CN102868294A

CN102868294A - 车载充电机功率因数效率的控制装置

Info

Publication number: CN102868294A
Application number: CN2012104050212A
Authority: CN
Inventors: 张未; 李霞; 方波
Original assignee: SUZHOU SHUNTANG NEW ENERGY ELECTRIC CONTROL EQUIPMENT CO Ltd
Current assignee: SUZHOU SHUNTANG NEW ENERGY ELECTRIC CONTROL EQUIPMENT CO Ltd
Priority date: 2012-10-22
Filing date: 2012-10-22
Publication date: 2013-01-09

Abstract

一种车载充电机功率因数效率的控制装置，包括：波形数字化电路：对输入波形进行数字化；波形判断电路：判断输入的波形是否为正半周；电流环检测电路：检测流过电感上的电流是否为零或是否达到要求值；控制电路：在波形判断模块判断波形为正半周且流过电感上的电流降为零时，开通第一开关管，为电感充电，当电流达到要求值时关断第一开关管，所述电感放电，直到所述电感上电流为零，再次开通第一开关管；在波形判断模块判断波形为负半周时且流过电感上的电流降为零时，开通第二开关管，为所述电感充电，当电流达到要求值时关断第二开关管，所述电感放电，直到所述电感上电流为零，再次开通第二开关管。

Description

车载充电机功率因数效率的控制装置

技术领域

本发明涉及一种电动汽车车载充电机功率因数控制方法，特别是一种高效的电动汽车车载充电机功率因数控制方法。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)已经成为电力电子行业中的热点。无桥Boost PFC电路相对于传统功率因数校正电路省略了输入整流桥，不仅可以节省空间，同时又大幅度降低了导通损耗，效率提高约3％～4％，特别是在大功率、大电流应用场合，有着明显的效率优势，具有了工业应用的前景，但是因为无桥PFC不采用整流桥使得传统PFC控制所需的输入半波正弦电压无法直接采样。而且电感电流方向的周期性变换也给电流的检测带来困难，增加了无桥Boost PFC控制电路的设计难度。

目前需要本领域技术人员迫切解决的一个技术问题就是：如何能够创新地提出一种高效的车载充电机功率因数电路装置，以解决现有技术中存在的不足，有效的实现无桥交错PFC的控制的方法和电路装置。

发明内容

一种车载充电机功率因数效率的控制装置，包括：波形数字化电路、波形判断电路、电流环检测电路、控制电路，其中：

波形数字化电路：对输入波形进行数字化；

波形判断电路：判断输入的波形是否为正半周；

电流环检测电路：检测流过电感上的电流是否为零或是否达到要求值；

控制电路：在波形判断模块判断波形为正半周且流过电感上的电流降为零时，开通第一开关管，为电感充电，当电流达到要求值时关断第一开关管，所述电感放电，直到所述电感上电流为零，再次开通第一开关管；

在波形判断模块判断波形为负半周时且流过电感上的电流降为零时，开通第二开关管，为所述电感充电，当电流达到要求值时关断第二开关管，所述电感放电，直到所述电感上电流为零，再次开通第二开关管。

进一步的，所述输入波形为220V，50hZ的市电。

进一步的，还包括复杂可编程逻辑器件CPLD，用于计算第一开关管开通到关闭的时间T，控制电路控制第三开关管在第一开关管动作之后T/2跟随第一开关管开通或关闭。

进一步的，还包括复杂可编程逻辑器件CPLD，用于计算第二开关管开通到关闭的时间T，控制电路控制第四开关管在第二开关管动作之后T/2跟随第二开关管开通或关闭。

本发明的目的在于提供一种高效的车载充电机功率因数效率的控制装置，以解决现有技术中存在的不足。其中，对输入波形进行数字化处理解决输入半波正弦电压无法直接采样的问题，并且利用软件控制过零点检测克服了电感电流方向的周期性变换带来的检测困难。

附图说明

图1为本发明有源无桥交错PFC电路图

图2为本发明正半周一组MOS管交替导通波形示意图

图3为本发明有源无桥交错PFC具体工作过程

图4为本发明过零点检测的原理图

图5为本发明电流检测电路

图6为本发明实现交错PFC软件控制流程图

图7为本发明不同输出功率的效率图

图8为车载重点击功率因数效率控制装置结构示意图

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明车载充电机功率因数效率的控制方法的实现进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明功率因数电路装置采用的是有源无桥交错PFC拓扑，这是因为有源PFC电路不仅可以达到接近1的功率因数以及很低的THD值而且可以适应宽范围电压输入。有源PFC电路输出电压一般为高压400V左右，可以使用较小的电解电容来满足输出电压保持时间的要求。同时也有利于减小后级DC/DC电路的损耗。本文所研究的有源无桥交错PFC电路就属于一种高功率、低损耗的有源PFC电路，具体如图1，电路中有两组MOS管，每一组MOS管交替导通。

本发明所采用的有源无桥交错PFC的工作模式为临界模式。临界断续电流模式控制是一种变频模式的控制方式，这种控制方式在关断开关管后直到电流降低到零才再次开通开关管。临界控制方法所采用的交流电是工频50Hz市电，图2为正半周一组MOS管交替导通的波形图，临界控制方式的电感电流在开关管开通时刻已降至零，可以消除二极管反向恢复所引起的主开关的损耗，而且这种开关管的控制方法结构简单。

技术方案如下：

波形数字化电路：对输入波形进行数字化；

波形判断电路：判断输入的波形是否为正半周；

复杂可编程逻辑器件CPLD计算第一开关管开通到关闭的时间T，控制电路控制第三开关管在第一开关管动作之后T/2跟随第一开关管开通或关闭，计算第二开关管开通到关闭的时间T，控制电路控制第四开关管在第二开关管动作之后T/2跟随第二开关管开通或关闭。

具体的工作流程为(如图8所示)：

在交流电的正半波周期内，MOS管T100，T102作为开关管，以80-150K的频率控制开通和关断，而MOS管T101作为二极管使用，具体为：(其中图示的电流方向都是从正到负)

MOS管T100开通，电流从电源正极出发，从TF1A流向L102，经过T100，经过续流桥D100回电源负极，等效为一个充电电路，等效为图3(a)。

当TF1A电流环检测到电流达到要求的电流值时，关闭MOS管T100，由于电感L102上的电流不能突变，继续从左往右，经过作二极管用的T101，到滤波电容，经过续流桥D100回电源负极，等效于一个Boost升压电路，等效为图3(b)，直至电感L102上的电流为零时，重新开通MOS管T100。

设定MOS管T100从开通到关断的时间为T，通过CPLD计算出第一开关管的开通到关断的时间T，然后控制第三开关管在第一开关管动作之后的T/2跟随第一开关管开通关断，从而控制T102在T/2时间后对T100进行跟随，这种控制还可以利用软件或硬件装置实现；过零点检测电路只对L102做了检测(而不检测L103上的电流)，这是因为第二路的电流波形是由第一路电流波形来决定的，这样出来的波形才能如图2所示，比较理想。

在交流电的负半波周期内，MOS管T101，T103作为开关管，以80-150K的频率控制开通和关断，(此频率受复杂可编程逻辑器件CPLD控制，CPLD的工作频率为100M)，而MOS管T102作为二极管使用，具体为：MOS管T101合上，电流经过续流桥D100，流过T101，电流方向从L102流向TF1A，流回电源负极，等效于一个充电电路，等效为图3(c)。

当TF1A电流环检测到电流达到要求的电流值时，关断MOS管T101，电流经滤波电容，流向作为二极管使用的T100，电感流回电源负极，等效于一个升压BOOST电路，等效为图3(d)，当电感L102上的电流为零时，重新开通MOS管T101。

设定MOS管T101从开通到关断的时间为T，控制T103在T/2时间后对T101进行跟随，这种控制可以利用软件或硬件装置实现；同样，第二路的电流波形，由第一路电流波形来决定的。

用CPLD(Complex Programmable Logic Device)控制两组MOS管的开通与关断，主要是通过检测流过电感上的电流，电流达到要求值时关断相应MOS管，电流降为零时，则开通相应的MOS管。本发明功率因数电路装置过零点检测的原理图如图1所示，电感L102左边的对应为A点，右边的对应为B点，根据说选电感的属性，感应线圈右边对应为A’，左边对应为B’，如图1所示。具体的实施过称为：

当正半周时，MOS管T100关断时，由于电感L102上的电流不能突变，因此电流会继续从左到右流，即U_B＞U_A，U_BA＞0，对应的U_B’＞U_A’，U_B’A’＞0，即图4的上负下正，电流形不成回路，由于正半周时，U_IN～_SIGN＝L；/U_IN～_SIGN＝H；即T10导通，T9关闭，D35、D34导通，

U_A’＝0.65V；

UD35-A＝0.65*2＝1.3V；

U_C’＝(5-1.3)*1/11+1.3＝1.63V；

U_{E^{'}} = 5 V * (\frac{1 K}{1 K + 10 K}) = 0.455 V

即IC10A的第四脚电压为1.63V，IC10A的第3脚电压经分压U_E’得0.455V，第3脚的电压小于第4脚的电压，因此PFC_CUR1_ZERO输出为低电平；

当L102上的电流减小到零时，由于MOS管T100内部的寄生电容上的电压为有源无桥交错PFC电路的输出电压，即U_B＝U_ZK+，U_A＝输入交流的电流有效值，此时给L102反向充电，U_B慢慢减小，当减小到比U_A小的时候，电压反向，即U_A＞U_B，U_AB＞0，对应的U_A’＞U_B’，U_A’B’＞0，即图4的上正下负，由于U_A’被二极管D34钳位在0.65V，而U_A’＞U_B’，所于U_B’的电压要小于0.65V，这样电流回路从+5V经R48，R117，D33到B’再到A’最后经过D34，T10流到GND。为了确保过零点时PFC_CUR1_ZERO可以翻转成高电平(低到高跳变时，即有零电流信号，就将MOS管T100重新开通)，硬件上就必须保证IC10A的第4脚电压要低于第3脚的电压0.455V，反之，若第4脚的电压为临界值0.455V，U_C’＝0.455V，由欧姆定律可得：

\frac{5 - U_{C^{'}}}{U_{C^{'}} - U_{D^{'}}} = \frac{1 K}{100}

化简可得U_D’＝0.0005V，

而U_B’＝U_D’-0.650.0005-0.65＝-0.6495V；

U_A’B’＝U_A’-U_B’＝0.65-(-0.6495)＝1.2995V，

同理负半周时，U_IN～_SIGN＝H，/U_IN～_SIGN＝L，即T9导通，T10关闭，D33、D32导通，当MOS管T101关断时，由于电感L102上的电流不能突变，因此电流会继续从右到左流，即U_A＞U_B，U_AB＞0，对应的U_A’＞U_B’，U_A’B’＞0，即图4的上正下负，电流行不成回路。

当L102电流过零，电压反向时，即U_B＞U_A，U_BA＞0，对应的U_B’＞U_A’，U_B’A’＞0，即图4的上负下正，由于U_B’被二极管D32钳位在0.65V，由于U_B’＞U_A’，所于UA’要小于0.65V，这样电流回路从+5V经R48、R117、D35到A’再到B’最后经过D32、T9流至GND。

因为本发明采用的是CPLD控制零电流的开通关断，图4是检测过零点，还需要检测电流，具体的电流检测电路的原理图为图5，具体实施为：

当正半周时，PFC_U_IN～_SIGN为低电平，即U_IN～_SIGN为低电平，/U_IN～_SIGN为高电平，T3、T4关闭，T5导通，由于PFC_CUR_1与PFC_CUR_1_RTN之间有一个5欧的电阻(图5(b)为4个20欧电阻并联)。电流从TF1B的2端到D11经过T5到PFC_CUR_1经5欧的电阻再到D9，最后回到TF1B的4端，采集到的电流经5欧电阻后，变成电压量送至U10的第4脚，跟U10的第3脚的目标值进行比较，当PFC_CUR_1_HIGH从高低跳变时，就说明测量值电流已经达到输入要求的电流了，即关闭相应MOS管。

同理负半周时，PFC_U_IN～_SIGN为高电平，即U_IN～_SIGN为高电平，/U_IN～_SIGN为低落电平，T3、T4导通，T5关闭。电流从TF1B的4端经过D6到T3再到PFC_CUR_1，经5欧的电阻和D10回到TF1B的2端，采集到的电流经5欧电阻，转换成电压量进U10的第4脚，和U10第3脚的目标值进行比较，当PFC_CUR_1_HIGH从高向低跳变时，就说明测量值电流已经达到输入要求的电流了，即关闭MOS管。

主要是通过软件来控制图5中四个MOS管开通与关断，实现高效的无桥交错PFC，具体框图如图6所示。其控制装置结构图如图8所示。

本发明车载充电机功率因数电路装置可以使PFC的效率在97.5％以上，在输出功率为2.2KW时达到98％，具体可见充电机的效率图7。

采用数字控制的零电压开关技术来设计电流，方便控制，同时效率可达98％，输入电流总谐波干扰THD(Total Harmonic Distortion)＜5％。

无桥功率因数校正电路降低了功率因数校正电路导通损耗和共模电流造成的电磁干扰，但是为解决开关损耗问题，降低开关损耗的重要措施是软开关技术，具体为零电流转换ZCS(Zero Current Switching)，本发明即为采用零电流转换软开关技术控制无桥Boost PFC电路的控制方法。

本发明所采用软件控制方法以及相应的硬件电路装置可使车载充电机功率因数电路的效率达到98％。

最后应当说明的是，很显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型。

Claims

1.一种车载充电机功率因数效率的控制装置，包括：波形数字化电路、波形判断电路、电流环检测电路、控制电路，其中：

波形数字化电路：对输入波形进行数字化；

波形判断电路：判断输入的波形是否为正半周；

2.如权利要求1所述的车载充电机功率因数效率的控制装置，其特征在于：

所述输入波形为220V，50hZ的市电。

3.如权利要求1所述的车载充电机功率因数效率的控制装置，其特征在于还包括复杂可编程逻辑器件CPLD，用于计算第一开关管开通到关闭的时间T，控制电路控制第三开关管在第一开关管动作之后T/2跟随第一开关管开通或关闭。

4.如权利要求1所述的车载充电机功率因数效率的控制装置，其特征在于还包括复杂可编程逻辑器件CPLD，用于计算第二开关管开通到关闭的时间T，控制电路控制第四开关管在第二开关管动作之后T/2跟随第二开关管开通或关闭。