CN112865560A - 一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器 - Google Patents

一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器 Download PDF

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Abstract

一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，包括两个桥臂：多二极管整流桥臂，传统整流桥臂。相比传统整流桥臂，本发明整流器通过多二极管的串联，减小了MOS管承受的电压应力。同时，提供一条额外功率支路直接连接到串联电容器的中点。本发明整流器在提供额外功率通道的同时，由于其加入了新的二极管结构，使得电路的稳定性和可靠性提高。除功率输入端背对背MOS管组外，每个MOS管都有额外的二极管分摊电压应力，开关损耗相对较小，减少电路发热，提高电路效率。该整流器与传统的两电平整流器相比能够实现交流侧相电压的电平数为三个电平，可以显著减小电容值；减小器件的电压应力；减小电路体积与成本；减小了输出电压纹波；减小了电容、半导体器件的体积与成本。

Description

一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器
技术领域
本发明涉及单相三电平有源整流器技术领域，具体是一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器。
背景技术
当电网中的功率因数较差时，电网在传输功率时的功率损耗会增加，从而造成经济上的损失。为了减小用电侧低功率因数对电网的影响，提高电网总体的功率因数，大量的用电设备增添电力电子装置对用电端的无功功率进行治理。因此，功率因数校正电路的优化研究备受关注。多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器能够维持高功率因数的情况下保持对负载输出稳定的电压，适用于众多场合。相比于传统的两电平整流器，多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器具有更小的纹波水平；更小的器件电压应力；较好的功率因数以及功率密度；减少与公共电网的无功功率交换。
发明内容
本发明提供一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，相对于传统的两电平整流电路，减少了对电路元件的电压应力要求。整流桥有多二极管结构，开关管并联其中部分二极管，所承受的电压应力减小，开关管的成本降低；两个极性电容串联使用，电容电压减小；该整流电路工作时流经的半导体器件不超过3个，电路工作损耗小；电路工作模态切换只需改变一个开关管，有效减少电路开关损耗。直流母线由两个电容串联工作，有效减少输出电流纹波。
本发明采取的技术方案为：
一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，包括：
开关管S1、S2、S3、S4，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，电感L，电容C1、C2；
交流电源一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接开关管S1漏极、二极管D1阳极、二极管D2阴极；
交流电源另一侧分别连接开关管S2漏极、二极管D4阳极、二极管D5阴极；
开关管S1源极连接开关管S2源极；
二极管D1阴极分别连接二极管D3阴极、电容C1一端；
二极管D2阳极分别连接二极管D6阳极、电容C2另一端；
开关管S3漏极分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极；
开关管S4源极分别连接二极管D5阳极、二极管D6阴极；
电容C1另一端分别连接开关管S3源极、开关管S4漏极、电容C2一端；
负载R两端分别连接电容C1一端、电容C2另一端。
其中，4个开关管S1、S2、S3、S4，6个二极管：D1、D2、D3、D4、D5、D6，它们组成的一个嵌入双向管式整流桥臂，桥臂包括2个功率开关器件，6个箝位二极管。
其中，电感L、开关管S1、S2组成的背对背双向开关组。
其中，半导体器件S3、S4、D4、D5组成的双向开关。
其中，电容C1、C2串联组成并联稳压支路。
该整流器电路所包括的整流回路在传统无桥整流结构进行改进，相比传统无桥结构多加入两个二极管，采用四二极管桥臂构造电路。
该整流器电路通过引入背对背开关管结构与输入端组合成升压结构。
所述整流电路由半导体双向开关S1、S2、S3、S4、D5、D6；整流桥二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6及其相并联的电容C1、C2所组成其中D4、D5为复用的多二极管桥结构。
该整流器电路具有三电平整流器结构，采用两个电容来对直流母线输出电压进行稳压。
本发明三电平整流电路所包括的整流回路在传统单相三电平整流桥进行改进，引入多二极管串联的电路管构造电路方法。
由于工频交变电网电压的工作特性，为保证三电平整流电路输出电压的稳定，需要在不同的电网电压区间内调整不同的工作模态：
1)模态1：MOS管S1、S2、S3、S4均关断，二极管D1、D6工作在导通状态下回路流经电容C1、C2，此时电网电压us<Udc。电容C1、C2释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，由于电感L上的电流不能突变，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc。此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1、C2充电。
2)模态2：MOS管S1、S2、S3关断，S4导通。二极管D1、D5工作在导通状态下回路流经电容C1。当电网电压us<+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1释放能量将ab端电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2。此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1充电，电容C2放电；当电网电压us>+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1将ab端的电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2。此时电感吸收能量，电感L上的电流增大，电容C1充电，电容C2放电。
3)模态3：MOS管S3、S4均关断，S1、S2导通。电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道。此时电网电压0<us<+Udc/2。由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝0。此时电感吸收能量，电感L上的电流增加，电容C1、C2放电。
4)模态4：MOS管S1、S2、S3、S4均关断，二极管D2、D3、D4工作在导通状态下回路流经电容C1、C2，此时电网电压us<-Udc/2。由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C2释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使-uab＝Udc。此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1、C2充电。
5)模态5：MOS管S1、S2、S4关断，S3导通。二极管D2、D4工作在导通状态下回路流经电容C2。当电网电压us>-Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2释放能量将直流母线电压稳定在将ab端的电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使-uab＝Udc/2。此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C2充电，电容C1放电；当电网电压us<-Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2将ab端的电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使-uab＝Udc/2。此时电感吸收能量，电感L上的电流增大，电容C2充电，电容C1放电。
6)模态6：MOS管S3、S4均关断，S1、S2导通。电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道。此时电网电压0<us<-Udc/2。由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C2将释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝0。此时电感吸收能量，电感L上的电流增加，电容C1、C2放电。
通过改变开关管的状态可以对直流母线侧电容进行充放电操作，将直流侧电压稳定在比较理想的状态。各个工作模态的转化遵循PWM(脉冲分配调整)对电路的模态以及工作时间经行选择对。于所提出的电路，在电网的正半周期中，电路的有Udc、Udc/2、0三种电压等级的工作状态，分别对应了模态1、模态2、模态3，分析图9中一个正半周期的PWM调制过程：
(1)阶段一：此时电网电压0<us<+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态3之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内第一次0V到200V范围内的脉冲信号。由于电感L电流不能突变，电容C1、C2足够大。此时模态3下由于电感L直接与电网电压源串联，电感L电压等于电网电压us，电感分压并储存能量，直流母线的功率由电容C1、C2提供。从模态2切换到模态3后，由于电容C1的电压为Udc/2，此时电网电压us小于电容C1电压，为了电流不被二极管截止而发生突变，电感L会提供一个正向电压，电感L储存的能量在模态3时释放。
(2)阶段二：此时电网电压us>+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态1之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内200V到400V范围内的脉冲信号。由于电感电流不能突变，电容C1、C2足够大。此时模态2下由于回路接通的电压被电容箝位Udc/2上，此时电感会分压并储存一部分能量。从模态2切换到模态1之后，由于直流母线侧的电压被箝位在Udc上，同时us<Udc，电感会提供一个正向电压使电流不会被二极管截止而发生突变，在电路在模态2时电感储存的能量会在模态1时释放。
(3)阶段三：此时电网电压0<us<+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态3之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内第二次0V到200V范围内的脉冲信号。由于电感L电流不能突变，电容C1、C2足够大。此时模态3下由于电感L直接与电网电压源串联，电感L电压等于电网电压us，电感分压并储存能量，直流母线的功率由电容C1、C2提供。从模态2切换到模态3后，由于电容C1的电压为Udc/2，此时电网电压us小于电容C1电压，为了电流不被二极管截止而发生突变，电感L会提供一个正向电压，电感L储存的能量在模态3时释放。
在电网的负半周期中，电路的有-Udc、-Udc/2、0三种电压等级的工作状态，分别对应了模态4、模态5、模态6。同理，可类比正半周期的调制策略，用PWM控制负半周期的电路模态切换。
本发明一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，技术效果如下：
1)本发明三电平整流利用电感储能特性，用L上的电流不能突变的特性配合二极管以及电容共同箝位电压，维持母线电压稳定，保证直流母线输出的电压纹波较小。
2)本发明三电平整流电路控制采用脉冲宽度调制技术，能够实现功率因数校正。
3)本发明一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，相比传统整流桥臂，一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器通过多二极管的串联，减小了MOS管承受的电压应力。同时，提供一条额外功率支路直接连接到串联电容器的中点。
4)一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器在提供额外功率通道的同时，由于其加入了新的二极管结构，使得电路的稳定性和可靠性提高。
5)除功率输入端背对背MOS管组外，每个MOS管都有额外的二极管分摊电压应力，开关损耗相对较小，减少电路发热，提高电路效率。
6)该整流器与传统的两电平整流器相比能够实现交流侧相电压的电平数为三个电平，可以显著减小电容值；减小器件的电压应力；减小电路体积与成本；减小了输出电压纹波；减小了电容、半导体器件的体积与成本。
附图说明
图1为本发明多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器电路主拓扑结构图；
图2为本发明多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器电路工作模态一图；
图3为本发明多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器电路工作模态二图；
图4为本发明多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器电路工作模态三图；
图5为本发明多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器电路工作模态四图；
图6为本发明多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器电路工作模态五图；
图7为本发明多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器电路工作模态六图；
图8为本发明电路开关管S1～S4六种工作模态图；
图9为本发明电路电压Uab波形图；
图10为本发明电路交流侧输入电压Us和电流iL波形图；
图11为本发明电路直流输出电压Udc波形图；
图12(1)为本发明电路的开关管脉冲分配图一；
图12(2)为本发明电路的开关管脉冲分配图二；
图12(3)为本发明电路的开关管脉冲分配图三；
图12(4)为本发明电路的开关管脉冲分配图四。
具体实施方式
一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，输入侧中电网电压有效值为220V，频率50Hz,直流侧输出电压400V，开关频率为20kHz，滤波电感L＝3mH，负载RL的阻值为80，输出电容C1＝C2＝4700μF。
一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，该整流器包括新型单相三电平PWM整流电路、整流桥电路、多二极管串联支路、两个串联的稳压电容缓冲电路。
所述整流器的整流桥采用多二极管串联的三电平整流器为单相三电平PWM整流回路，其包括4个全控功率开关管MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor)：S1、S2、S3、S4，6个普通二极管：D1、D2、D3、D4、D5、D6，由开关器件和二极管组成的一个嵌入双向管式整流桥臂，桥臂包括2个功率开关器件，6个箝位二极管。S1源极分别与电感L、二极管D1阳极及二极管D2阴极相连，S1漏极与S2漏极相连；S2源极与交流电源一端、D4阳极及D5阴极相连；S3源极分别与二极管D3阳极及二极管D4阴极相连，S3漏极分别与S4源极以及串联电容中点相连；S4漏极分别与D5阳极及D6阴极相连。
所述PWM整流电路由电感L、开关管S1、S2组成的背对背双向开关组、半导体器件S3、S4、D4、D5组成的双向开关，并联稳压支路由电容C1、C2串联组成。电感L与交流电源的另一端相连，该支路与S1、S2所组成的双向开关并联。稳压支路电容C1、C2串联后与直流母线输出端并联。
所述整流电路由半导体双向开关S1、S2、S3、S4、D4、D5；整流桥二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6及其相并联的电容C1、C2所组成。
由于工频交变电网电压的工作特性，为保证背对背无桥三电平整流电路输出电压的稳定，需要在不同的电网电压区间内调整不同的工作模态：
1)模态1：如图2所示，MOS管全部断开。us>+Udc/2,uab＝Udc，电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C1、C2充电。
2)模态2：如图3所示，MOS管S3导通，其余开关管断开。由于模态2有两种工作状态，故需要分情况讨论。
在us>+Udc/2时,uab＝Udc/2，此时电感L吸收能量，iL逐渐增大，电容C1充电、C2放电。
在us<+Udc/2时,uab＝Udc/2，此时电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C1充电、C2放电。
3)模态3：如图4所示，MOS管S1、S2导通，其余开关管断开。0<us<+Udc/2，uab＝0，电感吸收能量，iL逐渐增大，电容C1、C2放电。
4)模态4：如图5所示，MOS管S3导通，其余开关管断开。us<-Udc/2，uab＝Udc，电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C1、C2充电。
5)模态5：如图6所示，MOS管S4导通，其余开关管断开。由于模态2有两种工作状态，故需要分情况讨论。
在us<-Udc/2时，uab＝Udc/2，此时电感L吸收能量，iL逐渐增大，电容C2充电、C1放电。
在0>us>-Udc/2时，uab＝Udc/2，此时电感L释放能量，iL逐渐减小，电容C2充电、C1放电。
6)模态6：如图7所示，MOS管S1、S2导通，其余开关管断开。0>us>-Udc/2，uab＝0，电感吸收能量，iL逐渐增大，电容C1、C2放电。
通过改变开关管的状态可以对直流母线侧电容进行充放电操作，将直流侧电压稳定在比较理想的状态。各个工作模态的转化遵循PWM(脉冲分配调整)对电路的模态以及工作时间经行选择。对于所提出的电路，在电网的正半周期中，电路的有Udc、Udc/2、0三种电压等级的工作状态，分别对应了模态1、模态2、模态3，分析图9中一个正半周期的PWM调制过程：
(1)阶段一：此时电网电压0<us<+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态3之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内第一次0V到200V范围内的脉冲信号。由于电感L电流不能突变，电容C1、C2足够大。此时模态3下由于电感L直接与电网电压源串联，电感L电压等于电网电压us，电感分压并储存能量，直流母线的功率由电容C1、C2提供。从模态2切换到模态3后，由于电容C1的电压为Udc/2，此时电网电压us小于电容C1电压，为了电流不被二极管截止而发生突变，电感L会提供一个正向电压，电感L储存的能量在模态3时释放。
(2)阶段二：此时电网电压us>+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态1之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内200V到400V范围内的脉冲信号。由于电感电流不能突变，电容C1、C2足够大。此时模态2下由于回路接通的电压被电容箝位Udc/2上，此时电感会分压并储存一部分能量。从模态2切换到模态1之后，由于直流母线侧的电压被箝位在Udc上，同时us<Udc，电感会提供一个正向电压使电流不会被二极管截止而发生突变，在电路在模态2时电感储存的能量会在模态1时释放。
(3)阶段三：此时电网电压0<us<+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态3之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内第二次0V到200V范围内的脉冲信号。由于电感L电流不能突变，电容C1、C2足够大。此时模态3下由于电感L直接与电网电压源串联，电感L电压等于电网电压us，电感分压并储存能量，直流母线的功率由电容C1、C2提供。从模态2切换到模态3后，由于电容C1的电压为Udc/2，此时电网电压us小于电容C1电压，为了电流不被二极管截止而发生突变，电感L会提供一个正向电压，电感L储存的能量在模态3时释放。
在电网的负半周期中，电路的有-Udc、-Udc/2、0三种电压等级的工作状态，分别对应了模态4、模态5、模态6。同理，可类比正半周期的调制策略，用PWM控制负半周期的电路模态切换。
图8、图9、图10、图11为本发明在负载80Ω时的实验波形，为本发明稳态时相关波形图。
图8为本发明电路开关管S1～S4六种工作模态图；用1表示开关管的导通，用0表示开关管的关断。本发明通过不同开关管导通关断的组合，改变电路结构，得到不同的ab端输出电压Uab。±1代表输出额定电压，±1/2代表输出额定电压的一半，0代表ab端电压为0。图9为本发明电路电压Uab波形图；在图8的基础上通过对电路开关管S1～S4的导通、关断状态的调制，本发明在直流母线Udc额定输出电压为400V时，使得ab端的电压能够输出额定电压，额定电压的一半，0三种电压等级，即输出±400V，±200V，0V的电压。图10为本发明电路交流侧输入电压Us和电流iL波形图；表示本发明稳态交流输入电压Us波形保持正弦规律变化；交流输入电流iL波形跟随交流输入电压Us波形，且波形稳定后趋近于正弦波，通过实验波形对比可以看出该电路的电压电流相位基本相同，能够实现功率因数校正功能。
图11为本发明电路直流输出电压Udc波形图；表示本发明以400V为额定电压时，输出得到的直流母线侧电压Udc的稳态波形。
图12(1)为本发明电路的开关管脉冲分配图一。为本发明开关管S1开关脉冲电压US1波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管关断。
图12(2)为本发明电路的开关管脉冲分配图二。为本发明开关管S2开关脉冲电压US2波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管关断。
图12(3)为本发明电路的开关管脉冲分配图三。为本发明开关管S3开关脉冲电压US3波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管关断。
图12(4)为本发明电路的开关管脉冲分配图四。为本发明开关管S4开关脉冲电压US4波形图,表示开关脉冲分配信号，即为开关管导通关断的驱动电压。开关管电压达到12V时，对应图8中的1信号，即开关管导通。开关管电压达到0V时，对应图8中的0信号，即开关管关断。

Claims (7)

1.一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，其特征在于包括：
开关管S1、S2、S3、S4，二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6，电感L，电容C1、C2；
交流电源一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接开关管S1漏极、二极管D1阳极、二极管D2阴极；
交流电源另一侧分别连接开关管S2漏极、二极管D4阳极、二极管D5阴极；
开关管S1源极连接开关管S2源极；
二极管D1阴极分别连接二极管D3阴极、电容C1一端；
二极管D2阳极分别连接二极管D6阳极、电容C2另一端；
开关管S3漏极分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极；
开关管S4源极分别连接二极管D5阳极、二极管D6阴极；
电容C1另一端分别连接开关管S3源极、开关管S4漏极、电容C2一端；
负载R两端分别连接电容C1一端、电容C2另一端。
2.根据权利要求1所述一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，其特征在于：4个开关管S1、S2、S3、S4，6个二极管：D1、D2、D3、D4、D5、D6，它们组成的一个嵌入双向管式整流桥臂，桥臂包括2个功率开关器件，6个箝位二极管。
3.根据权利要求1所述一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，其特征在于：电感L、开关管S1、S2组成的背对背双向开关组。
4.根据权利要求1所述一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，其特征在于：半导体器件S3、S4、D4、D5组成的双向开关。
5.根据权利要求1所述一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，其特征在于：电容C1、C2串联组成并联稳压支路。
6.根据权利要求1-5所述任意一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，其特征在于：在不同的电网电压区间内，调整不同的工作模态：
1)模态1：MOS管S1、S2、S3、S4均关断，二极管D1、D6工作在导通状态下回路流经电容C1、C2，此时电网电压us<Udc；电容C1、C2释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，由于电感L上的电流不能突变，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc；此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1、C2充电；
2)模态2：MOS管S1、S2、S3关断，S4导通；二极管D1、D5工作在导通状态下回路流经电容C1；当电网电压us<+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1释放能量将ab端电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2；此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1充电，电容C2放电；当电网电压us>+Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C1将ab端的电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝Udc/2；此时电感吸收能量，电感L上的电流增大，电容C1充电，电容C2放电；
3)模态3：MOS管S3、S4均关断，S1、S2导通；电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道；此时电网电压0<us<+Udc/2；由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝0；此时电感吸收能量，电感L上的电流增加，电容C1、C2放电；
4)模态4：MOS管S1、S2、S3、S4均关断，二极管D2、D3、D4工作在导通状态下回路流经电容C1、C2，此时电网电压us<-Udc/2；由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C2释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使-uab＝Udc；此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C1、C2充电；
5)模态5：MOS管S1、S2、S4关断，S3导通；二极管D2、D4工作在导通状态下回路流经电容C2；当电网电压us>-Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2释放能量将直流母线电压稳定在将ab端的电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使-uab＝Udc/2；此时电感释放能量，电感L上的电流减小，电容C2充电，电容C1放电；当电网电压us<-Udc/2时，由于电感L上的电流不能突变，电容C2将ab端的电压稳定在Udc/2上，电感L上会产生一个平衡电压使-uab＝Udc/2；此时电感吸收能量，电感L上的电流增大，电容C2充电，电容C1放电；
6)模态6：MOS管S3、S4均关断，S1、S2导通；电路中的二极管全部截止，电网与负载没有功率通道；此时电网电压0<us<-Udc/2；由于电感L上的电流不能突变，电容C1、C2将释放能量将直流母线电压稳定在Udc上，电感L上会产生一个平衡电压使uab＝0；此时电感吸收能量，电感L上的电流增加，电容C1、C2放电。
7.根据权利要求6所述任意一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器，其特征在于：通过改变开关管的状态可以对直流母线侧电容进行充放电操作，在电网的正半周期中，电路的有Udc、Udc/2、0三种电压等级的工作状态，分别对应了模态1、模态2、模态3，一个正半周期的PWM调制过程：
(1)阶段一：此时电网电压0<us<+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态3之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内第一次0V到200V范围内的脉冲信号；由于电感L电流不能突变，电容C1、C2足够大；此时模态3下由于电感L直接与电网电压源串联，电感L电压等于电网电压us，电感分压并储存能量，直流母线的功率由电容C1、C2提供；从模态2切换到模态3后，由于电容C1的电压为Udc/2，此时电网电压us小于电容C1电压，为了电流不被二极管截止而发生突变，电感L会提供一个正向电压，电感L储存的能量在模态3时释放；
(2)阶段二：此时电网电压us>+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态1之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内200V到400V范围内的脉冲信号；由于电感电流不能突变，电容C1、C2足够大；此时模态2下由于回路接通的电压被电容箝位Udc/2上，此时电感会分压并储存一部分能量；从模态2切换到模态1之后，由于直流母线侧的电压被箝位在Udc上，同时us<Udc，电感会提供一个正向电压使电流不会被二极管截止而发生突变，在电路在模态2时电感储存的能量会在模态1时释放；
(3)阶段三：此时电网电压0<us<+Udc/2，电路的工作状态会在模态2与模态3之间根据PWM比较出的调制波形来回切换，对应图9中一个正半周期内第二次0V到200V范围内的脉冲信号；由于电感L电流不能突变，电容C1、C2足够大；此时模态3下由于电感L直接与电网电压源串联，电感L电压等于电网电压us，电感分压并储存能量，直流母线的功率由电容C1、C2提供；从模态2切换到模态3后，由于电容C1的电压为Udc/2，此时电网电压us小于电容C1电压，为了电流不被二极管截止而发生突变，电感L会提供一个正向电压，电感L储存的能量在模态3时释放。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113437887A (zh) * 2021-06-28 2021-09-24 三峡大学 基于多二极管串联双向开关的三电平整流器
CN113437883A (zh) * 2021-06-28 2021-09-24 三峡大学 一种并联式单管双向开关的三电平整流器
CN113437882A (zh) * 2021-06-28 2021-09-24 三峡大学 基于并联式多二极管串联双向开关的三电平整流器

Citations (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1849741A (zh) * 2003-09-11 2006-10-18 英国氧气集团有限公司 功率因数校正电路
CN101728964A (zh) * 2010-01-12 2010-06-09 浙江大学 单电感三电平无桥功率因数校正变换器
CN102097959A (zh) * 2010-12-28 2011-06-15 易事特电力系统技术有限公司 三相三电平vienna型整流器的空间矢量脉宽调制方法
CN103107692A (zh) * 2012-12-03 2013-05-15 江苏嘉钰新能源技术有限公司 一种功率因数校正电路的采样地电路
CN103187887A (zh) * 2011-12-31 2013-07-03 伊顿公司 用于三相三线Vienna 整流器的控制器
CN205283423U (zh) * 2016-01-13 2016-06-01 深圳市科华恒盛科技有限公司 三相pfc整流电路
CN106026630A (zh) * 2016-05-18 2016-10-12 浙江大学 一种变模态无桥pfc电路
CN106505894A (zh) * 2016-11-01 2017-03-15 中国矿业大学 一种改进型三电平变流器拓扑结构及其调制方法
CN107579671A (zh) * 2017-10-10 2018-01-12 湖北工业大学 单相三电平无桥pfc整流器
CN207603468U (zh) * 2017-12-25 2018-07-10 三峡大学 一种单向混合型三相三电平整流器
CN108400705A (zh) * 2017-02-04 2018-08-14 中兴通讯股份有限公司 一种无桥pfc电路
CN108462399A (zh) * 2018-01-11 2018-08-28 浙江大学 一种高效整流器
CN109713929A (zh) * 2019-01-07 2019-05-03 三峡大学 一种基于零电压软开关的三相三开关两电平整流器
CN110855164A (zh) * 2019-11-29 2020-02-28 深圳市科华恒盛科技有限公司 控制方法、系统及终端设备
CN111342684A (zh) * 2020-04-17 2020-06-26 广东工业大学 一种单相三电平Buck PFC整流器及其控制方法
CN111416536A (zh) * 2020-04-24 2020-07-14 三峡大学 基于双向管插入式的单相双升压无桥五电平整流器
CN111525821A (zh) * 2020-06-02 2020-08-11 哈尔滨工业大学（威海） 一种新型pfc整流电路
CN111756257A (zh) * 2020-06-16 2020-10-09 三峡大学 基于三开关管的双升压三电平整流器

Patent Citations (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1849741A (zh) * 2003-09-11 2006-10-18 英国氧气集团有限公司 功率因数校正电路
CN101728964A (zh) * 2010-01-12 2010-06-09 浙江大学 单电感三电平无桥功率因数校正变换器
CN102097959A (zh) * 2010-12-28 2011-06-15 易事特电力系统技术有限公司 三相三电平vienna型整流器的空间矢量脉宽调制方法
CN103187887A (zh) * 2011-12-31 2013-07-03 伊顿公司 用于三相三线Vienna 整流器的控制器
CN103107692A (zh) * 2012-12-03 2013-05-15 江苏嘉钰新能源技术有限公司 一种功率因数校正电路的采样地电路
CN205283423U (zh) * 2016-01-13 2016-06-01 深圳市科华恒盛科技有限公司 三相pfc整流电路
CN106026630A (zh) * 2016-05-18 2016-10-12 浙江大学 一种变模态无桥pfc电路
CN106505894A (zh) * 2016-11-01 2017-03-15 中国矿业大学 一种改进型三电平变流器拓扑结构及其调制方法
CN108400705A (zh) * 2017-02-04 2018-08-14 中兴通讯股份有限公司 一种无桥pfc电路
CN107579671A (zh) * 2017-10-10 2018-01-12 湖北工业大学 单相三电平无桥pfc整流器
CN207603468U (zh) * 2017-12-25 2018-07-10 三峡大学 一种单向混合型三相三电平整流器
CN108462399A (zh) * 2018-01-11 2018-08-28 浙江大学 一种高效整流器
CN109713929A (zh) * 2019-01-07 2019-05-03 三峡大学 一种基于零电压软开关的三相三开关两电平整流器
CN110855164A (zh) * 2019-11-29 2020-02-28 深圳市科华恒盛科技有限公司 控制方法、系统及终端设备
CN111342684A (zh) * 2020-04-17 2020-06-26 广东工业大学 一种单相三电平Buck PFC整流器及其控制方法
CN111416536A (zh) * 2020-04-24 2020-07-14 三峡大学 基于双向管插入式的单相双升压无桥五电平整流器
CN111525821A (zh) * 2020-06-02 2020-08-11 哈尔滨工业大学（威海） 一种新型pfc整流电路
CN111756257A (zh) * 2020-06-16 2020-10-09 三峡大学 基于三开关管的双升压三电平整流器

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113437887A (zh) * 2021-06-28 2021-09-24 三峡大学 基于多二极管串联双向开关的三电平整流器
CN113437883A (zh) * 2021-06-28 2021-09-24 三峡大学 一种并联式单管双向开关的三电平整流器
CN113437882A (zh) * 2021-06-28 2021-09-24 三峡大学 基于并联式多二极管串联双向开关的三电平整流器
CN113437882B (zh) * 2021-06-28 2024-02-13 三峡大学 基于并联式多二极管串联双向开关的三电平整流器

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Assignor: CHINA THREE GORGES University

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Denomination of invention: A back-to-back bridgeless three-level rectifier with multiple diodes in series

Granted publication date: 20220503

License type: Common License

Record date: 20231024