSFET M1和M2的最小r.m.s电流由公式(15)给出。

I_{rated_M} = \sqrt{0.7 + 0.3 {Ddv}_{_\max}} I_{choke_\max_dv} / \sqrt{2}

公式(15)

因此，与参照图1和2描述的现有技术电路(在低电压范围内工作时)相比较，PFC电路100在低电压范围内工作时具有多个优点。首先，PFC电路100在V_in的数值范围内具有较小的平均占空率(见图8)，这减轻了对控制系统的动态响应要求。第二，PFC电路100使能减小扼流圈电感(见图9)，导致较小的扼流圈尺寸和较低的成本。另外，PFC电路100在V_in的数值范围内具有较小的市电纹波电流(见图10)，这把高频谐波电流、导电发射污染、和MOSFET电流额定值减小到接近50％。由于较小的占空率和纹波电流，这些导致较小的EMC滤波器尺寸、较低的插入损耗和衰减、以及较低的MOSFET导通和开关损耗。

而且，在正的和负的半周期间，在扼流圈L1(和任选的扼流圈L2)的充电路径中始终只有一个二极管(Dm1或Dm2)，且在扼流圈放电路径中有一个二极管(D1或D2)。也不存在和有害电容器放电有关联的问题，这不像参照图3描述的现有技术电路。当参照图4描述的现有技术电路工作在倍压器模式时，在扼流圈充电和放电路径中都有两个二极管，因此在低电压工作模式下，PFC电路100又比图1-4中显示的现有技术电路具有更小的与此相关的功率损耗。结果，系统热量管理要求不那么需要，所以需要较小的散热器或风扇。

这些优点使得PFC电路100比起图1、2和3中所显示的PFC电路能够提供可维持的宽的输出电压范围，并且能够用与这三种已知的PFC电路相同的半导体开关器件来提升更高的输出功率，特别是在较低的电压输入范围内。PFC电路100在宽的单相通用电压范围内可保持均匀的输出功率额定值而不引起附加的成本。反之，这些可以提供利用较小额定值的经济的器件来构建较大功率的PFC设备的机会。PFC电路100可以以较低的频率进行切换；在较低的市电输入下约低30％而不使功率因数、谐波和发射性能恶化。这可进一步改进总的系统效率和运行成本。

而且，图1所示的现有技术电路，当工作在较低的市电输入电压时，因为相对较大的输入电流、较大的导通占空率和较高的提升电压比，所以具有众所周知的热逸散问题。这些问题在PFC电路100中被极大地缓解和克服。

在直流链路中电解电容器是系统工作寿命方面最弱的零件。使用两个低压、双电容电容器代替单个的高压电容器，将延长系统工作寿命。高频PFC扼流圈是整个PFC电路中最昂贵、尺寸庞大和重要的无源零件，它的工作寿命受到市电纹波电流很大的影响，因为较大的纹波电流引起更多的铜和铁损耗并且增加了温度升高。PFC 100减小市电纹波近50％，因此减小了在扼流圈上的功率损耗，进而延长它的有用的工作寿命。对于图1、2和3中显示的现有技术电路，最坏的工作条件是在最低市电输入电压下，其中在单个开关和二极管器件上的高电压、电流和热应力引起更大的可靠度和性能方面的顾虑。这些顾虑通过PFC电路100中的电路拓扑的改变被极大地缓解，结果，可靠度和性能得以改进。

应当明白，上述内容代表本发明的一个实施例，但对于本领域技术人员来说无疑将会出现本发明的其它实施例，而不背离由在此所附的权利要求定义的本发明的实际范围。

例如，对于以上参照图7描述的电路拓扑，二极管D3和D4并不构成该电路的各种充电和放电路径的一部分。所以，如图11所示，当市电交流电压处在较低的电压范围时，有可能从该PFC电路中全部省略这些二极管。

在图5到7所示的电路中，双向开关106由N MOSFET共源极双向开关来实施，正如另外在图12(a)中显示的。然而，双向开关106可以由图12(b)到12(f)所示的、任一双向开关106a到106e来取代。图12(b)显示了N MOSFET共漏极双向开关106a，图12(c)显示了IGBT共发射极双向开关106b，图12(d)显示了IGBT共集电极双向开关106c，图12(e)显示了P MOSFET共源极双向开关106d，以及图12(f)显示了P MOSFET共漏极双向开关106e。这些开关的操作对于本领域技术人员是熟知的，这里不作进一步解释。其它适当的双向开关，诸如全波二极管桥式类型双向开关，对于本领域技术人员将是显而易见的。

综而述之，一种功率因数校正电路包括第一和第二交流输入端I1、I2，用于接收交流电压。整流器104具有第一和第二整流器输入端I3、I4，每个被连接到相应的交流输入端I1、I2，并具有第一和第二整流器输出端O5、O6，用于输出直流电压。两个电容器组C1、C2被串联连接在整流器输出端O5、O6之间。扼流圈L1被连接在交流输入端I1与整流器输入端I3之间。双向开关106被连接到整流器输入端I3、I4，并且接收控制信号，该控制信号用于控制双向开关106的切换，从而控制扼流圈L1通过整流器104的充电和放电。在两个电容器组C1、C2之间的中点按照交流电压的幅度选择性地可连接到交流输入端I2。

Claims

1.一种功率因数校正电路，包括：第一和第二交流输入端，用于接收交流电压；整流装置，被连接到其中至少一个交流输入端；能量贮存装置，跨整流装置而并联连接；电感器装置，被连接在其中一个交流输入端与整流装置之间；以及双向开关装置，被连接到整流装置并具有用于接收控制信号的装置，该控制信号用于控制双向开关装置的切换，从而控制电感器装置通过整流装置的充电和放电，其中所述能量贮存装置包括：第一电容装置，其一端被连接到整流装置；以及第二电容装置，其一端被连接到第一电容装置的另一端而其另一端被连接到整流装置，第一电容装置的所述另一端被连接到或选择性地可连接到其中一个交流输入端。

2.按照权利要求1的电路，其中第一电容装置的所述另一端选择性地可连接到所述其中一个交流输入端。

3.按照权利要求1或权利要求2的电路，包括一个电压选择器开关，它被连接在第一电容装置的所述另一端与第二交流输入端之间。

4.按照权利要求3的电路，其中该电压选择器开关被连接到整流装置。

5.按照权利要求3或4的电路，其中该电压选择器开关包括用于接收表示交流电压幅度的信号的装置，该信号用来控制电压选择器开关的切换。

6.按照任一前述权利要求的电路，其中所述电感器装置包括被连接在第一交流输入端与第一整流器输入端之间的第一电感器，以及任选地包括被连接在第二交流输入端与第二整流器输入端之间的第二电感器。

7.按照任一前述权利要求的电路，其中双向开关包括第一场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管和第二场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管，第一和第二晶体管的栅极被安排来接收控制信号，第一晶体管的源极/发射极被连接到第二晶体管的源极/发射极，第一晶体管的漏极/集电极被连接到第一交流输入端，以及第二晶体管的漏极/集电极被连接到第二交流输入端。

8.按照权利要求1到6中任何一项的电路，其中双向开关包括第一场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管和第二场效应晶体管或绝缘栅双极晶体管，第一和第二晶体管的栅极被安排来接收控制信号，第一晶体管的漏极/集电极被连接到第二晶体管的漏极/集电极，第一晶体管的源极/发射极被连接到第一交流输入端，以及第二晶体管的源极/发射极被连接到第二交流输入端。

9.按照权利要求7和8的电路，其中双向开关包括：第一二极管，其一端被连接到第一双极晶体管的集电极而其另一端被连接到第一双极晶体管的发射极；以及第二二极管，其一端被连接到第二双极晶体管的集电极而其另一端被连接到第二双极晶体管的发射极。

10.一种功率因数校正电路，包括：第一和第二交流输入端，用于接收交流电压；整流装置，具有第一和第二整流器输入端，每个被连接到相应的交流输入端，并具有第一和第二整流器输出端，用于输出直流电压；能量贮存装置，被连接在整流器输出端之间；电感器装置，被连接在其中一个交流输入端与相应的其中一个整流器输入端之间；以及双向开关装置，被连接到第一和第二整流器输入端并具有用于接收控制信号的装置，该控制信号用于控制双向开关装置的切换，从而控制电感器装置通过整流装置的充电和放电。

11.按照任一前述权利要求的电路，其中用于控制双向开关装置的切换的控制信号表示交流电压的幅度。

12.按照权利要求11的电路，其中用于控制双向开关装置的切换的控制信号表示流过电感器装置的电流。

13.一种从交流电源提供直流功率到负载的方法，该方法包括以下步骤：提供按照任一前述权利要求的电路，把交流输入端连接到电源，以及按照从电源输出的交流电压的幅度来控制双向开关装置的切换。