CN103516220A - 共铁心式功率因数校正谐振转换器 - Google Patents

Abstract

一种共铁心式功率因数校正谐振转换器，包括能量转换电路。能量转换电路接收输入电压，并产生输出功率，且能量转换电路包括耦合电感组件与储荷电容元件。其中，依据控制信号，使耦合电感元件与储荷电容元件通过输入电压充电，以产生储荷电容电压，接着当储荷电容电压的电压准位到达一预设电压准位，再依据控制信号使耦合电感元件与储荷电容元件进行放电，以耦合电感元件与储荷电容元件的能量转换成输出功率，并提供输出电压或电流调节的使用。

Description

共铁心式功率因数校正谐振转换器

技术领域

一种功率因数校正转换器，特别有关于一种共铁心式功率因数校正谐振转换器。

背景技术

一般来说，传统功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)的电路结构，大都利用电感作为储能元件并搭配升压(Boost)拓朴控制架构，以达到功率因数校正效果，并将能量传递至负载。此种转换器的输出电压必须比电源电压高，这电路不适用于低电压的输出。这时需要改电路为降压的电路型，例如顺向式转换器(Forward Converter)。然而，这种电路无法提供高功率因数的功能。

一般要升压式转换器能产生高的功率因数以及调节的输出，这转换器就需要复杂的控制电路，例如模拟乘法器(Analog Multiplier)等电路元件，以达到高功率因数校正的效果。另外，前述架构上还需额外在控制频率信号中，新增具有频率抖动(Frequency Jitter)、准谐振(Quasi Resonant)或波谷切换(ValleySwitching)功能的电路元件，以压低电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)。

此外，由于功率因数校正使用升压拓朴控制的架构，其输出电压会被拉升至较高的电压准位上，例如600V，因此在进行此架构内部的开关元件的选择上，必须考虑耐压相对较高元件(例如600V功率以上的元件)。

有鉴于此，已有技术提供一种功率因数校正谐振式转换器，如图1所示，以解决前述问题。此功率因数校正谐振式转换器100可藉由元件110做软切换操作，以使输入电压对电容充电以进行取电动作，进而产生电容电压VC，再通过元件120做软切换操作以进行能量传递动作，进而将电容电压VC转换成输出功率输出。

并且，由于此功率因数校正谐振式转换器100中的电容电压VC最多充电至与输入电压相同的电压准位，故可使用耐压较低的电路元件。然而，此功率因数校正谐振式转换器100使用两个独立的电感(分别于元件110及120中)，并使用5个二极管来实施，如此会增加电路的使用成本与体积，并增加元件导通损失。由此可知，功率因数校正的电路仍有需要改善的地方。

发明内容

鉴于以上的问题，本发明在于提供一种共铁心式功率因数校正谐振转换器，借以减少电路元件的使用成本与体积，且可选用较低耐压的开关元件与电容元件，这电路架构能有减低电磁干扰的效果并具有很好的功率因数。

本发明所揭露的一种共铁心式功率因数校正谐振转换器，包括能量转换电路。能量转换电路具有第一端、第二端与第三端，能量转换电路的第一端接收输入电压，能量转换电路的第二端耦接接地端，能量转换电路的第三端产生输出功率。并且，能量转换电路包括耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管。

其中，依据控制信号，能量转换电路借由能量转换电路的耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管做切换操作，将输入电压充电至耦合电感元件与储荷电容元件，以产生储荷电容电压并进行取电。接着再依据控制信号，能量转换电路借由能量转换电路的耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管做切换操作，使耦合电感元件与储荷电容元件放电并进行能量传递，以将耦合电感元件与储荷电容元件所储存能量转换至输出负载端，并提供输出电压或电流调节的使用。

本发明所揭露的一种共铁心式功率因数校正谐振转换器，其借由切换操作启动不同的谐振电路，以进行取电动作和进行能量传递操作来产生输出功率。如此一来，减少电压转换的损耗以及电路元件的使用成本和体积，且可选用较低耐压的开关元件与电容元件，同时保有较佳抑制电磁干扰效果并获得很好的功率因数。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为功率因数校正谐振式转换器的示意图。

图2为本发明的共铁心式功率因数校正谐振转换器的外部接线示意图。

图3为图2的共铁心式功率因数校正谐振转换器之详细电路图的一种实施范例。

图4为本发明的共铁心式功率因数校正谐振转换器的操作波形图。

其中，附图标记：

100：功率因数校正谐振转换器

200、300：共铁心式功率因数校正谐振转换器

210、310：能量转换电路

211、311：能量转换电路的第一端

212、312：能量转换电路的第二端

213、313：能量转换电路的第三端

320：耦合电感元件

330：储荷电容元件

340：控制单元

350：电压转换单元

360：负载单元

CP、C1：电容

D1、D2：二极管

L1：第一线圈

L2：第二线圈

R1：电阻

CS1：控制信号

VAC：交流电压

VIN：输入电压

VCP：储荷电容电压

VO：输出功率

S1～S4：曲线

t_ON：开关SW1的导通时间

SW1：开关

GND：接地端

具体实施方式

图2为本发明的共铁心式功率因数校正谐振转换器的外部接线示意图。图3为图2的共铁心式功率因数校正谐振转换器之详细电路图的一种实施范例。请先参考图2所示，本实施例的共铁心式功率因数校正谐振转换器200可称为电感耦合式功率因数校正谐振转换器。共铁心式功率因数校正谐振转换器200包括能量转换电路210。

能量转换电路210具有第一端211、第二端212与第三端213，能量转换电路210的第一端211接收输入电压VIN，能量转换电路210的第二端212耦接接地端GND，能量转换电路210的第三端213产生输出功率VO。

并且，能量转换电路210包括耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管。而能量转换电路210之耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管的实施态样容后详述，例如可参考图3的实施范例。另外，储荷电容元件的选用元件体积可以很小。

其中，依据控制信号CS1，能量转换电路210借由能量转换电路210的耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管做切换操作，也即作电源输入能量的撷取工作，使得耦合电感元件与储荷电容元件组合成一谐振电路，以将输入电压VIN充电至耦合电感元件上的激磁电感与储荷电容元件等储能元件并储能，进而产生储荷电容电压VCP。

当储荷电容电压VCP持续上升且储荷电容电压VCP到达一预设电压准位(例如适当的电压准位)时，再依据控制信号CS1，使所撷取的电源输入能量，能进行传送至输出的操作，也就是能量转换电路210借由能量转换电路210的耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管做切换操作，使耦合电感元件与储荷电容元件放电并进行能量传递操作，以将耦合电感元件的激磁电感所储存的能量及储荷电容电压VCP转换成输出功率VO。

在本实施例中，转换成输出功率VO的方式为除了将耦合电感元件的激磁电感所储存的能量的转移之外，并包括借由将储荷电容元件上的储荷电容电压VCP进行放电，并通过第二二极管而降低至0V，且通过能量转换以将储荷电容电压VCP转换成输出功率VO并输出。此外，输入电压VIN可以是交流电压(AC Voltage)或直流电压(DC Voltage)，而交流电压较适合应用于功率因数校正。

本实施例的共铁心式功率因数校正谐振转换器200可借由前述切换操作，即先通过能量转换电路210中的耦合电感元件及储荷电容元件等储能元件取电并撷取能量，再通过能量转换以转换成输出功率VO，并提供稳定的输出电压或输出电流，进而获得较好的功率因数。

前述仅简略说明了共铁心式功率因数校正谐振转换器200的元件耦接关系与其相关操作，且未详述能量转换电路210之耦合电感元件、储荷电容元件、开关、第一二极管与第二二极管的耦接方式，以下将举其它实施范例来进行说明。

请参考图3所示，共铁心式功率因数校正谐振转换器300包括能量转换电路310、控制单元340、电压转换单元350与负载单元360。在本实施例中，能量转换电路310的操作可参考第图2的能量转换电路210的实施方式，故在此不再赘述。

能量转换电路310具有第一端311、第二端312与第三端313，且能量转换电路310包括耦合电感元件320(对应图2的能量转换电路210的耦合电感元件)、储荷电容元件330(对应图2的能量转换电路210的储荷电容元件)、开关SW1(对应图2的能量转换电路210的开关)、二极管D1(对应图2的能量转换电路210的第一二极管)与二极管D2(对应图2之能量转换电路210的第二二极管)。

耦合电感元件320例如为共铁心式变压器，耦合电感元件320具有一次侧与二次侧，耦合电感元件320的一次侧的第一端耦接能量转换电路310的第一端311，用以接收输入电压VIN。其中，耦合电感元件320的一次侧的第二端与二次侧的第一端的极相同，如图3中所绘示的标示点，也即耦合电感元件320的一次侧与二次侧的极性相反。

而耦合电感元件320进一步包括第一线圈L1与第二线圈L2。第一线圈L1的第一端为耦合电感元件320的一次侧的第一端，第一线圈L1的第二端为耦合电感元件320的一次侧的第二端。第二线圈L2的第一端为耦合电感元件320的二次侧的第一端，第二线圈L2之第二端耦接耦合电感元件320的二次侧的第二端。

开关SW1的第一端耦接耦合电感元件320的一次侧的第二端，开关的SW1的第二端耦接耦合电感元件320的二次侧的第二端与储荷电容元件330的第一端。并且，开关SW1的控制端接收控制信号CS1，且受控于控制信号CS1，以决定其是否导通。

进一步来说，开关SW1可以N型晶体管来实施。N型晶体管的汲极端例如耦接耦合电感元件320的一次侧的第二端，N型晶体管的源极端例如耦接耦合电感元件320的二次侧的第二端，N型晶体管的栅极端例如接收控制信号CS1。然而，本实施例的开关SW1不限定以N型晶体管来实施，也可使用P型晶体管或是绝缘栅双极性晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)来实施。另外，储荷电容元件330可以包括电容CP，即例如以电容CP来实施储荷电容元件330。

二极管D1的阳极端耦接耦合电感元件320的二次侧的第一端，二极管D1的阴极端耦接能量转换310的第三端313，用以产生输出功率VO。储荷电容元件330的第一端耦接开关SW1的第二端，且储荷电容元件330的第一端产生储荷电容电压VCP，储荷电容元件330的第二端耦接接地端GND。

二极管D2的阳极端耦接储荷电容元件330的第二端，二极管的D2的阴极端耦接储荷电容元件330的第一端。控制单元340用以接收输入电压VIN或储荷电容电压VCP或输出功率VO，并依据输入电压VIN与储荷电容电压VCP的电压准位或输出功率VO的准位，以产生控制信号CS1。

举例来说，一种控制法是，当控制单元340侦测到储荷电容电压VCP的电压准位为0V时，则允许提供例如高逻辑准位的控制信号CS1给开关SW1，使开关SW1导通。当控制单元340侦测到储荷电容电压VCP的电压准位等于输入电压VIN的1/2(也即(1/2)*VIN)时，则提供例如低逻辑准位的控制信号CS1给开关SW1，使开关SW1断开。

电压转换单元350耦接能量转换电路310的第一端311，用以接收交流电压VAC，并将交流电压VAC转换成输入电压VIN。进一步来说，电压转换单元350例如包括桥式整流器与滤波器，用以将交流电压VAC经由桥式整流器与滤波器整流并滤波后，使交流电压VAC转换成输入电压VIN并输出。

负载单元360的第一端耦接能量转换电路310的第三端313，负载单元360的第二端耦接接地端GND。在本实施例中，负载单元360包括电容C1与电阻R1。电容C1的第一端耦接能量转换单元310的第三端313，电容C1的第二端耦接接地端GND。电阻R1的第一端耦接电容C1的第一端，电阻R1的第二端耦接电容C1的第二端。

以上，大略说明了共铁心式功率因数校正谐振转换器300的内部元件及其耦接关系。以下，将对共铁心式功率因数校正谐振转换器300的操作进行说明。

首先，电压转换单元350将交流电压VAC转换并整流，以提供输入电压VIN。此时，控制单元340侦测到储荷电容电压VCP为0V，则控制单元340提供例如高逻辑准位的控制信号CS1，使开关SW1导通。由于开关SW1导通，使得能量转换电路310之耦合电感元件320的第一线圈L1的与储荷电容元件330的电容CP组合成一谐振电路，以将输入电压VIN充电至第一线圈L1的激磁电感和储荷电容元件330的电容CP并进行取电，使得储荷电容电压VCP的电压持续上升。也就是说，当开关SW1导通时，输入电压VIN经由耦合电感元件320的一次侧的激磁电感以及对储荷电容元件320的电容CP进行充电。

当控制单元340侦测到储荷电容电压VCP的电压准位上升到等于一特定电压，例如是输入电压VIN的1/2(也即(1/2)*VIN)时，控制单元340提供例如低逻辑准位的控制信号CS1，使开关SW1断开。由于开关SW1断开，则储荷电容元件330的电容CP与耦合电感元件320的第二线圈L2组合成另一谐振电路，使第二线圈L2的激磁电感和储荷电容元件330的电容CP进行放电，以将储存在第二线圈L2之激磁电感的磁能和储荷电容元件330的电容CP上的电荷进行能量转移，并转换成电能以作为输出功率VO输出。

也即，借由第二线圈L2的激磁电感的释能以及储荷电容元件330之电容CP放电并进行能量传递操作，以转换成输出功率VO，并将输出功率VO的能量传至负载单元360。也就是说，当开关SW1断开时，耦合电感元件320的极性反转，使得耦合电感元件320的一次侧的电流会截止，而耦合电感元件320的二次侧的电流会产生，使得耦合电感元件320的第二线圈L2的激磁电感磁能开始释放以及储荷电容元件330之电容CP上的电压放电，并经由耦合电感元件320的二次侧转换成输出功率VO并输出。

当能量释放完毕之后，等待下一个切换周期的控制开关SW1导通(此时储荷电容电压VCP的电压准位为0V)，并重复前述的动作。借由前述谐振电路的切换操作，分别进行取电及能量传递操作，可以提供输出电压或电流及输出功率调节的使用，并获得较好的功率因数。

值得一提的是，前述储荷电容电压VCP以等于输入电压VIN的1/2(也即(1/2)*VIN)为例，但本发明不限于此。储荷电容电压VCP的电压准位可以设计在任一适当电压准位(即预设电压准位)。

以下，将举一例来说明共铁心式功率因数校正谐振转换器300如何得到较好的功率因数。

首先，流经耦合电感元件320的一次侧的电流I_L1，储荷电容电压VCP的初始电压值以及充电至输入电压VIN的1/2之储荷电容电压VCP的电压值，分别如下式(1)、式(2)与式(3)所示：

$I_{L1}\left(t\right)=\frac{\mathrm{VIN}\left(t\right)-\mathrm{VCP}\left(t\right)}{L1}\×t---\left(1\right)$

VCP(t)＝0V|_t＝0    (2)

$\mathrm{VCP}\left(t\right)=\frac{\mathrm{VIN}\left(t\right)}{2}{|}_{t=t_{\mathrm{ON}}}---\left(3\right)$

其中，t_ON为开关SW1的导通时间，也即储荷电容元件330的电容CP从电压准位0V充电至输入电压VIN的1/2的时间，应为一定值并与谐振电路的谐振周期有关。

接着，通过式(1)、(2)、(3)计算开关SW1导通期间流经耦合电感元件320的一次侧的第一线圈L1上的单一切换周期平均锋值电流I_{L1，pesk(avg)}(t)近似值，如式(4)所示：

$I_{L1,\mathrm{pesk}\left(\mathrm{avg}\right)}\left(t\right)~\frac{\frac{\mathrm{VIN}\left(t\right)}{L1}-\frac{\mathrm{VIN}\left(t\right)}{2L1}}{2}\×t_{\mathrm{ON}}=\frac{3}{4}\×\frac{\mathrm{VIN}\left(t\right)}{L1}\×t_{\mathrm{ON}}---\left(4\right)$

并且，输入电压VIN与交流电压VAC的关系式如下(5)所示：

$\mathrm{VIN}\left(t\right)=\sqrt{2}\mathrm{VAC}\×\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)---\left(5\right)$

接着，共铁心式功率因数校正谐振转换器300操作在切换频率F_SW1的不连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)操作下，可借由式(6)计算出开关SW1导通时流经单一切换周期平均输入电流I_in，avg(t)。而式(6)如下所示：

$I_{\mathrm{in},\mathrm{avg}}\left(t\right)=<I_{L1}\left(t\right)>T_{\mathrm{SW}1}$

$=\frac{I_{L1,\mathrm{peak}\left(\mathrm{avg}\right)}\left(r\right)}{2}\&times;\frac{t_{\mathrm{ON}}}{T_{\mathrm{SW}1}}=\frac{3\mathrm{VIN}\left(t\right)}{8L1}\&times;\frac{t_{\mathrm{ON}}^2}{T_{\mathrm{SW}1}}=\frac{3\sqrt{2}\mathrm{VAC}\&times;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}{8L1}\&times;\frac{t_{\mathrm{ON}}^2}{T_{\mathrm{SW}1}}$

$=k\&times;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)$

(6)

其中，F_SW1为开关SW1的切换频率，而T_SW1为开关SW1的切换周期，而F_SW1为T_SW1的倒数，例如借由式(6)，可以得知I_in，avg(t)正比于sinωt，将可得到相同于交流电压VAC电压的正弦曲线波形，如图4所示。

请参考图4所示，其为本发明之共铁心式功率因数校正谐振转换器的操作波形图。其中，曲线S1为输入电压VIN；曲线S2为储荷电容电压VCP；曲线S3为开关SW1导通期间流经耦合电感元件320的一次侧之第一线圈L1上的电感电流I_L1(t)；曲线S4为开关SW1导通时流经储荷电容元件330之电容CP上的平均输入电流I_in，avg(t)。

由图4可以看出，平均输入电流I_in，avg(t)(曲线S4)与输入电压VIN(曲线S1)的正弦曲线波形相同，因此本实施例的共铁心式功率因数校正谐振转换器300可获得很好的功率因数。另外每个周期的第一线圈L1上的电感电流I_L1(t)为一近似抛物线波形而非传统锯齿波形，故可预期将会得到不错的电磁干扰的降低效果。

前述控制开关SW1的导通与否为采用变频控制方式，也即侦测输入电压VIN与储荷电容电压VCP的电压准位以控制开关SW1的导通与否。然而本实施例不限于此，也可采脉冲宽度调变(Pulse Width Modulation，PWM)定频控制方式控制开关SW1的导通与否，以控制开关SW1的导通时间t_ON。

以下，将列举一例来说明。借由式(7)可计算出共铁心式功率因数校正谐振转换器300的输入功率P_in(t)。而近似值式(7)如下所示：

$P_{\mathrm{in}}\left(t\right)=P_{\mathrm{Lp}}\left(t\right)+P_{\mathrm{Cp}}\left(t\right)$

$=\frac{1}{2}{L}_P{\left[I_{\mathrm{Lp},\mathrm{peak}\left(\mathrm{avg}\right)}\left(t\right)\right]}^2\&times;F_{\mathrm{SW}}+\frac{1}{2}{C}_P{\left[\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}{2}\right]}^2\&times;F_{\mathrm{SW}}$

$=\frac{1}{2}{L}_P{[\frac{3\sqrt{2}{V}_{\mathrm{AC}}\&times;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}{4L_p}\&times;t_{\mathrm{ON}}]}^2\&times;F_{\mathrm{SW}}---\left(7\right)$

$+\frac{1}{2}{C}_P{\left[\frac{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{AC}}\&times;\sin \left(\mathrm{\&omega;t}\right)}{2}\right]}^2\&times;F_{\mathrm{SW}}$

$=(\frac{9t_{\mathrm{ON}}^2}{16L_p}+\frac{C_P}{4})\&times;{V_{\mathrm{AC}}}^2\&times;F_{\mathrm{SW}}\&times;{\sin }^2\left(\mathrm{\&omega;t}\right)$

利用式(7)可计算出共铁心式功率因数校正谐振转换器300的输出功率P_out(t)。而输出功率P_out(t)如下式(8)所示：

$P_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\mathrm{\&eta;}\&CenterDot;P_{\mathrm{in}}\left(t\right)$

$=\mathrm{\&eta;}\&CenterDot;\frac{1}{T_{\mathrm{line}}}{\&Integral;}_0^{T_{\mathrm{line}}}(\frac{9t_{\mathrm{ON}}^2}{16L_p}+\frac{C_P}{4})\&times;{V_{\mathrm{AC}}}^2\&times;F_{\mathrm{SW}}\&times;{\sin }^2\left(\mathrm{\&omega;t}\right)\mathrm{dt}---\left(8\right)$

$=\mathrm{\&eta;}\&CenterDot;(\frac{9t_{\mathrm{ON}}^2}{32L_p}+\frac{C_P}{8})\&times;{V_{\mathrm{AC}}}^2\&times;F_{\mathrm{SW}}$

其中，η为输入功率P_in(t)与输出功率P_out(t)之间的转换效率(Efficiency)。

在本实施例中，储荷电容元件330之电容CP上之储荷电容电压VCP的电压准位最多充电至输入电压VIN的电压准位的1/2(也即(1/2)*VIN)，因此电容CP可以选用耐压较低的电容元件来实施。并且，另外，本实施例的输入电压VIN以交流为例，但本发明不限于此，输入电压VIN也可使用直流。

本发明的实施例所揭露的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其借由切换操作启动不同的谐振电路，以进行取电动作，或进行能量传递操作并产生输出功率。如此一来，可产生稳定的输出电压或电流及输出功率，并且获得很好的功率因数。

另外，储荷电容元件上的电压最多充电至与输入电压之电压准位的1/2，故储荷电容元件可以使用耐压较低的开关元件与电容元件，并减少电路元件的使用成本和体积。此外，本实施例的能量转换电路使用耦合电感元件、储荷电容元件、开关与2个二极管来实施，故相较于现有的功率因数校正谐振式转换器来说，可有效减少电路体积，并进而减少元件导通损失。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明权利要求的保护范围。

Claims (10)

1.一种共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，包括：

一能量转换电路，具有一第一端、一第二端与一第三端，该能量转换电路的该第一端接收一输入电压，该能量转换电路的该第二端耦接接地端，该能量转换电路的该第三端产生一输出功率，该能量转换电路包括一耦合电感元件、一储荷电容元件、一开关、一第一二极管与一第二二极管；

其中，依据一控制信号，该能量转换电路借由该能量转换电路的该耦合电感元件、该储荷电容元件、该开关、该第一二极管与该第二二极管做一切换操作，将该输入电压充电至该耦合电感元件与该储荷电容元件，以产生一储荷电容电压，接着再依据该控制信号，该能量转换电路借由该能量转换电路的该耦合电感元件、该储荷电容元件、该开关、该第一二极管与该第二二极管做该切换操作，使该耦合电感元件与该储荷电容元件放电并进行能量传递，以将该耦合电感元件与该储荷电容元件所储存的能量转换成该输出功率。

2.根据权利要求1所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，该耦合电感元件为一共铁心式变压器，该耦合电感元件具有一一次侧与一二次侧，该一次侧的第一端耦接该能量转换电路的该第一端，其中该一次侧的第二端与该二次侧的第一端的极性相同；

该开关的第一端耦接该一次侧的第二端、该开关的第二端耦接该二次侧的第二端，该开关的控制端接收该控制信号；

该第一二极管的阳极端耦接该二次侧的第一端，该第一二极管的阴极端耦接该能量转换电路的该三端；

该储荷电容元件的第一端耦接该开关的第二端，该储荷电容元件的第二端耦接接地端；以及

该第二二极管的阳极端耦接该储荷电容元件的第二端，该第二二极管的阴极端耦接该储荷电容元件的第一端。

3.根据权利要求2所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，该耦合电感元件包括：

一第一线圈，其第一端为该一次侧的第一端，其第二端为该一次侧的第二端；以及

一第二线圈，其第一端为该二次侧的第一端，其第二端耦接该二次侧的第二端。

4.根据权利要求2所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，该储荷电容元件包括一电容。

5.根据权利要求2所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，该开关为N型晶体管、P型晶体管或是绝缘栅双极性晶体管。

6.根据权利要求1所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，更包括：

一控制单元，用以接收该输入电压或该储荷电容电压，或以一脉冲宽度调变定频控制方式控制以产生该控制信号。

7.根据权利要求1所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，更包括：

一电压转换单元，耦接该能量转换电路的该第一端，用以接收一交流电压，并将该交流电压转换成该输入电压。

8.根据权利要求1所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，更包括：

一负载单元，其第一端耦接该能量转换电路的该第三端，其第二端耦接接地端。

9.根据权利要求8所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，该负载单元包括：

一电容，其第一端耦接该能量转换电路的该第三端，其第二端耦接接地端；以及

一电阻，其第一端耦接该电容的第一端，其第二端耦接该电容的第二端。

10.根据权利要求1所述的共铁心式功率因数校正谐振转换器，其特征在于，该输入电压为交流电压或直流电压。

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