CN103378600A - 三相功率因素矫正电路及其提高功率因素的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及三相功率因素矫正技术，更具体地说，涉及一种基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路及其提高功率因素的方法。在基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路中，三相的升压电感单元中至少有一个是可控电感，在可控电感所在相输入电压与另外某一相输入相电压同时为正或同时为负的时间内，控制可控电感的电感量状态，使输入电压绝对值较小的那一相电感量也较小。本发明使基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路具有很高的功率因素和很小的谐波电流。

Description

三相功率因素矫正电路及其提高功率因素的方法

技术领域

本发明涉及三相功率因素矫正技术，更具体地说，涉及一种基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路及其提高功率因素的方法。

背景技术

随着用电设备功率的增加，越来越多的设备使用三相交流电。无功率因素矫正的设备产生大量的谐波，影响电网传输效率。而多数无源功率因素矫正电路的功率因素不高，因此有源三相功率因素矫正技术正被越来越广泛地应用。

全解耦型的三相功率因素矫正电路虽然功率因素高，谐波失真也较小，如图1所示的维也纳电路，SW1、SW2、SW3必须是双向开关，电路复杂，成本也较高，控制复杂。传统的非全解耦型的三相功率因素矫正电路，如图2所示的三相单开关升压型功率因素矫正电路，图3所示的三相双开关两电平升压型功率因素矫正电路，图4所示的三相双开关三电平功率因素矫正电路，图5所示的三相双开关有中线功率因素矫正电路，结构相对简单，成本低，控制电路也相对简单，但都属于非全解耦型的三相功率因素矫正电路，谐波难于控制，很难使各次谐波电流都低于3％，限制了电路的应用范围。

本发明设法提高基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路的功率因素，减少输入谐波电流。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明根据对基于升压(BOOST)电路的非全解耦的三相有源功率因素矫正电路的深入分析和研究，提出了提升该类电路功率因素的电路改进结构及其控制方法，通过合理设计，能显著提高功率因素，减小电流总谐波失真，同时克服了原有电路5次谐波和7次谐波较大的缺点，大大增加了该类电路的应用场合。

以图5所示双开关升压型电路为例，说明本发明的基本原理。假设三相完全平衡，以中线N input为参考地，各相输入电压的实时值为Va(t)，Vb(t)，Vc(t)。由于三相输入的对称性，只需分析其中一个1/6工频周期的情况。设Va(t)、Vb(t)同时大于0，而Vc(t)小于0。A相、B相、C相的升压电感单元的电感量分别为La，Lb，Lc，输出正端电压为Vo，A相、B相的电感电流在该时间段内不连续，并忽略二极管与电子开关的导通压降，可以得到：

式中K是与开关周期和导通时间有关的量。

A相与B相的电流比为： $\frac{\mathrm{Va}\left(t\right)\mathrm{xLbx}(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vb}\left(t\right))}{\mathrm{Vb}\left(t\right)\mathrm{xLax}(\mathrm{Vo}-\mathrm{Va}\left(t\right))}--\left(3\right)$

由于三相电流在控制上不是全解耦的，在上述的1/6周期内，只能控制A相电流和B相电流的和而不能分别独立地控制。当La、Lb、Lc相等时，A相、B相的输入电流比不等于输入电压比，输入电压高的那一相的电流相对于无畸变的正弦值偏大，而输入电压小的那相电流值又偏小，导致电流畸变。传统的升压型三相功率因素矫正电路中，三相的3个升压电感是相同的，在工段周期的各阶段也是相同的，必然会有畸变。只能通过升高输出电压来减少谐波，但输出电压一方面不能无限升高，同时影响效率，也不利于功率器件的选择。

要使电流不失真，上式应等于A相与B相的输入电压比Va(t)/Vb(t)，可以得到

$\frac{\mathrm{La}}{\mathrm{Lb}}=\frac{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vb}\left(t\right))}{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Va}\left(t\right))}----\left(4\right)$

如果精确地控制电感满足式(4)可以使输入电流不失真。但精确地控制电感有其复杂性。然而，经仔细分析和计算发现，合理设计La/Lb的值，即使升压电感只有两种电感状态，也可以使功率因素明著提高。例如当输入电压绝对值最小相的升压电感值为输入电压绝对值第二大的升压电感值的0.75时，可以使总谐波失真由8％左右降低到4.5％左右，5次谐波由5％左右降低到接近3％。而一步调整两种电感量的切换点，只在两相之间输入电压绝对值差距较大时的部分时间改变两者的电感比，还可以进一步减小谐波，提高功率因素。

本发明的技术方案1为，改善基于升压(BOOST)电路的三相有源功率矫正电路的率因素的方法，基于升压(BOOST)电路的三相有源功率矫正电路包括A相升压电感单元、B相升压电感单元、C相升压电感单元、三相整流单元、升压电子开关单元、输出整流单元、输出电容单元，A相、B相、C相升压电感单元作为升压电路的储能电感，分别与三相整流单元相串联，该串联电路分别连接到三相的三个输入，三相整流单元将三相交流电压整流成直流电压，升压电子开关单元包括1个或多个电子开关，并联在三相整流单元与三相升压电感单元串联电路的输出，输出整流单元用于升压电路的输出整流，输出电容单元用于输出滤波和储能，构成包括单开关升压型、双开关两电平升压型、双开关三电平升压型电路在内的基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路，A相、B相、C相升压电感单元中至少有一个是可控电感；所述的可控电感有两种或以上的电感量状态，不同的电感量状态下电感量与电流的关系特性不同，通过其控制端可控制该可控电感处在不同的电感量状态；所述的可控电感的控制方法为：在该可控电感所在相的输入相电压与另外某一相输入相电压同时为正或同时为负的时间内，如果可控电感所在相的输入相电压绝对值小于该另外某一相的输入相电压绝对值，则通过其控制端控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间小于该另一相的升压电感量；如该可控电感所在相的输入相电压绝对值比该另一相输入相电压绝对值大，则通过其控制端控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间大于该另一相的升压电感量。

根据技术方案1进一步形成技术方案2，改善基于升压(BOOST)电路的三相有源功率因素矫正电路的方法，所述的可控电感有两种电感量状态，直接或间接地检测所述可控电感所在相的输入相电压实时值和三相输入中至少一相的相电压的峰值，比较这两者的关系确定该可控电感的电感量控制目标；当该输入相电压实时值的绝对值比该峰值的绝对值的一半还小某一值时，控制该可控电感处于电感量较小的状态，否则处于电感量较大的状态。

本发明的技术方案3为，一种基于升压(BOOST)电路的有源三相功率因素矫正电路，包括A相升压电感单元、B相升压电感单元、C相升压电感单元、三相整流单元、升压电子开关单元、输出整流单元、输出电容单元，A相、B相、C相升压电感单元作为升压电路的储能电感，分别与三相整流单元相串联，该串联电路分别连接到三相的三个输入，三相整流单元将三相交流电压整流成直流电压，升压电子开关单元包括1个或多个电子开关，并联在三相整流单元与三相升压电感单元串联电路的输出，输出整流单元用于升压电路的输出整流，输出电容单元用于输出滤波和储能，构成包括单开关升压型、双开关两电平升压型、双开关三电平升压型电路在内的基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路，还包括电感控制单元，而且A相、B相、C相升压电感单元中至少有一个是可控电感；所述的可控电感有两种或以上的电感量状态，不同的电感量状态下电感量与电流的关系特性不同，通过其控制端可控制该可控电感处在不同的电感量状态；所述的电感控制单元检测所述可控电感所在相的输入相电压在工频周期的不同状态，并根据该输入相电压状态和该可控电感的控制特性输出控制信号，该控制信号连接到该可控电感的控制端，控制该可控电感的电感量状态，并且在该可控电感所在相的输入相电压与另外某一相输入相电压同时为正或同时为负的时间内，如果该可控电感所在相的输入相电压绝对值小于该另一相输入相电压绝对值，则控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间小于该另一相的升压电感量；如该可控电感所在相的输入相电压绝对值比该另一相输入相电压绝对值大，则控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间大于该另一相的升压电感量。

根据技术方案3进一步形成技术方案4，一种三相功率因素矫正电路，所述的可控电感包括电流控制可变电感器，该电流控制可变电感器通过改变控制绕组的电流来改变电感的饱和程度，从而改变电感量。

根据技术方案3还可形成技术方案5，一种三相功率因素矫正电路，所述的可控电感包括第一电感、第二电感、切换电子开关，其连接方式或者为切换电子开关与第二电感串联后再与第一电感并联，或者为切换电子开关与第二电感并联后再与第一电感串联，或者为第二电感具有副边绕组且其原边与第一电感串联而其副边与切换电子开关并联，切换电子开关的控制端作可控电感的控制端，通过控制切换电子开关的通断来改变电感量。

根据技术方案5可形成技术方案6，一种的三相功率因素矫正电路，三相的三个升压电感单元都是所述的可控电感，所述的可控电感有两种电感量状态。

根据技术方案6还可形成技术方案7，一种的三相功率因素矫正电路，所述可控电感的电感量较大状态的电感量是电感量较小状态时的电感量的1.1倍到1.9倍。

根据技术方案5可形成技术方案8，一种的三相功率因素矫正电路，所述的切换电子开关包括2个串联连接的电子开关构成双向电子开关，所述的可控电感还包括切换电子开关的驱动供电电路，为切换电子开关的驱动提供电源；所述的驱动供电电路包括第一单向导向部件、第二单向导电部件、限流部件、稳压部件、滤波电容；该第一单向导向部件、第二单向导电部件使电流单向流动，该限流部件限制电流超过设定值，该稳压部件限制电压超过设定值，驱动供电电路通过滤波电容为所述的切换电子开关驱动提供电源；所述的第一单向导电部件、第二单向导电部件的一端分别连接到所述切换电子开关的两端，另一端连接在一起，并连接到所述的限流部件的一端，该限流部件的另一端连接到所述稳压部件和所述滤波电容的一端，该稳压部件和该滤波电容的另一端连接在一起，并连接到组成切换电子开关的两个电子开关的连接点。

根据技术方案5至8之一可形成技术方案9，一种三相功率因素矫正电路，所述的电感控制单元包括实时电压检测单元、峰值检测单元、切换比较单元、可控电感驱动单元；所述的实时电压检测单元检测所述可控电感所在相的输入相电压的实时值VX，经过线性运算得到该相输入相电压实时采样值VXS；所述的峰值检测单元检测三相输入中至少一相的输入相电压的峰值VY，经过线性运算得到峰值采样值VYS；所述的切换比较单元判断所述的实时采样值VXS与所述的峰值采样值VYS的关系，输出信号到所述的可控电感驱动单元，当所述输入相电压的实时值VX的绝对值比所述输入相电压的峰值VY的绝对值的一半还小某一值时，所述的可控电感驱动单元输出该可控电感的切换电子开关的导通信号，否则输出该可控电感的切换电子开关的关断信号。

根据技术方案5至8之一可形成技术方案10，一种三相功率因素矫正电路，所述可控电感的切换电子开关的至少一端分别通过单向导电部件连接到功率因素矫正电路的输出的两端，构成钳位电路。

本发明的技术方案使非全解耦的三相有源功率因素矫正电路具有非常高的功率因素，从而使低成本、高效率、体积小的非全解耦电路也可应用在高功率因素要求的场合。

附图说明

图1是背景技术中三相三开关维也纳功率因素矫正电路的示意图。

图2是单开关升压型三相功率因素矫正电路的示意图。

图3是双开关两电平升压型三相功率因素矫正电路的示意图。

图4是双开关三电平升压型三相功率因素矫正电路的示意图。

图5是有中线输入的双开关三电平升压型三相功率因素矫正电路的示意图。

图6是基于升压(BOOST)电路的非全解耦三相功率因素矫正电路的示意图。

图7是单开关升压型三相功率因素矫正电路的一种变形电路的示意图。

图8是一种基于升压(BOOST)电路的非全解耦三相功率因素矫正电路的示意图。

图9是双开关升压型三相功率因素矫正电路的一种变形电路的示意图。

图10是说明本发明实施方式的示意图。

图11是本发明第一实施例的示意图。

图12是本发明第二实施例的示意图。

图13是本发明第三实施例的示意图。

图14是本发明第四实施例的示意图。

图15是本发明第五实施例的示意图。

图16是本发明第六实施例的示意图。

图17是本发明第七实施例的示意图。

图18是本发明第八实施例的示意图。

图19是本发明第九实施例的示意图。

图20是本发明第十实施例的示意图。

具体实施方式

图6是本发明中基于升压(BOOST)电路的非全耦的三相有源功率因素矫正电路的基本电路构成示意图，其中升压电感单元和三相输入电整流是串联关系，可以改变位置。该电路基于升压(BOOST)电路，基本工作原理为，当升压电子开关单元的部分或全部电子开关导通时，相应的部分或全部升压电感单元储能，当升压电子开关单元的部分或全部电子开关关断时，相应的部分或全部升压电感单元续流并对输出电容单元充电。与全解耦的三相有源功率因素矫正电路不同，非全解耦的三相有源功率因素矫正电路的三相输入电流不能在所有时间独立控制，可理解为至少有两相的升压电路是共用电子开关的。为叙述方便，不管有无中线，本文中相输入电压都是指输入的相电压，相输入电流都是指输入的相电流。

非解耦的基于升压(BOOST)电路的三相有源功率因素矫正电路有多种形式和变形，例如如图7所示，在单开关升压型电路的基础上，三相整桥电路与电子开关SW1之间串联一个电感Lx，其基本电路仍基于升压电路，并且是非全解耦的。同样的方法也可用于双开关电路，在其三相整流电路的输出与升压电子开关单元之间串联电感。图8所示的电路是另一种变形电路，利用T1实现隔离输出，当桥臂SW1、SW2或SW3、SW4同时导通时，升压电感储能，当桥臂不同时导通而交差桥臂导通时，储能电感通过变压器T1、输出整流电路向输出电容放电。图9所示的电路是另一种变形，各升压电感单元由3个电感构成，如A相由L11、L12、L13构成，该变形仍是基于升压(BOOST)电路的非完全解耦三相有源功率因素矫正电路。

图10是一种实施本发明的示意图。首先选择一种基于升压(BOOST)电路的非完全解耦型有源三相功率因素矫正电路，例如图2、图3、图4、图5、图7、图8、图9所示的电路都属于这类电路，也可以采用其它形式，并适当变化，不影响本明的实施。

然后选择升压电感单元使之电感量可控，图10中三相的升压电感单元全部是可控电感，也可以选择1相或2相的升压电感是可控电感。当选择1相的升压电感单元用可控电感替代时，假设是C相，则在当C相输入电压与另外某一相同时为正或同时为负时，C相及该另一相的输入电流波形可得到改善。当其中2相的升压电感单元用可控电感替代时，因为同时为正或同时为负的两相中至少有一个是可控电感，因此可以使3个输入的不同阶段的输入电流波形都可以得到改善，谐波减少。本发明所指的可控电感是指可通过外加控制信号改变电感量状态的电感。可控电感具有控制端，一些可控电感的的两端同时也是控制端，可控电感也可以有2个以上的控制端。

可控电感的电感量控制方式与所选择的拓扑、升压电感单元中可控电感的数量有关，也与三相输入电压与输出电压有关。三相输入的每相输入电压在每个工段周期内的不同状态下所希望的理想电感量不同，首先可以分成3种状态，第一状态为该相输入电压与另外某一相同时为正或同时为负且其输入电压绝对值小于该另外一相输入电压绝对值，第二状态为该相输入电压与另外某一相同时为正或同时为负且其输入电压绝对值大于该另外一相输入电压绝对值，第三状态为该相输入电压为正而另两相输入电压为负或该相输入电压为负而另两相输入电压为正，三种状态下还可根据需要进一步细分状态，并使可控电感在不同的电感状态。在第三状态下，该相的输入电流可以独立控制，因此可以根据效率、控制特性等其它要求选择电感量，可以工作在电流连续模式。

以图5所示的电路为例，假设三相输入的升压电感单元中，A相、B相的升压电感单元L1、L2为普通的电感，电感量均为Ln，C相的升压电感单元L3为可控电感，设其电感为Lc(t)，当C相输入电压Vc(t)与A相输入电压Va(t)同时为正，B相输入电压为负时，参考算式(4)，理想的C相电感量应满足：

$\frac{\mathrm{Lc}\left(t\right)}{\mathrm{Ln}}=\frac{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Va}\left(t\right))}{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vc}\left(t\right))}---\left(5\right)$

即： $\mathrm{Lc}\left(t\right)=\frac{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Va}\left(t\right))*\mathrm{Ln}}{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vc}\left(t\right))}---\left(6\right)$

根据算式(6)，对于电感量可连接调节的可控电感，可使Lc(t)尽量接近理想电感量，对于电感量不可连接调节的可控电感，可分段接近理想电感量，分段越多越接近理想电感量，但分段多会增加电路的复杂性。不管何种方式，当C相输入电压小于A相输入电压时，Lc(t)的电感应小于Ln，或者在部分该时间小于Ln，当C相输入电压大于A相输入电压时，应大于Ln或者在部分该时间大于Ln。实际控制时，Lc的值越接近理想值，输入谐波电流就越小。

由于三相输入的对称性，当C相输入电压与A相同时为负、C相输入电压与B相同时为正、C相输入电压与B相同时为负的阶段控制方法非常类似。当C相不与其它相同时为正或同时为负时，可以根据效率、功率因素控制环路等其它因素控制电感量。

当三相中有多个升压电感单元是可控电感时，根据算式(4)，应控制同时为正或同时为负的两相的升压电感单元的电感量的比值。

电感控制单元的实施方式与所选择的可控电感的控制特性有关。电感控制单元检测可控电感所在相的输入电压在工频周期中的状态，并确定电感量的控制目标。以图5的电路为例，当希望较为精确地控制可控电感的电感时，用计算式(6)的方法计算出可控电感的理想电感量与同时为正或同时为负的另一相的电感量关系，尽量接近理想电感量。可以先检测可控电感所在相的输入电压、同时为正或同时为负的另一相输入电压，以及输出电压，再进行处理计算。算式(6)的实现即可以用运放先进行减法运算，再用除法器得到。也可以用数字处理器先把式中的量进行AD转换，再进行数字运算。通常输出电压较为稳压，可以以设定值代替。根据电感量控制目标与和电感的控制特点，电感控制单元输出相应的控制信号到可控电感的控制端。如果电感量取决于偏置电流，则把式(6)的结果再转化成相应的偏置电流，如果可控电感的电感量由电子开关的通断决定，可把式(6)的值与设定值比较，得到所需的电感量处在那一分段，再转化成电子开关的通断信号。如果只是粗略地控制可控电感的电感量，可以不具体计算式(6)的值，而只对可控电感所在相的电压作一些分段比较，用该结果控制可控电感。

基于升压(BOOST)电路的非全解耦型有源三相功率因素矫正电路本身的功率因素控制有很多成熟的技术，如单周期控制，平均电流控制，6次谐波注入等，这些方法都可应用于本发明的电路。

可控电感的实现方式有很多种，图11是本发明第一实施例的可控电感的示意图。可控电感包括2个不同电感量的电感Ld1和Ld2，用电子开关sd1、sd2的通断控制选择其中的一个电感，从而控制电感量特性，也可以用2个以上的电感和电子开关串联，控制电子开关的通断可以组合成不同电感量的电感。

本发明第二实施例的可控电感如图12所示，可控电感包括固定电感L1和可变电感L2，L2的绕组具有多个抽头，用电子开关的通断选择不同的绕组，从而得到不同的电感量特性，本发明的其它实施例中还提出了其它的方案。

以本发明的第三实施例进一步说明本发明的实施方式。如图13所示的非全解耦有源三相功率因素矫正电路，其基本电路为单开关升压型电路，A相、B相的升压电感单元La、Lc为可控电感，B相的升压电感单元Lb为普通电感。以A相为例，可控电感包括带绕组抽头的电感L1和由M1、M2、M3、M4组成的两个双向电子开关，其中一个双向电子开关与绕组抽头相连，另一个双向电子开关与整个电感串联。G1、S1、G2、S2为可控电感La的控制端，G3、S3、G4、S4为可控电感Lc的控制端。电感控制单元CL1的输入为三相输入电压信号，包括输入状态检测单元U1和可控电感驱动单元U2，输出连接到两个可控电感的控制端。输入状态检测单元U1根据三相输入电压检测可控电感所在相的输入电压的状态，可控电感驱动单元根据该状态输出控制号。G1、S1和G2、S2是互补的控制信号，G3、S3和G4、S4也是互补的控制信号。通过双向电子开关的通断控制，可控电感La和Lc具有两种电感量状态。

设电感Lb的电感量为Ln，可控电感La、Lc的电感量较大时为Lmax，电感量较小时为Lmin.。为使三相输入电流都得到改善，本例中设计Lmin＜Ln＜Lmax，如Lmin＝0.75Ln，Lmax＝1.3Ln。电感控制单元采样三相输入电压信号，比较三相输入电压的大小关系。当A相与B相输入电压同时为正或同时为负时，如果A相输入电压绝对值小于B相输入电压绝对值，则La的电感量控制目标为Lmin，因而输出M1、M2的关断信号和M3、M4的导通信号；如果A相输入电压绝对值大于B相输入电压绝对值，则A相电感量的控制目标为Lmax，因而输出M1、M2的导通信号和M3、M4的关断信号。当A相与C相输入电压同时为正或同时为负时，如果A相输入电压绝对值小于C相输入电压绝对值，则A相的电感量控制目标为Lmin，C相的电感量控制目标为Lmax，因此电感控制单元输出M1、M2的导通信号和M3、M4的关断信号；如果A相输入电压绝对值大于C相输入电压的绝对值，则A相的电感量控制目标为Lmax，C相的电感量控制目标为Lmin，电感控制单元输出M1、M2的导通信号和M3、M4的关断信号。可控电感Lc的工作情况与La非常相似。

为进一步改善功率因素，当A相另外某一相同时为正或同时为负时，如果A相输入电压绝对值小于另外某一相的输入电压绝对值，在所有时间内都使A相电感的电感量控制目标小于该另一相的升压电感量对输入电流谐波未必最佳，更佳的方法中是在其输入电压绝对值比该另外一相的输入电压绝对值小某一值的部分时间内才使A相电感的电感量控制目标小于该另一相的升压电感量。这是因为，如果A相输入电压与同时为正或同时为负的另一相输入电压较为接近，A相的理想升压电感量只需略小于该另一相的升压电感量，而本实施例中电感量不能连续调节，过小的电感量反而使A相输入电流过大，因而此时使两者具有相同的电感量更利于减少谐波。上例中，对于输入线电压为380V的应用来说，同时为正或同时为负的输入电压绝对值相差50V以上时把可控电感切换到电感量较小状态会得到更高的功率因素。此外，A相与B相输入电压同时为正或同时为负的切换电压与A相与C相同时为正或同时为负的切换电压可以不相同。

本实施例的可控电感及其控制方案可应用到其它的基于升压(BOOST)电路的非全解耦型有源三相功率因素矫正电路。

以本发明第四实施例进行一步说明本发明的实施方式。如图14所示，功率因素矫正电路采用双开关三电平升压型电路，三相的升压电感都包括了电流控制可变电感。以A相为例，电流控制可变电感Lsa和普通电感Lna串联组成A相的可控电感。调节Lsa副边的偏置电流可调节电感磁芯的饱和程度，从而调节电感量，因此Lsa是一种电流控制可变电感。电子开关SW1、SW2可用MOS管、IGBT等可控电子开关。电感控制单元UCON由3个相同的电感控制子单元UA、UB、UC组成，内部组成图见电感控制子单元UX的示意图。

以A相输入为例，说明其工作原理。电感控制子单元UA包括输入电压状态检测子单元UD1、可控电感驱动子单元UDR1，输入电压状态检测子单元UD1采样输入相电压信号Vain(连接到Vacin端)，比较器CMP1、CMP2和与门N1组成窗口比较器，当输入电压Vain大于0且小于某设定正值Vref+时，N1输出高电平，通过隔离驱动器driver1驱动MOS管M1导通，并通过电阻r3连接到控制绕组的csa1端，输出与该相输入电流同励磁方向的电流信号到Lsa的控制端，从而加深Lsa的饱和程度，使Lsa电感量减少。当输入电压Vain小于0且大于某设定负值Vref-时，N2输出高电压，通过隔离驱动器driver2使M2导通，输出与输入电流同励磁方向的电流，加深Lsa的饱和程度，减少电感量。而在其它条件下，N1和N2都输出低电平，M1和M2都关断，因此Lsa的电感量为无偏置的电感量。根据三相输入电压的特点，如果三相平衡，当某相输入电压绝对值足够小时，则该相输入必然与另外某一相同时为正或同时为负，且其绝对值小于该某一相的电压，本电路中Vref+和Vref-的幅度应于输入相电压峰值的一关，这里设为输入相电压幅值的0.4倍。电感控制子单元UB、UC的工作原理与UA的工作原理完全一样。

本实施中可控电感及其控制方案也可应用于其它的基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路。

以本发明的第五实施例进步说明本发明的实施方式。如图15所示，三相的3个升压电感单元La、Lb、Lc全部是同样的可控电感，以La为例，可控电感包括电感L11、L1和由MOS管M1、M2组成的双向电子开关，该双向电子开关的控制端G1、S1也是可控电感La的控制端。合理选择L11和L1的电感量可更好地减少输入电流谐波。La电感量较大的电感量Lmax等于L11的电感量，电感量较小的电感量Lmin为L1和L11并联的电感量。

根据式(6)的电感量计算公式，如果Lmax/Lmin过小，则偏离理想电感量较大，改善畸变的效果有限；如果Lmax/Lmin过大，一方面流过双向电子开关的电流过大影响效率，另一方面会使输入电压较小的那相电流偏大，本发明提出电感量较大状态的电感量是电感量较小状态的电感量的1.1倍至1.9倍是较佳的范围。设L11为Lm，取L1的电感量量为4Lm，则Lmin为0.8Lm，即Lmax/Lmin＝1.25，Lm可根据电路输出功率、频率等因素选择。

本实施例中，电感控制单元包括峰值检测单元U100、电感控制子单元UA、UB、UC。U100由正峰值检测电路和负峰值检测电路组成，二极管D11、D12、D13、C11、r4、r5构成正峰值检测电路，得到三相输入电压正峰值采样值Vp+；D14、D15、D16、C12、r6、r7构成负峰值检测电路，得到三相输入电压负峰值采样值Vp-。

UA、UB、UC的内部结构相同。以UA为例，电阻r1、r2组成实时电压检测单元U200，得到A相输入电压实时采样值Vas。比较器CMP1、CMP2、N1组成切换比较单元U300。当Vas小于Vp+且大于Vp-时，比较器CMP1、CMP2都输出高电平，N1输出高电平，从而驱动MOS管M1和M2导通，La的电感量为L1和L11并联，处于电感量较小状态。

分析三相输入电压的特点，假设三相平衡，当其中两相输入电压相等时，其绝对值为其幅值的一半。当输入电压绝对值小于输入电压幅值的一半时，另外某一相电压与该相输入电压同时为正或同时为负，且其输入电压绝对值小于该另一相的输入电压绝对值。当Vas对应输入电压时，Vp+、Vp-对应值的绝对值应不大于输入电压幅值的一半。设计r2/(r1+r2)为1/100，r5/(r4+r5)、r6/(r6+r7)为1/220可满足此要求。

为简化电路，这里的峰值检测电路中也可以仅检测某一相的峰值，一般检测可控电感所在相的输入电压峰值。根据输入电压半波平均值、有效值与峰值的关系，也可以检测半波平均值、有效值后折算到峰值。也可以检测线电压的峰值、半波平均值、有效值再折算到峰值。

根据电感控制单元的工作过程，三相平衡时，当A相输入电压小于其幅值的一半时，其它各相的输入电压均大于输入电压幅值的一半，因此当A相可控电感处于电感量较小状态时，其它相的升压电感可处于电感量较大状态，从而使该状态下A相电感量小于同时为正或同时为负的另一相的升压电感量，达到设计目的。其它各相的工作过程也是同样的情况。

本实施例中巧妙应用三相的对称性和三相输入电压之间的关系，使存在多个可控电感时，各相可控电感可以独立地控制，使控制更为简单。本实施例中可控电感及其控制方法可应用于其它的基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路。

本发明的第六实施例如图16所示，在第五实施例的基础上，只是把三相的升压电感替换成另一种可控电感。该可控电感由固定电感L1、L11和MOS管M1、M2构成的双向电子开关组成。当双向电子开关导通时，处于较小电感时状态，电感量为L1的电感量，当双向电子开关关断时，处于电感量较大状态，电感量为L1和L11电感量的和。设L1的电感为Ln，L1与L11的电感量和的较佳值为1.1Ln至1.9Ln，因此L11电感可选为0.1Ln至0.9Ln，如0.5Ln。双向电子开关也可以用其它器件和电路形式替代，如用IGBT代替其中的MOS管，用二极管和MOS、IGBT组合成双向电子开关。

本发明的第七实施例如图17所示。以A相为例，升压电感La由L1、L11和双电子开关组成。L11带有副连线组，由MOS管M1和M2组成的双向电子开关与L11的副边并联，L1和L11的原边串联。当双向电子开关导通时，L11被短路，La的电感量较小，为L1的电感量；当双向电子开关关断时，La的电感较大，等于L1和L11的电感量的和。

电感控制单元包括3个相同的电感控制子单元UA、UB、UC。以电感控制子单元UA为例，包括实时电压检测单元U200、峰值检测单元U100、切换比较单元U300、可控电感驱动单元U400。实时电压检测单元U200由电阻r1、r2组成，输出A相输入电压的实时电压采样值Vas。峰值电压检测单元U100包括绝对值电路、峰值保持电路、分压电路，绝对值电路根据A相输入电压采样值Vas得到其绝对值Vasb，经峰值保持电路和分压电路后得到峰值采样值Vap，切换比较单元由比较器CMP1比较Vasb和Vap的大小。当Vasb值对应A相输入电压的实时值时，Vap的值应不超过输入电压幅值的一半，比如取该值为该相输入电压幅值的一半减30V。当A相输入电压值比输入电压幅值的一半少30V时，隔离驱动电路driver1输出控制信号控制A相可控电感La的MOS管M1、M2导通，使A相升压电感量取较小值。

在电感与电子开关串联和并联的电路中，为限制电子开关关断时的电压，一般需要吸收电路或钳位电路。本发明提出组成可控电感的切换电子开关的至少一端通过单向导电部件连接到输出的双端。其中单向导电部件包括二极管及MOS管等可控器件，可串联电阻等限流器件。如果切换电子开关的一端连接在低于输出负电压而高于输出正电压的某一点，例如输入电压、三相整流桥的输入，则另一端通过单向导电部件连接功率因素矫正电路的输出上时，就可以限制切换电子开关关断时的电压。如果切换电子开关的两端未连接在电压介于输出电压正端和负端的某一点上，可以把切换电子开关的两端都通过二极管连接到功率因素矫正电路的输出上，限制切换电子开关在其关断时的电压。

以本发明的第八实施例为例，如图18所示，在第七实施例的基础上，增加了钳位电路。由M1、M2组成的切换电子开关的一端连接到输出的中点，另一端通过二极管D9、D10连接到功率因素矫正电路的正输出和负输出上。当M1和M2都关断时，通过钳位电路使M1和M2的反向电压钳位在输出电压。

本发明的第九实施例如图19所示，在第五实施例的基础上，增加了钳位电路。钳位电路由二极管D21、D22和与其串联的电阻组成。当电子开关M1、M2关断时，电子开关的最高电压被限制在输出电压上，电阻的作用是在正常工作时电流流过三相整流桥。图19中，该钳位电路也可以应用于其它可控电感上。

本发明的第十实施例如图20所示，在第五实施例基础上，还包括可控电感驱动供电电路UD100。MOS管M1、M2组成的切换电子开关的两端连接到单向导向部件二极管DD1和DD2，并通过电阻Rx连接到稳压管Zn1和电容CL的并联电路。CL向M1、M2的驱动电路供电。当M1、M2关断时，如果输入电压为正，则当电子开关SW1导通时M1的d端为正，SW1关断时M2的d端为正，通过Rx向CL充电。当输入电压为负时，SW2通断时同时可通过Rx对CL通电。稳压管Zn1起到稳压和限制电压的作用。本电路结构简单，成本低，利用切换电子开关本身为其驱动供电电路供电。

Claims (3)

1.一种改善基于升压(BOOST)电路的三相有源功率矫正电路的功率因素的方法，基于升压(BOOST)电路的三相有源功率矫正电路包括A相升压电感单元、B相升压电感单元、C相升压电感单元、三相整流单元、升压电子开关单元、输出整流单元、输出电容单元，A相、B相、C相升压电感单元作为升压电路的储能电感，分别与三相整流单元相串联，该串联电路分别连接到三相的三个输入，三相整流单元将三相交流电压整流成直流电压，升压电子开关单元包括1个或多个电子开关，并联在三相整流单元与三相升压电感单元串联电路的输出，输出整流单元用于升压电路的输出整流，输出电容单元用于输出滤波和储能，构成包括单开关升压型、双开关两电平升压型、双开关三电平升压型电路在内的基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路，其特征是：A相、B相、C相升压电感单元中至少有一个是可控电感；

所述的可控电感有两种或以上的电感量状态，不同的电感量状态下电感量与电流的关系特性不同，通过其控制端可控制该可控电感处在不同的电感量状态；

所述的可控电感的控制方法为：在该可控电感所在相的输入相电压与另外某一相输入相电压同时为正或同时为负的时间内，如果可控电感所在相的输入相电压绝对值小于该另外某一相的输入相电压绝对值，则通过其控制端控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间小于该另一相的升压电感量；如该可控电感所在相的输入相电压绝对值比该另一相输入相电压绝对值大，则通过其控制端控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间大于该另一相的升压电感量。

2.如权利要求1所述的改善基于升压(BOOST)电路的三相有源功率因素矫正电路的方法，其特征是：所述的可控电感有两种电感量状态，直接或间接地检测所述可控电感所在相的输入相电压实时值和三相输入中至少一相的相电压的峰值，比较这两者的关系确定该可控电感的电感量控制目标；当该输入相电压实时值的绝对值比该峰值的绝对值的一半还小某一值时，控制该可控电感处于电感量较小的状态，否则处于电感量较大的状态。

3.一种基于升压(BOOST)电路的有源三相功率因素矫正电路，包括A相升压电感单元、B相升压电感单元、C相升压电感单元、三相整流单元、升压电子开关单元、输出整流单元、输出电容单元，A相、B相、C相升压电感单元作为升压电路的储能电感，分别与三相整流单元相串联，该串联电路分别连接到三相的三个输入，三相整流单元将三相交流电压整流成直流电压，升压电子开关单元包括1个或多个电子开关，并联在三相整流单元与三相升压电感单元串联电路的输出，输出整流单元用于升压电路的输出整流，输出电容单元用于输出滤波和储能，构成包括单开关升压型、双开关两电平升压型、双开关三电平升压型电路在内的基于升压(BOOST)电路的非全解耦有源三相功率因素矫正电路，其特征是：还包括电感控制单元，而且A相、B相、C相升压电感单元中至少有一个是可控电感；

所述的可控电感有两种或以上的电感量状态，不同的电感量状态下电感量与电流的关系特性不同，通过其控制端可控制该可控电感处在不同的电感量状态；

所述的电感控制单元检测所述可控电感所在相的输入相电压在工频周期的不同状态，并根据该输入相电压状态和该可控电感的控制特性输出控制信号，该控制信号连接到该可控电感的控制端，控制该可控电感的电感量状态，并且在该可控电感所在相的输入相电压与另外某一相输入相电压同时为正或同时为负的时间内，如果该可控电感所在相的输入相电压绝对值小于该另一相输入相电压绝对值，则控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间小于该另一相的升压电感量；如该可控电感所在相的输入相电压绝对值比该另一相输入相电压绝对值大，则控制该可控电感的电感量在部分或全部该时间大于该另一相的升压电感量。

4如权利要求3所述的三相功率因素矫正电路，其特征是：所述的可控电感包括电流控制可变电感器，该电流控制可变电感器通过改变控制绕组的电流来改变电感的饱和程度，从而改变电感量。

5如权利要求3所述的三相功率因素矫正电路，其特征是，所述的可控电感包括第一电感、第二电感、切换电子开关，其连接方式或者为切换电子开关与第二电感串联后再与第一电感并联，或者为切换电子开关与第二电感并联后再与第一电感串联，或者为第二电感具有副边绕组且其原边与第一电感串联而其副边与切换电子开关并联，切换电子开关的控制端作可控电感的控制端，通过控制切换电子开关的通断来改变电感量。

6如权利要求5所述的三相功率因素矫正电路，其特征是：三相的三个升压电感单元都是所述的可控电感，所述的可控电感有两种电感量状态。

7如权利要求6所述的三相功率因素矫正电路，其特征是：所述可控电感的电感量较大状态的电感量是电感量较小状态时的电感量的1.1倍到1.9倍。

8如权利要求5所述的三相功率因素矫正电路，其特征是：所述的切换电子开关包括2个串联连接的电子开关构成双向电子开关，所述的可控电感还包括切换电子开关的驱动供电电路，为切换电子开关的驱动提供电源；

所述的驱动供电电路包括第一单向导向部件、第二单向导电部件、限流部件、稳压部件、滤波电容；该第一单向导向部件、第二单向导电部件使电流单向流动，该限流部件限制电流超过设定值，该稳压部件限制电压超过设定值，驱动供电电路通过滤波电容为所述的切换电子开关驱动提供电源；

所述的第一单向导电部件、第二单向导电部件的一端分别连接到所述切换电子开关的两端，另一端连接在一起，并连接到所述的限流部件的一端，该限流部件的另一端连接到所述稳压部件和所述滤波电容的一端，该稳压部件和该滤波电容的另一端连接在一起，并连接到组成切换电子开关的两个电子开关的连接点。

9如权利要求5至8之一所述的三相功率因素矫正电路，其特征是：所述的电感控制单元包括实时电压检测单元、峰值检测单元、切换比较单元、可控电感驱动单元；

所述的实时电压检测单元检测所述可控电感所在相的输入相电压的实时值VX，经过线性运算得到该相输入相电压实时采样值VXS；

所述的峰值检测单元检测三相输入中至少一相的输入相电压的峰值VY，经过线性运算得到峰值采样值VYS；

所述的切换比较单元判断所述的实时采样值VXS与所述的峰值采样值VYS的关系，输出信号到所述的可控电感驱动单元，当所述输入相电压的实时值VX的绝对值比所述输入相电压的峰值VY的绝对值的一半还小某一值时，所述的可控电感驱动单元输出该可控电感的切换电子开关的导通信号，否则输出该可控电感的切换电子开关的关断信号。

10如权利要求5至8之一所述的三相功率因素矫正电路，其特征是：所述可控电感的切换电子开关的至少一端分别通过单向导电部件连接到功率因素矫正电路的输出的两端，构成钳位电路。

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