CN101552546A - 用于临界导通模式的无桥功率因数校正电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭露一种无桥功率因数校正电路系统及其控制方法。该系统包含一无桥功率因数校正电路，包含有一第一切换开关、一第一电感与一第二电感，一第一辅助绕组，耦合于该第一电感，且产生一第一感测信号，以及一第二辅助绕组，耦合于该第二电感，且产生一第二感测信号，其中该第一感测信号与第二感测信号用于产生一电感电流检测信号，且当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第一切换开关。

Description

用于临界导通模式的无桥功率因数校正电路及其控制方法

技术领域

本发明揭露一种用于临界导通模式(Critical Conduction Mode)的无桥功率因数校正电路(Bridgeless PFC)及其控制方法，可用以解决无桥PFC的临界导通模式的控制问题。

背景技术

传统的升压型功率因数校正电路(Boost PFC)电路中整流桥损耗成为整个开关电源的主要损耗之一。随着对转换效率的要求提高，由传统Boost PFC拓扑衍生而来的无桥Boost拓扑逐渐成为研究的焦点。它省略掉了Boost PFC前端的整流桥，减少了一个二极管的通态损耗，提高了效率。而双重升压型功率因数校正电路(Dual Boost PFC，DBPFC)是一种适用于中、大功率的无桥PFC拓扑(参见图1)。在图1中，该无桥PFC接收输入电压Vin，产生一输出电压Vo，且包括二极管D1-D4，开关S1-S2，电感L1-L2与输出电容Co。

在中、小功率应用中，工作于临界连续电流模式下的传统Boost PFC拓扑，因其结构简单，稳定性好，开关应力小，得到了广泛的应用。在临界导通模式中，电感电流必须在下一个周期开始之前下降到零。因为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)在电感电流达到零之前无法导通，而且没有升压整流二极管的反向恢复损耗，这一模式下的工作效率较高。其次，因为周期之间没有死区时间(dead time)，交流线路电流是连续的，流过线圈的是一个三角波电流。PFC将调整这些三角波的幅度以使得线圈电流平均为(整流后的)正弦波(参见图2，其中的三角波区域的意义及波形与横座标等的名称均如该图所示，在此不再赘述)。

在传统的Boost PFC中，通常运用检测Boost电感辅助绕组电压的方法来判断电感电流归零的时间，从而实现临界连续电流模式控制。电感辅助绕组的极性与电感相反，MOSFET导通时，辅助绕组电压为负值，且与整流后的交流电压幅值成比例；MOSFET关断时，辅助绕组的电压感应为正值，与输出电压和整流后交流电压的差值成比例，当电感电流归零时，MOSFET输出端的杂散电容和升压电感谐振，辅助绕组的电压谐振下降，当其低于IC所设定的阈值电压(threshold voltage)时，即送出导通MOSFET的信号，这样就可以实现临界导通模式的控制。这种方法已经为许多IC采用，例如L6561、FAN7528、NCP1606、UCC38050等(参见图3)。图3是已知的Boost PFC电路中通过检测Boost电感辅助绕组电压实现临界连续电流模式控制的电路示意图。在图3中，该PFC接收输入电压Vin与产生一输出电压Vo，且包括二极管D1-D6，电阻R1-R6及R_ZCD，开关S1，集成电路(IC：FAN7529，包含端点：MOT、COMP、CS、INV与ZCD)、电感L1及辅助绕组N_AUX，以及电容C1-C2与Co，其中GND为接地端。

图4(a)-(b)分别为已知的Dual Boost PFC电路在一个工作频率周期的正、负半周的工作状态的电路示意图。图4所包含的元件与图1中的相同，其中开关S1和S2的驱动信号同相。输入电压Vin正半周时，L1、D3、D1、S1与C1组成一个BOOST电路。S1开通时，电流流过L1、S1，而其返回路径有两条，一是经D1返回，一是经S2和L2返回；S1关断时，电流流过L1、D3与C1，其返回路径同上，一是经D1返回，一是经S2的体二极管和L2返回。输入电压负半周时，L2、D4、S2、D2与C1组成另外一个BOOST电路。S2开通时，电流流过L2、S2，返回路径有两条，一是经D2返回，一是经S1和L1返回；S2关断时，电流流过L2、D4与C1，返回路径一是经D2返回，一是经S1的体二极管和L1返回。由于D1与D2钳制交流到BOOST的输出负端，可以获得与传统Boost PFC电路相同的共模噪声。由于在一个开关周期内电流只经过两个元件，减小了导通损耗。

图5是利用电流互感器实现临界导通模式控制的已知的Dual Boost PFC的电路示意图。除与图1相同的部分外，其上包括一RS触发器，一比较器、一误差放大器EA与三个电流互感器CT1-CT3。由于Dual Boost PFC电路在输入电压正负半周时共对应了三个电流支路，所以必须以对应的三个电流互感器CT1-CT3采样电感电流，在电感电流归零时导通MOSFET以实现临界导通模式控制。MOSFET的关断时刻由斜波信号(ramp signal)和电压误差放大器EA的输出信号Vcomp决定。

图6是图5所示电路的控制信号波形图，其包括电感电流(信号)、电流互感器信号、斜波(信号)、Q1驱动(信号)与Q2驱动(信号)。由于电感电流信号是通过电流互感器采样得到的，其幅值随着输入交流电压的高低、输出负载的轻重而变化。当电感电流幅值很小时，该信号易被杂讯干扰，使MOSFET的开通产生误动作，丧失零电压开通条件；当输入电压很高时，电感电流的下降斜率很缓慢，由于检测阈值很小，在电感电流降到零之前，MOSFET被开通，这样将使开通损耗增加。

图7是图5所示电路在高输入电压、满载条件下(264Vin，310W负载)电感电流归零检测失败的波形，其显示一处电流未到零，而开关就开启了，导致其相关的损耗较大。

因此，已知技术存在上述缺点亟待改进。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种利用检测两个电感辅助绕组组合电压的方法以实现电感电流归零检测，从而控制DBPFC以临界导通模式工作。该控制方法无需检测电感电流，无需检测交流输入电压，能够获得与交流输入电压和输出负载无关的电感电流归零检测信号，从而使MOSFET动作准确，减小导通损耗，提高轻载时的功率因数，且降低总电流谐波失真。

本发明的又一主要目的在于提供一种无桥功率因数校正电路系统，包含一无桥功率因数校正电路，包含有一第一输入端与一第二输入端及一第一输出端与一第二输出端，且包括一第一切换开关，包含一第一端与一第二端，其中该第二端耦合于该第二输出端，一第一电感，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一输入端，且该第二端耦合于该第一切换开关的该第一端，一第一二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第一电感的该第一端，且该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端，一第二电感，包含一第一端耦合于该第二输入端，以及一第二二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第二电感的该第一端，且该第二二极管的该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端，以及一电感电流感测电路，包括一第一辅助绕组，磁性耦合于该第一电感，且包含一第一端用于产生一第一感测信号，一第二辅助绕组，磁性耦合于该第二电感，且包含一第一端用于产生一第二感测信号，其中该第一感测信号与第二感测信号用于产生一电感电流检测信号，且当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第一切换开关。

根据上述构想，该第一辅助绕组与该第二辅助绕组还分别包括一第二端，该第一辅助绕组的该第二端与该第二辅助绕组的该第二端均用于接收一预定电压值或接地，该第一辅助绕组的一极性与该第一电感的一极性相反，该第二辅助绕组的一极性与该第二电感的一极性相反，该电感电流感测电路还包括一第一电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第二辅助绕组的该第一端，一第二电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一辅助绕组的该第一端，且该第二端耦合于该第一电阻的第二端，以及一电容，包含一第一端与第二端，其中该第一端耦合于该第二电阻的该第二端且输出该电感电流检测信号，且该第二端接地。

根据上述构想，该无桥功率因数校正电路为一双重升压型功率校正电路，该双重升压型功率校正电路还包括一第二切换开关，当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第二切换开关，且该第一电阻与该第二电阻具有相同的电阻值。

根据上述构想，该系统还包括一控制电路，该第二电感还包括一第二端，该无桥功率因数校正电路为一双重升压型功率校正电路，该双重升压型功率校正电路还包括一第二输出端、一包含一第一端与一第二端之第二切换开关，及各包含一阳极与一阴极的一第三二极管与一第四二极管，该第三二极管的该阳极耦合于该第一电感的该第二端，该第三二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第四二二极管的该阳极耦合于该第二电感的该第二端与该第二切换开关的该第一端，该第四二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第一切换开关的该第二端与该第二切换开关的该第二端耦合于该第二输出端，且该控制电路包括一错误放大器，接收一参考电压与该双重升压型功率校正电路所产生的一输出电压反馈信号，且用以产生一第一输出信号，一比较器，接收该第一输出信号与一外加的斜坡信号，且用以产生一第二输出信号，以及一触发器，包含一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中该第一输入端接收该电感电流检测信号，该第二输入端接收该第二输出信号，该输出端产生一驱动信号，且该驱动信号用于驱动该第一与该第二切换开关。

根据上述构想，该触发器为一RS触发器。

本发明的次一主要目的在于提供一种无桥功率因数校正电路系统，包含一无桥功率因数校正电路，包含有一第一输入端与一第二输入端及一第一输出端，且包括一第一切换开关，包含一第一端，一第一电感，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一输入端，且该第二端耦合于该第一切换开关的该第一端，一第一二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第一电感的该第一端，且该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端，一第二电感，包含一第一端耦合于该第二输入端，以及一第二二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第二电感的该第一端，且该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端，一第一辅助绕组，耦合于该第一电感，且产生一第一感测信号，以及一第二辅助绕组，耦合于该第二电感，且产生一第二感测信号，其中该第一感测信号与第二感测信号用于产生一电感电流检测信号，且当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第一切换开关。

根据上述构想，该第一辅助绕组的一极性与该第一电感的一极性相反，该第二辅助绕组的一极性与该第二电感的一极性相反，该第一辅助绕组包含一第一端与一第二端，该第一端输出该第一感测信号，该第二辅助绕组包含一第一端与一第二端，该第二辅助绕组的该第一端输出该第二感测信号，且该第一与该第二辅助绕组的该第二端用于接收一预定电压或接地，而该电感电流感测电路还包括一第一电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第二辅助绕组的该第一端，一第二电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一辅助绕组的该第一端，且该第二端耦合于该第一电阻的第二端，以及一电容，包含一第一端与第二端，其中该第一端耦合于该第二电阻的该第二端且输出该电感电流检测信号，且该第二端接地。

根据上述构想，该第一电阻与该第二电阻具有相同的电阻值。

根据上述构想，该系统还包括一控制电路，该第二电感还包括一第二端，该第一切换开关还包括一第二端，该无桥功率因数校正电路为一双重升压型功率校正电路，该双重升压型功率校正电路还包括一第二输出端、一包含一第一端与一第二端的第二切换开关，及各包含一阳极与一阴极的一第三与一第四二极管，该第三二极管的该阳极耦合于该第一电感的该第二端，该第三二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第四二二极管的该阳极耦合于该第二电感的该第二端与该第二切换开关的该第一端，该第四二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第一切换开关的该第二端与该第二切换开关的该第二端耦合于该第二输出端，且该控制电路包括一错误放大器，接收一参考电压与该双重升压型功率校正电路所产生的一输出电压反馈信号，且用以产生一第一输出信号，一比较器，接收该第一输出信号与一外加的斜坡信号，且用以产生一第二输出信号，以及一触发器，包含一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中该第一输入端接收该电感电流检测信号，该第二输入端接收该第二输出信号，该输出端产生一驱动信号，且该驱动信号用于驱动该第一与该第二切换开关。

本发明的下一主要目的在于提供一种用于一无桥功率因数校正电路系统的控制方法，其中该系统包括一无桥功率因数校正电路，该电路包含有一第一切换开关，一第一与一第二电感，一耦合于该第一电感的第一辅助绕组，及一耦合于该第二电感的第二辅助绕组，且该方法包含下列步骤：使该第一辅助绕组产生一第一感测信号；使该第二辅助绕组产生一第二感测信号；运用该第一与该第二感测信号以产生一电感电流检测信号；以及当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第一切换开关。

根据上述构想，该第一辅助绕组的一极性与该第一电感的一极性相反，且该第二辅助绕组的一极性与该第二电感的一极性相反。

根据上述构想，该方法还包括下列步骤：当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第二切换开关。

根据上述构想，该方法还包括下列步骤：产生一驱动信号以驱动该第一与该第二切换开关。

本发明的又一主要目的在于提供一种无桥功率因数校正电路(bridgelessPFC)系统，包含一无桥功率因数校正电路，包含有一第一输出端与一第二输出端和一第一电源输入端与一第二电源输入端，且包括第一电感，一第二电感，两开关桥和一输出电容，该两开关桥和该输出电容连接在该第一与该第二输出端之间，每一开关桥包括两串联开关，该两串联开关其中之一为一连接到该第二输出端的可控开关，该两开关桥各包含一该两串联开关的中点，各该中点分别通过该第一与该第二电感连接到该第一和该第二电源输入端，两钳位开关，连接在该第二输出端与该两电源输入端之间，一第一辅助绕组，耦合于该第一电感，且产生一第一感测信号，以及一第二辅助绕组，耦合于该第二电感，且产生一第二感测信号，以及一个信号处理电路，处理该第一与该第二感测信号，且产生一控制信号以控制各该可控开关。

根据上述构想，该两钳位开关是两二极管。

根据上述构想，该信号处理电路通过迭加该第一与该第二感测信号产生一电流过零点信号，并据以控制该可控开关。

附图说明

为了让本发明的上述目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：

图1为已知的Dual Boost PFC的电路示意图；

图2为工作于临界连续电流模式下的电感电流波形图；

图3为已知的Boost PFC电路中通过检测Boost电感辅助绕组电压实现临界连续电流模式控制的电路示意图；

图4(a)-(b)分别为已知的Dual Boost PFC电路在一个工作频率周期的正、负半周的工作状态的电路示意图；

图5为利用电流互感器实现临界导通模式控制的已知的Dual Boost PFC的电路示意图；

图6为图5所示电路的工作波形示意图；

图7为图5所示电路在高输入电压、满载条件下(264Vin，310W负载)电感电流归零检测失败的波形示意图；

图8为一依据本发明构想的较佳实施例的利用两个电感辅助绕组实现临界连续电流模式控制的Dual Boost PFC的电路示意图；

图9为如图8所示电路的工作波形图；

图10至图13分别为图8所示电路在四个不同工作状态的开关状态和电流流向的电路示意图；以及

图14为图8所示电路在轻载条件下(90Vin，40W负载)电感电流归零检测的波形图。

具体实施方式

在图4(a)-(b)所展示的Dual Boost PFC电路中，虽然在每个时刻两个电感都同时有电流流过，但是在任意一个电感作为升压电感工作时，另外一个电感电压箝位于电路中二极管D1或D2的导通压降。由于该导通压降很小，经过变比折算到电感的辅助绕组后幅值接近于零，而另外一个电感辅助绕组工作于升压方式。根据这个特点，可以用图3中检测升压电感辅助绕组电压的方法实现临界导通模式控制，就是将两个电感辅助绕组感应的电压分别经过两个具有相同电阻值的电阻R1与R2迭加。

图8所示是一依据本发明构想的较佳实施例的利用两个电感辅助绕组实现临界连续电流模式控制的Dual Boost PFC的电路示意图。电感L1辅助绕组感应的电压V1和电感L2辅助绕组感应的电压V2分别经过两个具有相同电阻值的电阻R1与R2迭加后作为电感电流过零、MOSFET导通的检测信号。图4(a)-(b)所示电路中，电感电流过零、MOSFET导通的检测信号是由三个电流互感器CT1-CT3的感应信号迭加得来，图8电路中由两个电感辅助绕组电压迭加得来的信号比前者的幅值高，噪声容限也较高，从而使MOSFET动作准确，使导通损耗减小；另外，图8电路中由两个电感辅助绕组电压迭加得来的信号相比前者幅值稳定，且与负载无关。图8与图5的不同处在于其增加了两个辅助绕组N_AUX1与N_AUX2、两个具有相同电阻值的电阻R1与R2和一检测端电容C3，以及减少了三个电流互感器CT1-CT3。

图9是图8所示电路的工作波形；图10、图11、图12、图13展示了图8所示电路在输入电压正半周时四个不同工作状态的开关状态和电流流向。输入电压负半周时电路工作状态的分析等同于正半周时。n是电感L1与L2的初级线圈匝数与次级线圈匝数的匝数比(turns ratio)。

如图9与图10所示，在如图8所示的电路的第一工作阶段，两个MOSFET(S1与S2)同时导通，电流流经L1与S1，分别经过S2、L2和D1返回。在此期间电感电流线性上升至i_PEAK。电感L1辅助绕组感应的电压V1是负压，幅值较大，是-n(V_in-V_S1-V_D1)，其中V_S1是开关S1的电压，V_D1是二极管D1的电压；电感L2辅助绕组感应的电压V2是正压，幅值很小，是n(V_D1-V_S1)；这两个电压信号分别经过具有相同电阻值的电阻R1与R2迭加后作为电感电流过零的检测信号，此阶段该信号为负值，一般被IC内部的稳压二极管箝位。在此阶段初始，该检测信号触发MOSFET驱动信号，经过 $t_{M1}=\frac{2P_{\mathrm{OUT}}L}{\mathrm{\η}{V_{\mathrm{ac}}}^2}$ 后，MOSFET关断；其中POUT为输出功率值，L为电感值Vac为输入的交流电压值。

如图9与图11所示，在电路的第二工作阶段，两个MOSFET同时关断后，电流流经L1、D3、C1，分别经过S_D2、L2和D1返回。在此期间，电感电压是(V_out+V_D3+V_D1-V_in)，其中V_OUT即输出电压Vo，V_D3是二极管D3的电压，电感电流线性下降至零。电感L1辅助绕组感应的电压V1是正压，幅值较大，是n(V_out+V_D3+V_D1-V_in)；电感L2辅助绕组感应的电压V2是正压，幅值很小，是n(V_D1-V_{S_D2)}，其中V_{S_D2}是节点S_D2处的电压；这两个电压信号分别经过具有相同电阻值的电阻R1与R2迭加，此阶段该信号为正值，远大于导通MOSFET所需要的检测阈值。在此阶段， $t_{M2}=\frac{i_{\mathrm{PEAK}}}{V_{\mathrm{out}}+V_{D3}+V_{D1}-V_{\mathrm{in}}}L,$ 其中i_PEAK为电感电流的峰值。

如图9与图12所示，在该电路的第三工作阶段，电感电流到零后整流二极管D3自然关断，不产生反向恢复电流。开关S1的杂散电容COSS1放电，与电感L1通过电容C2谐振。该阶段没有电流流过电感L2，电感L2的辅助绕组N_AUX2感应的电压V2是零；电感L1的辅助绕组N_AUX1感应的电压V1谐振下降，该阶段结束时幅值为零。这两个电压信号分别经过具有相同电阻值的电阻R1与R2达加，由于该检测端电容C3的存在，该检测端电压值仍然大于导通MOSFET所需要的检测阈值。在此阶段， $t_{M3}=\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{{\mathrm{LC}}_{\mathrm{OSS}}},$ 其中L为电感值，而C_OSS为杂散电容值。

如图9与图13所示，在该电路的第四工作阶段，开关S1的杂散电容COSS1与电感L1通过电容C2继续谐振，且该阶段电流路径与前一阶段相同。电感L2辅助绕组N_AUX2感应的电压V2是零；电感L1辅助绕组N_AUX1感应的电压V1谐振下降为负值，该阶段结束时幅值接近于-n(V_in-V_S1-V_D1)，对应于VDS1接近于零。这两个电压信号迭加，经过RC/2的延时(其中R为电阻R1与R2的电阻值R，C为电容C3的电容值)，该电压值低于导通MOSFET所需要的检测阈值，MOSFET导通，正半周的四个工作阶段结束。在此阶段， $t_{M4}=\frac{\mathrm{\π}}{2}\sqrt{{\mathrm{LC}}_{\mathrm{OSS}}}=\mathrm{RC}/2.$

图14展示了图8所示电路在轻载条件下(90Vin，40W负载)电感电流归零检测的波形。其中并没有如已知技术图7中所示的「电流未到零，而开关就开启了」的情形，故其确实可用于降低无桥PFC的相关损耗。

综上所述，本发明利用检测两个电感辅助绕组组合电压的方法实现电感电流归零检测，从而控制双重升压型PFC以临界导通模式工作。该控制方法无需检测电感电流，无需检测交流输入电压，能够获得与交流输入电压和输出负载无关的电感电流归零检测信号，从而具有使MOSFET动作准确，减小开通损耗，提高轻载时的功率因数，以及降低总电流谐波失真等优点，而具有其进步性与新颖性。

虽然本发明已由上述的实施例所详细叙述，但本领域技术人员在不脱离发明精神与实质情况下作些许更改和变动，都在本发明权利要求保护范围之内。

Claims (15)

1、一种无桥功率因数校正电路系统，其特征在于，包含：

一无桥功率因数校正电路，包含有一第一输入端与一第二输入端及一第一输出端与一第二输出端，且包括：

一第一切换开关，包含一第一端与一第二端，其中该第二端耦合于该第二输出端；

一第一电感，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一输入端，且该第二端耦合于该第一切换开关的该第一端；

一第一二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第一电感的该第一端，且该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端；

一第二电感，包含一第一端耦合于该第二输入端；以及

一第二二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第二电感的该第一端，且该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端；以及

一电感电流感测电路，包括：

一第一辅助绕组，磁性耦合于该第一电感，且包含一第一端用于产生一第一感测信号；

一第二辅助绕组，磁性耦合于该第二电感，且包含一第一端用于产生一第二感测信号，

其中该第一感测信号与第二感测信号用于产生一电感电流检测信号，且当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第一切换开关。

2、如权利要求1所述的系统，其特征在于，其中该第一辅助绕组与该第二辅助绕组还分别包括一第二端，该第一辅助绕组的该第二端与该第二辅助绕组的该第二端均用于接收一预定电压值或接地，该第一辅助绕组的一极性与该第一电感的一极性相反，该第二辅助绕组的一极性与该第二电感的一极性相反，该电感电流感测电路还包括：

一第一电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第二辅助绕组的该第一端；

一第二电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一辅助绕组的该第一端，且该第二端耦合于该第一电阻的第二端；以及

一电容，包含一第一端与第二端，其中该第一端耦合于该第二电阻的该第二端且输出该电感电流检测信号，且该第二端接地。

3、如权利要求2所述的系统，其特征在于，其中该无桥功率因数校正电路为一双重升压型功率校正电路，该双重升压型功率校正电路还包括一第二切换开关，当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第二切换开关，且该第一电阻与该第二电阻具有相同的电阻值。

4、如权利要求2所述的系统，其特征在于，所述系统还包括一控制电路，其中该第二电感还包括一第二端，该无桥功率因数校正电路为一双重升压型功率校正电路，该双重升压型功率校正电路还包括一第二输出端、一包含一第一端与一第二端的第二切换开关，及各包含一阳极与一阴极的一第三二极管与一第四二极管，该第三二极管的该阳极耦合于该第一电感的该第二端，该第三二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第四二二极管的该阳极耦合于该第二电感的该第二端与该第二切换开关的该第一端，该第四二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第一切换开关的该第二端与该第二切换开关的该第二端耦合于该第二输出端，且该控制电路包括：

一错误放大器，接收一参考电压与该双重升压型功率校正电路所产生的一输出电压反馈信号，且用以产生一第一输出信号；

一比较器，接收该第一输出信号与一外加的斜坡信号，且用以产生一第二输出信号；以及

一触发器，包含一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中该第一输入端接收该电感电流检测信号，该第二输入端接收该第二输出信号，该输出端产生一驱动信号，且该驱动信号用于驱动该第一与该第二切换开关。

5、如权利要求4所述的系统，其特征在于，其中该触发器系为一RS触发器。

6、一种无桥功率因数校正电路系统，其特征在于，包含：

一无桥功率因数校正电路，包含有一第一输入端与一第二输入端及一第一输出端，且包括：

一第一切换开关，包含一第一端；

一第一电感，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一输入端，且该第二端耦合于该第一切换开关的该第一端；

一第一二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第一电感的该第一端，且该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端；

一第二电感，包含一第一端耦合于该第二输入端；以及

一第二二极管，包含一阳极与一阴极，其中该阴极耦合于该第二电感的该第一端，且该阳极耦合于该第一切换开关的该第二端；

一第一辅助绕组，耦合于该第一电感，且产生一第一感测信号；

以及

一第二辅助绕组，耦合于该第二电感，且产生一第二感测信号；

其中该第一感测信号与第二感测信号用于产生一电感电流检测信号，且当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第一切换开关。

7、如权利要求6所述的系统，其特征在于，其中该第一辅助绕组的一极性与该第一电感的一极性相反，该第二辅助绕组的一极性与该第二电感的一极性相反，该第一辅助绕组包含一第一端与一第二端，该第一辅助绕组的该第一端输出该第一感测信号，该第二辅助绕组包含一第一端与一第二端，该第二辅助绕组的该第一端输出该第二感测信号，且该第一与该第二辅助绕组的该第二端用于接收一预定电压或接地，而该电感电流感测电路还包括：

一第一电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第二辅助绕组的该第一端；

一第二电阻，包含一第一端与一第二端，其中该第一端耦合于该第一辅助绕组的该第一端，且该第二端耦合于该第一电阻的第二端；以及

一电容，包含一第一端与第二端，其中该第一端耦合于该第二电阻的该第二端且输出该电感电流检测信号，且该第二端接地。

8、如权利要求7所述的系统，其特征在于，其中该第一电阻与该第二电阻具有相同的电阻值。

9、如权利要求7所述的系统，其特征在于，还包括一控制电路，其中该第二电感还包括一第二端，该第一切换开关还包括一第二端，该无桥功率因数校正电路为一双重升压型功率校正电路，该双重升压型功率校正电路还包括一第二输出端、一包含一第一端与一第二端之第二切换开关，及各包含一阳极与一阴极的一第三二极管与一第四二极管，该第三二极管的该阳极耦合于该第一电感的该第二端，该第三二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第四二二极管的该阳极耦合于该第二电感的该第二端与该第二切换开关的该第一端，该第四二极管的该阴极耦合于该第一输出端，该第一切换开关的该第二端与该第二切换开关的该第二端耦合于该第二输出端，且该控制电路包括：

一错误放大器，接收一参考电压与该双重升压型功率校正电路所产生的一输出电压反馈信号，且用以产生一第一输出信号；

一比较器，接收该第一输出信号与一外加的斜坡信号，且用以产生一第二输出信号；以及

一触发器，包含一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其中该第一输入端接收该电感电流检测信号，该第二输入端接收该第二输出信号，该输出端产生一驱动信号，且该驱动信号用于驱动该第一与该第二切换开关。

10、一种用于一无桥功率因数校正电路系统的控制方法，其中该系统包括一无桥功率因数校正电路，该电路包含有一第一切换开关，一第一与一第二电感，一耦合于该第一电感的第一辅助绕组，及一耦合于该第二电感的第二辅助绕组，其特征在于，该方法包含下列步骤：

使该第一辅助绕组产生一第一感测信号；

使该第二辅助绕组产生一第二感测信号；

运用该第一感测信号与该第二感测信号以产生一电感电流检测信号；以及

当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第一切换开关。

11、如权利要求10所述的方法，其特征在于，其中该第一辅助绕组的一极性与该第一电感的一极性相反，且该第二辅助绕组的一极性与该第二电感的一极性相反。

12、如权利要求10所述的方法，其特征在于，其中：

该无桥功率因数校正电路为一如权利要求3所述的双重升压型功率因数校正电路；及

该方法还包括下列步骤：当该电感电流检测信号的值为零时，导通该第二切换开关。

13、如权利要求10所述的方法，其特征在于，其中：

该无桥功率因数校正电路为一如权利要求4所述的双重升压型功率因数校正电路；及

该方法还包括下列步骤：产生一驱动信号以驱动该第一与该第二切换开关。

14、一种无桥功率因数校正电路系统，其特征在于，包含：

一无桥功率因数校正电路，包含有一第一输出端与一第二输出端和一第一电源输入端与一第二电源输入端，且包括：

一第一电感；

一第二电感；

两开关桥和一输出电容，该两开关桥和该输出电容连接在该第一与该第二输出端之间，每一开关桥包括两串联开关，该两串联开关其中之一为一连接到该第二输出端的可控开关，该两开关桥各包含一该两串联开关的中点，各该中点分别通过该第一与该第二电感连接到该第一和该第二电源输入端；

两钳位开关，连接在该第二输出端与该两电源输入端之间；

一第一辅助绕组，耦合于该第一电感，且产生一第一感测信号；以及

一第二辅助绕组，耦合于该第二电感，且产生一第二感测信号；以及

一个信号处理电路，处理该第一感测信号与该第二感测信号，且产生一控制信号以控制各该可控开关。

15、如权利要求14所述的系统，其特征在于，其中：

该两钳位开关是两二极管；及/或

该信号处理电路通过迭加该第一与该第二感测信号产生一电流过零点信号，并据以控制该可控开关。

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