TWI485961B - 共鐵心式功率因數校正諧振轉換器 - Google Patents

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Description

共鐵心式功率因數校正諧振轉換器
一種功率因數校正轉換器，特別有關於一種共鐵心式功率因數校正諧振轉換器。
一般來說，傳統功率因數校正(Power Factor Correction,PFC)的電路結構，大都利用電感作為儲能元件並搭配升壓(Boost)拓樸控制架構，以達到功率因數校正效果，並將能量傳遞至負載。此種轉換器的輸出電壓必須比電源電壓高，這電路不適用於低電壓的輸出。這時需要改電路為降壓的電路型，例如順向式轉換器(Forward Converter)。然而，這種電路無法提供高功率因數的功能。
一般要升壓式轉換器能產生高的功率因數以及調節的輸出，這轉換器就需要複雜的控制電路，例如類比乘法器(Analog Multiplier)等電路元件，以達到高功率因數校正的效果。另外，前述架構上還需額外在控制時脈訊號中，新增具有頻率抖動(Frequency Jitter)、準諧振(Quasi Resonant)或波谷切換(Valley Switching)功能的電路元件，以壓低電磁干擾(Electromagnetic Interference,EMI)。
此外，由於功率因數校正使用升壓拓樸控制的架構，其輸出電壓會被拉升至較高的電壓準位上，例如600V，因此在進行此架構內部的開關元件的選擇上，必須考慮耐壓相對較高元件(例如 600V功率以上的元件)。
有鑑於此，已有技術提供一種功率因數校正諧振式轉換器，如「第1圖」所示，以解決前述問題。此功率因數校正諧振式轉換器100可藉由元件110做軟切換操作，以使輸入電壓對電容充電以進行取電動作，進而產生電容電壓VC，再透過元件120做軟切換操作以進行能量傳遞動作，進而將電容電壓VC轉換成輸出功率輸出。
並且，由於此功率因數校正諧振式轉換器100中之電容電壓VC最多充電至與輸入電壓相同的電壓準位，故可使用耐壓較低的電路元件。然而，此功率因數校正諧振式轉換器100使用兩個獨立的電感(分別於元件110及120中)，並使用5個二極體來實施，如此會增加電路的使用成本與體積，並增加元件導通損失。由此可知，功率因數校正的電路仍有需要改善的地方。
鑒於以上的問題，本發明在於提供一種共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，藉以減少電路元件的使用成本與體積，且可選用較低耐壓的開關元件與電容元件，這電路架構能有減低電磁干擾的效果並具有很好的功率因數。
本發明所揭露之一種共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，包括能量轉換電路。能量轉換電路具有第一端、第二端與第三端，能量轉換電路的第一端接收輸入電壓，能量轉換電路的第二端耦接接地端，能量轉換電路的第三端產生輸出功率。並且，能量轉 換電路包括耦合電感元件、儲荷電容元件、開關、第一二極體與第二二極體。
其中，依據控制訊號，能量轉換電路藉由能量轉換電路的耦合電感元件、儲荷電容元件、開關、第一二極體與第二二極體做切換操作，將輸入電壓充電至耦合電感元件與儲荷電容元件，以產生儲荷電容電壓並進行取電。接著再依據控制訊號，能量轉換電路藉由能量轉換電路的耦合電感元件、儲荷電容元件、開關、第一二極體與第二二極體做切換操作，使耦合電感元件與儲荷電容元件放電並進行能量傳遞，以將耦合電感元件與儲荷電容元件所儲存能量轉換至輸出負載端，並提供輸出電壓或電流調節的使用。
本發明所揭露之一種共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，其藉由切換操作啟動不同的諧振電路，以進行取電動作和進行能量傳遞操作來產生輸出功率。如此一來，減少電壓轉換的損耗以及電路元件的使用成本和體積，且可選用較低耐壓的開關元件與電容元件，同時保有較佳抑制電磁干擾效果並獲得很好的功率因數。
有關本發明的特徵與實作，茲配合圖式作實施例詳細說明如下。
「第2圖」為本發明之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器的外部接線示意圖。「第3圖」為「第2圖」之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器之詳細電路圖的一種實施範例。請先參考「第2圖」 所示，本實施例之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器200可稱為電感耦合式功率因數校正諧振轉換器。共鐵心式功率因數校正諧振轉換器200包括能量轉換電路210。
能量轉換電路210具有第一端211、第二端212與第三端213，能量轉換電路210的第一端211接收輸入電壓VIN，能量轉換電路210的第二端212耦接接地端GND，能量轉換電路210的第三端213產生輸出功率VO。
並且，能量轉換電路210包括耦合電感元件、儲荷電容元件、開關、第一二極體與第二二極體。而能量轉換電路210之耦合電感元件、儲荷電容元件、開關、第一二極體與第二二極體的實施態樣容後詳述，例如可參考「第3圖」的實施範例。另外，儲荷電容元件的選用元件體積可以很小。
其中，依據控制訊號CS1，能量轉換電路210藉由能量轉換電路210的耦合電感元件、儲荷電容元件、開關、第一二極體與第二二極體做切換操作，亦即作電源輸入能量的擷取工作，使得耦合電感元件與儲荷電容元件組合成一諧振電路，以將輸入電壓VIN充電至耦合電感元件上的激磁電感與儲荷電容元件等儲能元件並儲能，進而產生儲荷電容電壓VCP。
當儲荷電容電壓VCP持續上升且儲荷電容電壓VCP到達一預設電壓準位(例如適當的電壓準位)時，再依據控制訊號CS1，使所擷取的電源輸入能量，能進行傳送至輸出的操作，也就是能量轉換電路210藉由能量轉換電路210的耦合電感元件、儲荷電 容元件、開關、第一二極體與第二二極體做切換操作，使耦合電感元件與儲荷電容元件放電並進行能量傳遞操作，以將耦合電感元件之激磁電感所儲存的能量及儲荷電容電壓VCP轉換成輸出功率VO。
在本實施例中，轉換成輸出功率VO的方式為除了將耦合電感元件之激磁電感所儲存之能量的轉移之外，並包括藉由將儲荷電容元件上的儲荷電容電壓VCP進行放電，並透過第二二極體而降低至0V，且透過能量轉換以將儲荷電容電壓VCP轉換成輸出功率VO並輸出。此外，輸入電壓VIN可以是交流電壓(AC Voltage)或直流電壓(DC Voltage)，而交流電壓較適合應用於功率因數校正。
本實施例的共鐵心式功率因數校正諧振轉換器200可藉由前述切換操作，即先透過能量轉換電路210中之耦合電感元件及儲荷電容元件等儲能元件取電並擷取能量，再透過能量轉換以轉換成輸出功率VO，並提供穩定的輸出電壓或輸出電流，進而獲得較好的功率因數。
前述僅簡略說明了共鐵心式功率因數校正諧振轉換器200的元件耦接關係與其相關操作，且未詳述能量轉換電路210之耦合電感元件、儲荷電容元件、開關、第一二極體與第二二極體的耦接方式，以下將舉其他實施範例來進行說明。
請參考「第3圖」所示，共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300包括能量轉換電路310、控制單元340、電壓轉換單元350與 負載單元360。在本實施例中，能量轉換電路310的操作可參考第「第2圖」之能量轉換電路210的實施方式，故在此不再贅述。
能量轉換電路310具有第一端311、第二端312與第三端313，且能量轉換電路310包括耦合電感元件320(對應「第2圖」之能量轉換電路210的耦合電感元件)、儲荷電容元件330(對應「第2圖」之能量轉換電路210的儲荷電容元件)、開關SW1(對應「第2圖」之能量轉換電路210的開關)、二極體D1(對應「第2圖」之能量轉換電路210的第一二極體)與二極體D2(對應「第2圖」之能量轉換電路210的第二二極體)。
耦合電感元件320例如為共鐵心式變壓器，耦合電感元件320具有一次側與二次側，耦合電感元件320之一次側的第一端耦接能量轉換電路310的第一端311，用以接收輸入電壓VIN。其中，耦合電感元件320之一次側之第二端與二次側之第一端的極相同，如「第3圖」中所繪示的標示點，亦即耦合電感元件320之一次側與二次側的極性相反。
而耦合電感元件320進一步包括第一線圈L1與第二線圈L2。第一線圈L1的第一端為耦合電感元件320之一次側的第一端，第一線圈L1的第二端為耦合電感元件320之一次側的第二端。第二線圈L2的第一端為耦合電感元件320之二次側的第一端，第二線圈L2之第二端耦接耦合電感元件320之二次側的第二端。
開關SW1的第一端耦接耦合電感元件320之一次側的第二 端，開關的SW1的第二端耦接耦合電感元件320之二次側的第二端與儲荷電容元件330的第一端。並且，開關SW1的控制端接收控制訊號CS1，且受控於控制訊號CS1，以決定其是否導通。
進一步來說，開關SW1可以N型電晶體來實施。N型電晶體的汲極端例如耦接耦合電感元件320之一次側的第二端，N型電晶體的源極端例如耦接耦合電感元件320之二次側的第二端，N型電晶體的閘極端例如接收控制訊號CS1。然而，本實施例之開關SW1不限定以N型電晶體來實施，亦可使用P型電晶體或是絕緣閘雙極性電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)來實施。另外，儲荷電容元件330可以包括電容CP，即例如以電容CP來實施儲荷電容元件330。
二極體D1的陽極端耦接耦合電感元件320之二次側的第一端，二極體D1的陰極端耦接能量轉換310的第三端313，用以產生輸出功率VO。儲荷電容元件330的第一端耦接開關SW1的第二端，且儲荷電容元件330的第一端產生儲荷電容電壓VCP，儲荷電容元件330的第二端耦接接地端GND。
二極體D2的陽極端耦接儲荷電容元件330的第二端，二極體的D2的陰極端耦接儲荷電容元件330的第一端。控制單元340用以接收輸入電壓VIN或儲荷電容電壓VCP或輸出功率VO，並依據輸入電壓VIN與儲荷電容電壓VCP的電壓準位或輸出功率VO的準位，以產生控制訊號CS1。
舉例來說，一種控制法是，當控制單元340偵測到儲荷電容 電壓VCP的電壓準位為0V時，則允許提供例如高邏輯準位的控制訊號CS1給開關SW1，使開關SW1導通。當控制單元340偵測到儲荷電容電壓VCP的電壓準位等於輸入電壓VIN的1/2(亦即(1/2)*VIN)時，則提供例如低邏輯準位的控制訊號CS1給開關SW1，使開關SW1斷開。
電壓轉換單元350耦接能量轉換電路310的第一端311，用以接收交流電壓VAC，並將交流電壓VAC轉換成輸入電壓VIN。進一步來說，電壓轉換單元350例如包括橋式整流器與濾波器，用以將交流電壓VAC經由橋式整流器與濾波器整流並濾波後，使交流電壓VAC轉換成輸入電壓VIN並輸出。
負載單元360的第一端耦接能量轉換電路310的第三端313，負載單元360的第二端耦接接地端GND。在本實施例中，負載單元360包括電容C1與電阻R1。電容C1的第一端耦接能量轉換單元310的第三端313，電容C1的第二端耦接接地端GND。電阻R1的第一端耦接電容C1的第一端，電阻R1的第二端耦接電容C1的第二端。
以上，大略說明了共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300的內部元件及其耦接關係。以下，將對共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300的操作進行說明。
首先，電壓轉換單元350將交流電壓VAC轉換並整流，以提供輸入電壓VIN。此時，控制單元340偵測到儲荷電容電壓VCP為0V，則控制單元340提供例如高邏輯準位的控制訊號CS1，使 開關SW1導通。由於開關SW1導通，使得能量轉換電路310之耦合電感元件320的第一線圈L1的與儲荷電容元件330的電容CP組合成一諧振電路，以將輸入電壓VIN充電至第一線圈L1的激磁電感和儲荷電容元件330的電容CP並進行取電，使得儲荷電容電壓VCP的電壓持續上升。也就是說，當開關SW1導通時，輸入電壓VIN經由耦合電感元件320之一次側的激磁電感以及對儲荷電容元件320的電容CP進行充電。
當控制單元340偵測到儲荷電容電壓VCP的電壓準位上升到等於一特定電壓，例如是輸入電壓VIN的1/2(亦即(1/2)*VIN)時，控制單元340提供例如低邏輯準位的控制訊號CS1，使開關SW1斷開。由於開關SW1斷開，則儲荷電容元件330的電容CP與耦合電感元件320的第二線圈L2組合成另一諧振電路，使第二線圈L2的激磁電感和儲荷電容元件330的電容CP進行放電，以將儲存在第二線圈L2之激磁電感的磁能和儲荷電容元件330之電容CP上的電荷進行能量轉移，並轉換成電能以作為輸出功率VO輸出。
亦即，藉由第二線圈L2之激磁電感的釋能以及儲荷電容元件330之電容CP放電並進行能量傳遞操作，以轉換成輸出功率VO，並將輸出功率VO的能量傳至負載單元360。也就是說，當開關SW1斷開時，耦合電感元件320的極性反轉，使得耦合電感元件320之一次側的電流會截止，而耦合電感元件320之二次側的電流會產生，使得耦合電感元件320之第二線圈L2的激磁電感磁能開 始釋放以及儲荷電容元件330之電容CP上的電壓放電，並經由耦合電感元件320之二次側轉換成輸出功率VO並輸出。
當能量釋放完畢之後，等待下一個切換周期的控制開關SW1導通(此時儲荷電容電壓VCP的電壓準位為0V)，並重複前述的動作。藉由前述諧振電路的切換操作，分別進行取電及能量傳遞操作，可以提供輸出電壓或電流及輸出功率調節的使用，並獲得較好的功率因數。
值得一提的是，前述儲荷電容電壓VCP以等於輸入電壓VIN的1/2(亦即(1/2)*VIN)為例，但本發明不限於此。儲荷電容電壓VCP的電壓準位可以設計在任一適當電壓準位(即預設電壓準位)。
以下，將舉一例來說明共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300如何得到較好的功率因數。
首先，流經耦合電感元件320之一次側的電流I L 1 ，儲荷電容電壓VCP的初始電壓值以及充電至輸入電壓VIN之1/2之儲荷電容電壓VCP的電壓值，分別如下式(1)、式(2)與式(3)所示：
其中，t ON 為開關SW1的導通時間，亦即儲荷電容元件330之電容CP從電壓準位0V充電至輸入電壓VIN之1/2的時間，應 為一定值並與諧振電路的諧振週期有關。
接著，透過式(1)、(2)、(3)計算開關SW1導通期間流經耦合電感元件320之一次側之第一線圈L1上的單一切換周期平均鋒值電流I L 1,pesk (avg ) (t )近似值，如式(4)所示：
並且，輸入電壓VIN與交流電壓VAC的關係式如下(5)所示：
接著，共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300操作在切換頻率F SW 1 之不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)操作下，可藉由式(6)計算出開關SW1導通時流經單一切換周期平均輸入電流I in ,avg (t )。而式(6)如下所示：
其中，F SW 1 為開關SW1的切換頻率，而T SW 1 為開關SW1的切換週期，而F SW 1 為T SW 1 的倒數，例如。藉由式(6)，可以得知I in ,avg (t )正比於sinωt ，將可得到相同於交流電壓VAC電壓之正弦曲線波形，如「第4圖」所示。
請參考「第4圖」所示，其為本發明之共鐵心式功率因數校 正諧振轉換器的操作波形圖。其中，曲線S1為輸入電壓VIN；曲線S2為儲荷電容電壓VCP；曲線S3為開關SW1導通期間流經耦合電感元件320之一次側之第一線圈L1上的電感電流I L 1 (t )；曲線S4為開關SW1導通時流經儲荷電容元件330之電容CP上的平均輸入電流I in ,avg (t )。
由「第4圖」可以看出，平均輸入電流I in ,avg (t )(曲線S4)與輸入電壓VIN(曲線S1)的正弦曲線波形相同，因此本實施例的共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300可獲得很好的功率因數。另外每個周期的第一線圈L1上的電感電流I L 1 (t )為一近似拋物線波形而非傳統鋸齒波形，故可預期將會得到不錯的電磁干擾的降低效果。
前述控制開關SW1的導通與否為採用變頻控制方式，亦即偵測輸入電壓VIN與儲荷電容電壓VCP的電壓準位以控制開關SW1的導通與否。然而本實施例不限於此，亦可採脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)定頻控制方式控制開關SW1的導通與否，以控制開關SW1的導通時間t ON 。
以下，將列舉一例來說明。藉由式(7)可計算出共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300的輸入功率P in (t )。而近似值式(7)如下所示：
利用式(7)可計算出共鐵心式功率因數校正諧振轉換器300的輸出功率P out (t )。而輸出功率P out (t )如下式(8)所示：
其中，η為輸入功率P in (t )與輸出功率P out (t )之間的轉換效率(Efficiency)。
在本實施例中，儲荷電容元件330之電容CP上之儲荷電容電壓VCP的電壓準位最多充電至輸入電壓VIN之電壓準位的1/2(亦即(1/2)*VIN)，因此電容CP可以選用耐壓較低的電容元件來實施。並且，另外，本實施例之輸入電壓VIN以交流為例，但本發明不限於此，輸入電壓VIN亦可使用直流。
本發明之實施例所揭露的共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，其藉由切換操作啟動不同的諧振電路，以進行取電動作，或 進行能量傳遞操作並產生輸出功率。如此一來，可產生穩定的輸出電壓或電流及輸出功率，並且獲得很好的功率因數。
另外，儲荷電容元件上的電壓最多充電至與輸入電壓之電壓準位的1/2，故儲荷電容元件可以使用耐壓較低的開關元件與電容元件，並減少電路元件的使用成本和體積。此外，本實施例之能量轉換電路使用耦合電感元件、儲荷電容元件、開關與2個二極體來實施，故相較於習知之功率因數校正諧振式轉換器來說，可有效減少電路體積，並進而減少元件導通損失。
雖然本發明以前述之實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習相像技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之專利保護範圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。
100‧‧‧功率因數校正諧振轉換器
200、300‧‧‧共鐵心式功率因數校正諧振轉換器
210、310‧‧‧能量轉換電路
211、311‧‧‧能量轉換電路的第一端
212、312‧‧‧能量轉換電路的第二端
213、313‧‧‧能量轉換電路的第三端
320‧‧‧耦合電感元件
330‧‧‧儲荷電容元件
340‧‧‧控制單元
350‧‧‧電壓轉換單元
360‧‧‧負載單元
CP、C1‧‧‧電容
D1、D2‧‧‧二極體
L1‧‧‧第一線圈
L2‧‧‧第二線圈
R1‧‧‧電阻
CS1‧‧‧控制訊號
VAC‧‧‧交流電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VCP‧‧‧儲荷電容電壓
VO‧‧‧輸出功率
S1~S4‧‧‧曲線
t ON ‧‧‧開關SW1的導通時間
SW1‧‧‧開關
GND‧‧‧接地端
第1圖為功率因數校正諧振式轉換器的示意圖。
第2圖為本發明之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器的外部接線示意圖。
第3圖為第2圖之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器之詳細電路圖的一種實施範例。
第4圖為本發明之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器的操作波形圖。
200‧‧‧共鐵心式功率因數校正諧振轉換器
210‧‧‧能量轉換電路
211‧‧‧能量轉換電路的第一端
212‧‧‧能量轉換電路的第二端
213‧‧‧能量轉換電路的第三端
VIN‧‧‧輸入電壓
VO‧‧‧輸出功率
CS1‧‧‧控制訊號
VCP‧‧‧儲荷電容電壓
GND‧‧‧接地端

Claims (9)

  1. 一種共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，包括：一能量轉換電路，具有一第一端、一第二端與一第三端，該能量轉換電路的該第一端接收一輸入電壓，該能量轉換電路的該第二端耦接接地端，該能量轉換電路的該第三端產生一輸出功率，該能量轉換電路包括一耦合電感元件、一儲荷電容元件、一開關、一第一二極體與一第二二極體；其中，依據一控制訊號，該能量轉換電路藉由該能量轉換電路的該耦合電感元件、該儲荷電容元件、該開關、該第一二極體與該第二二極體做一切換操作，將該輸入電壓充電至該耦合電感元件與該儲荷電容元件，以產生一儲荷電容電壓，接著再依據該控制訊號，該能量轉換電路藉由該能量轉換電路的該耦合電感元件、該儲荷電容元件、該開關、該第一二極體與該第二二極體做該切換操作，使該耦合電感元件與該儲荷電容元件放電並進行能量傳遞，以將該耦合電感元件與該儲荷電容元件所儲存的能量轉換成該輸出功率，其中，該耦合電感元件為一共鐵心式變壓器，該耦合電感元件具有一一次側與一二次側，該一次側的第一端耦接該能量轉換電路的該第一端，其中該一次側之第二端與該二次側之第一端的極性相同；該開關的第一端耦接該一次側的第二端、該開關的第二端耦接該二次側的第二端，該開關的控制端接收該控制訊號； 該第一二極體的陽極端耦接該二次側的第一端，該第一二極體的陰極端耦接該能量轉換電路的該三端；該儲荷電容元件的第一端耦接該開關的第二端，該儲荷電容元件的第二端耦接接地端；以及該第二二極體的陽極端耦接該儲荷電容元件的第二端，該第二二極體的陰極端耦接該儲荷電容元件的第一端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，其中該耦合電感元件包括：一第一線圈，其第一端為該一次側的第一端，其第二端為該一次側的第二端；以及一第二線圈，其第一端為該二次側的第一端，其第二端耦接該二次側的第二端。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，其中該儲荷電容元件包括一電容。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，其中該開關為N型電晶體、P型電晶體或是絕緣閘雙極性電晶體。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，更包括：一控制單元，用以接收該輸入電壓或該儲荷電容電壓，或以一脈衝寬度調變定頻控制方式控制以產生該控制訊號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換 器，更包括：一電壓轉換單元，耦接該能量轉換電路的該第一端，用以接收一交流電壓，並將該交流電壓轉換成該輸入電壓。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，更包括：一負載單元，其第一端耦接該能量轉換電路的該第三端，其第二端耦接接地端。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，其中該負載單元包括：一電容，其第一端耦接該能量轉換電路的該第三端，其第二端耦接接地端；以及一電阻，其第一端耦接該電容的第一端，其第二端耦接該電容的第二端。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之共鐵心式功率因數校正諧振轉換器，其中該輸入電壓為交流電壓或直流電壓。
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