CN101488715B

CN101488715B - 一种dc/dc谐振变换器

Info

Publication number: CN101488715B
Application number: CN2009100781700A
Authority: CN
Inventors: 李小兵; 宁国云
Original assignee: Potevio Institute of Technology Co Ltd
Current assignee: China Potevio Co ltd
Priority date: 2009-02-19
Filing date: 2009-02-19
Publication date: 2011-04-20
Anticipated expiration: 2029-02-19
Also published as: CN101488715A

Abstract

本发明公开了一种DC/DC谐振变换器，包括开关电路、谐振电路、变压器、输出整流滤波电路，该DC/DC谐振变换器还包括谐振调节电路，用于根据自身的电路参数构成一个以上谐振频率，并对谐振电路输出的交流谐振电压进行分压调节，所述分压调节的幅度随所述谐振频率升高而增大，将分压调节后的交流谐振电压输出至变压器。应用本发明，可以使得电路的传递函数曲线变得更加陡峭，从而在较窄的频率变化范围内，输出较大范围的输出电压，降低了开关的工作频率，简化了变压器和输出整流滤波电路设计的复杂性，谐振变换器结构设计简单、体积小、成本低。

Description

一种DC/DC谐振变换器

技术领域

本发明涉及直流(DC，Direction Current)变换技术，特别涉及一种DC/DC谐振变换器。

背景技术

开关电源广泛地应用在通讯、计算机、汽车、电力和消费电子产品等领域，随着半导体器件制造技术的发展，软开关技术也得到了广泛的发展和应用，软开关技术有效地减少了开关管的导通电阻、寄生电容以及反向恢复的时间，从而降低了电路中通断时导致的功率损耗，提高了开关电源电路的工作效率。

谐振变换器是利用软开关技术发展起来的一种DC/DC变换器，通过建立谐振电路，使得开关管可以在零电压下进行通断切换，具有隔离性能好、损耗低、多路输出直流电源等优点。

图1为现有DC/DC谐振变换器的电路结构示意图，以该DC/DC谐振变换器为半桥双电感加单电容(LLC)谐振变换器为例，参见图1，该半桥LLC谐振变换器包括：开关电路、谐振电路、谐振电压输出电路、变压器和输出整流滤波电路，

开关电路，用于对输入的直流电压通断控制；

谐振电路，用于接收开关电路输入的电压，产生谐振，形成交流谐振电压输出；

谐振电压输出电路，用于与谐振电路形成电流回路，将交流谐振电压输出至变压器，并在一定的时间段内参与谐振；

变压器，用于将输入的交流谐振电压进行变换，输出至输出整流滤波电路；

输出整流滤波电路，用于将变压器输出的交流谐振电压进行整流滤波后输出至负载。

其中，

开关电路包括第一开关Q1、第二开关Q2，

Q1的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极分别与Q2的第二极以及谐振电路的输入端相连，Q2的第一极接收第二控制信号，第三极分别与输入电压负极以及谐振电路的输出端相连；

第一控制信号和第二控制信号为占空比为50％的互补信号，第一控制信号为变频控制信号，用于根据负载所需的电压大小生成相应的不同频率的控制信号，控制输入变压器的电压。

实际应用中，Q1和Q2一般选用互补金属氧化物半导体管(MOS，MetalOxide Semiconductor)，Q1两端还连接有第一整流二极管D1，Q2两端连接有第二整流二极管D2，形成半桥结构。

谐振电路，包括依次串联的第一电感L1、第一电容C1，

L1的一端与Q1的第三极相连，另一端与C1的一端相连，C1的另一端与谐振电压输出电路输入端相连；

由于谐振电路接在谐振变换器的中点与地之间，因而，C1除组成谐振电路外，还可作为隔直电容来使用。

谐振电压输出电路，包括第二电感L2；

L2的一端与C1的另一端相连，L2的另一端与输入电压负极相连。

变压器，包括原边绕组N1、第一副边绕组N21和第二副边绕组N22，

N1与L2并联，N21与N22组成中心抽头的变压器；

实际应用中，谐振电路、谐振电压输出电路也可以集成到变压器中。

输出整流电路滤波电路，包括第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、以及第二电容C2，

D3的正极与N21的一端相连，D4的正极与N22的一端相连，D3的负极分别与D4的负极以及C2的一端相连，C2的另一端与N21与N22的连接点相连；

负载R接在C2的两端。

图1所示的电路工作原理如下：

当Q2关断(此时，Q1还未导通)，C1放电，由L1、C1形成的谐振电流(流过L1、C1的电流)对Q2两端的结电容进行充电，同时对Q1两端的结电容进行放电，Q1两端电压降逐渐降低，当Q1两端电压降为零时，D1导通，实现Q1的零电压切换；

D1导通，即Q1接通输入电压，输入电压、Q1、L1、C1、L2组成电流回路，在输入电压作用下，谐振电流以正弦函数形式升高，并对C1进行充电，流过L2的励磁电流线性升高，谐振电流大于励磁电流，其电流差经变压器原边绕组变换至变压器副边绕组后经整流滤波后输出；

由于Q1的开关频率小于L1与谐振电容C1的谐振频率，因而，谐振电流经过半个半谐振周期(四分之一谐振周期)的谐振后，Q1仍处于导通状态，继续对C1进行充电，谐振电流逐渐减小，励磁电流仍然线性升高，当谐振电流下降到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组电流为零，流过输出整流滤波电路中D3的电流为零，D3关断，即D3在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断；

此后，Q1继续导通，流过变压器原边绕组的电流近似为零，L2不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，L1、C1与L2组成谐振电路进行谐振，实际应用中，L2的电感量远大于L1的电感量，也就是说，由L1、C1与L2组成的谐振电路的谐振周期远大于由L1、C1组成的谐振电路的谐振周期，而Q1的导通周期较短，因而，可认为谐振电流在Q1的导通周期内基本保持恒定，而继续对C1进行充电。

此后，Q1关断，由L1、C1与L2形成的谐振电流变向，对Q1两端的结电容进行充电，同时对Q2两端的结电容进行放电，Q2两端电压降逐渐降低，当Q2两端电压降为零时，D2导通，实现Q2的零电压切换，此时，C1 的充电量达到最大；

Q1关断、D2导通，C1放电，Q2、L1、C1、L2组成续流回路，谐振电流以正弦函数形式减小，流过L2的励磁电流以线性形式降低，谐振电流减小的幅度大于励磁电流减小的幅度，其电流差经变压器原边绕组变换至变压器副边绕组后经整流滤波后输出；

由于Q2的开关频率小于L1与谐振电容C1的谐振频率，因而，谐振电流经过半个半谐振周期的谐振后，Q2仍处于导通状态，C1继续放电，谐振电流逐渐增大，励磁电流仍然线性降低，当谐振电流增大到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组电流为零，流过输出整流滤波电路中D4的电流为零，D4关断，即D4在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断；

此后，Q2继续导通，流过变压器原边绕组的电流近似为零，L2不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，L1、C1与L2组成谐振电路进行谐振，谐振电流在Q2的导通周期内基本保持恒定，C1继续放电，

此后，Q2关断，重复前述流程。

图1所示的谐振变换器输出电压Vo与输入电压Vin以及电路参数的函数关系式如式(1)所示。

M = \frac{V_{o}}{V_{in}} = \frac{0.5}{n \sqrt{{[1 + \frac{L_{1}}{L_{2}} [1 - {(\frac{f_{1}}{f})}^{2}]]}^{2} + {Qs}^{2} {(\frac{f}{f_{1}} - \frac{f_{1}}{f})}^{2}}} - - - (1)

式(1)中，M为输出电压与输入电压的比值，Q_s为品质因数(谐振系数)，f为开关频率，n为变压器原副边绕组比，f₁为电路第一谐振频率，其中，

f_{1} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{1} C_{1}}} - - - (2)

Q_{s} = \frac{\sqrt{\frac{L_{1}}{C_{1}}}}{R_{e}} - - - (3)

式中，R_e是负载等效电阻值折算到变换器原边绕组的阻值，其计算公式为：

R_{e} = \frac{8}{π^{2}} \cdot n^{2} \cdot \frac{P_{o}}{V_{o}^{2}} - - - (4)

式(5)中，P_o为输出的负载功率，P_o＝V_o*I_o(5)

图2为现有对称半桥结构的谐振变换器传递函数曲线示意图，该传递函数为开关的开关频率与输出电压的特性曲线。

参见图2并结合式(1)，实际工作中，开关频率一般选择在M取得最大值之后的频率段，由图2可见，当开关频率升高时，输出电压下降，而当开关频率升高到一定值后，传递函数特性曲线变得非常平坦，也就是说，在该平坦的特性曲线上，要求开关频率较大的变化范围才能满足输出电压较小的变化范围，这样，输出电压范围较宽时，需要开关频率的变化范围很宽。

由前述可知，在电路结构参数确定的情况下，输出电压调整范围受到现有谐振变换器传递函数特性曲线的限制，即只能通过调节开关频率来调节输出电压，在开关频率较高时，谐振变换器调节能力急剧下降，调整范围较小，不能满足实际应用中的输出电压宽范围调整。

进一步地，如果扩展输出电压调整范围，需要较高的开关频率范围，而谐振变换器开关频率变化范围宽时，使得变压器和输出整流滤波电路设计复杂，考虑电路中磁性元器件的特性，需要按照电路最低开关频率的要求进行设计，导致变压器和滤波电路中的电容和电感参数很大，从而使得整个谐振变换器设计复杂、体积大、成本高。

而且，当开关频率较高时，开关导通时间减少，而电路的谐振周期保持不变，以第一开关导通时为例，谐振电流在经过半个谐振周期的谐振后减小的过程中，由于谐振电流降低的时间不够，与线性升高的励磁电流没有交点，谐振电流与励磁电流的电流差不为零，变压器原边绕组电流变换至变压器副边绕组后，流过输出整流滤波电路中整流二极管的电流不为零，使得整流二极管在有电流流过的情况下关断，不能实现零电流关断，从而增加了电路损耗，进一步地，由于整流二极管不能实现零电流关断特性，导致整流二极管两端输出电压尖峰很高，为了避免整流二极管击穿，需要选择高耐压的整流二极管，但高耐压的整流二极管的导通压降一般较高，从而也增加了损耗，导致变换器可靠性降低，效率下降。同样地，当第一开关关断时，需要对第二开关两端的结电容进行放电，使得第二开关两端电压降逐渐降低至零时，实现第二开关的零电压切换，但如果开关频率较高，则对第二开关两端的结电容进行放电的时间不够，使得第二开关两端电压降未降低至零时，第二开关导通，这样，也增加了电路损耗。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种DC/DC谐振变换器，在降低开关频率范围的同时，保证输出电压宽范围，降低谐振变换器结构复杂性。

本发明提供的DC/DC谐振变换器，包括：开关电路、谐振电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，

开关电路，用于根据输入的控制信号控制开关的通断，在所述开关按照所述控制信号频率导通时，导通输入电压并将所述输入电压输出，在所述开关按照所述控制信号频率断开时，断开所述输入电压；

谐振电路，用于在所述开关导通时，将开关电路输出的电压变换成交流谐振电压，存储电量并将交流谐振电压输出，以及在所述开关断开时，将存储的电量放电形成交流谐振电压输出；

变压器，用于将输入的交流谐振电压进行变换后输出；

输出整流滤波电路，用于将变压器输出的交流谐振电压进行整流滤波后形成直流电压输出；

该谐振变换器还包括：谐振调节电路，用于根据自身的电路参数构成一个以上谐振频率，并对谐振电路输出的交流谐振电压进行分压调节，所述分压调节的幅度随所述谐振频率升高而增大，将分压调节后的交流谐振电压输出至变压器。

所述谐振调节电路包括第二电感、第三电感、第四电感、第五电感、第六电容、第六电感；

第四电感、第五电感、第六电容、第六电感依次串联，第四电感的输入端与所述谐振电路的输出端相连，第六电感的输出端与输入电压负极相连；

第二电感的一端与所述谐振电路的输出端相连，另一端与第六电容和第六电感的连接点相连，第三电感的一端与输入电压负极相连，另一端与第四电感和第五电感的连接点相连。

所述谐振调节电路进一步包括第五电容和第七电容；

所述第四电感、第五电容、第五电感、第六电容、第六电感、以及第七电容依次串联；

所述第三电感的一端与输入电压负极相连，另一端与第五电容和第五电感的连接点相连。

所述谐振调节电路包括第二电感、第三电感、第四电感、第五电容、第五电感、第六电感以及第七电容；

第四电感、第五电容、第五电感、第六电感以及第七电容依次串联，第四电感的输入端与谐振电路的输出端相连，第七电容的输出端与输入电压负极相连；

第二电感的一端与谐振电路的输出端相连，另一端与第五电感和第六电感的连接点相连，第三电感的一端与输入电压负极相连，另一端与第五电容和第五电感的连接点相连。

所述谐振调节电路还包括并联于第五电感两端的第六电容。

第四电感、第五电感、第六电感依次串联，第五电容并联于第四电感两端，第七电容并联于第六电感两端，第四电感的输入端与谐振电路的输出端相连，第六电感的输出端与输入电压负极相连；

第二电感的一端与谐振电路的输出端相连，另一端与第五电感和第六电感的连接点相连，第三电感的一端与输入电压负极相连，另一端与第四电感和第五电感的连接点相连。

所述谐振调节电路还包括并联于第五电感两端的第六电容。

所述谐振调节电路还包括串联于第五电感和第六电感之间的第六电容；

第二电感的一端与谐振电路的输出端相连，另一端与第六电容和第六电感的连接点相连。

第四电感、第五电感、第六电感依次串联，第六电容并联于第五电感两端，第四电感的输入端与谐振电路的输出端相连，第六电感的输出端与输入电压负极相连；

所述开关电路包括第一开关、第二开关、第一整流二极管、第二整流二极管、第三电容、第四电容；

第一开关的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极分别与第二开关的第二极以及谐振电路的输入端相连，第二开关的第一极接收第二控制信号，第三极分别与输入电压负极以及谐振调节电路的输出端相连，所述第一开关和第二开关的第一极为互补金属氧化物半导体管的栅极，所述第一开关和第二开关的第二极为互补金属氧化物半导体管的漏极，所述第一开关和第二开关的第三极为互补金属氧化物半导体管的源极；

所述第一开关的第二极还与第一整流二极管的负极相连，第三极与所述第一整流二极管的正极相连，并在第二极和第三极还并联第三电容；

所述第二开关的第二极还与第二整流二极管的负极相连，第三极与所述第二整流二极管的正极相连，并在第二极和第三极还并联第四电容。

所述开关为互补金属氧化物半导体管，所述第一控制信号和第二控制信号为相互之间存在一定的死区时间的占空比为50％的互补信号。

所述谐振电路，包括串联的第一电感和第一电容；

第一电感的一端与第一开关的第三极相连，另一端与第一电容的一端相连，第一电容的另一端与谐振调节电路输入端相连。

所述变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和第一副边绕组；

第一原边绕组与所述第二电感并联，第二原边绕组与所述第三电感并联，第一副边绕组一端与输出整流滤波电路输入端相连，第一副边绕组另一端与输出整流滤波电路输出端相连。

所述输出整流滤波电路包括第三整流二极管、第四整流二极管、第五整流二极管、第六整流二极管以及第二电容；

第三整流二极管的正极分别与第四整流二极管的负极、第一副边绕组的一端相连，负极分别与第五整流二极管的负极以及第二电容的一端相连；

第四整流二极管的正极分别与第六整流二极管的正极以及第二电容的另一端相连；

第六整流二极管的负极与第五整流二极管的正极相连。

所述变压器进一步包括第二副边绕组，第二副边绕组的一端与第三整流二极管的正极相连，另一端与第六整流二极管的负极相连。

进一步包括第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

第二开关电路，包括第三开关、第四开关，

第三开关的第二极与输入电压正极相连，第三极与第四开关的第二极相连，第四开关的第三极与输入电压负极相连；

第二谐振电路，包括串联的第七电感和第十一电容，第七电感输入端与第三开关的第三极相连；

第二谐振调节电路，包括第九电感、第十二电感以及依次串联的第八电感、第十二电容、第十电感、第十三电容、第十一电感、第十四电容，第八电感的输入端与第十一电容的输出端相连，第十四电容的输出端与输入电压负极相连；

第九电感的一端与第十一电容的输出端相连，另一端与第十三电容和第十一电感的连接点相连，第十二电感的一端与输入电压负极相连，另一端与第十二电容和第十电感的连接点相连；

第二变压器，包括第三原边绕组、第四原边绕组、第三副边绕组和第四副边绕组；

第三原边绕组并联于第九电感两端，第四原边绕组并联于第十二电感两端；

第二输出整流电路，包括第七整流二极管、第八整流二极管、第九整流二极管、第十整流二极管；

第七整流二极管的正极分别与第八整流二极管的负极、以及第三副边绕组和第四副边绕组一端相连，负极分别与第九整流二极管的负极以及第二电容一端相连；

第九整流二极管的正极分别与第十整流二极管的负极、以及第三副边绕组和第四副边绕组另一端相连；

第十整流二极管的正极分别与第八整流二极管的正极以及第二电容另一端相连。

进一步包括第二副边绕组和第二输出整流滤波电路；

第二输出整流滤波电路包括第七整流二极管、第八整流二极管、第九整流二极管、第十整流二极管以及第八电容；

第七整流二极管的正极分别与第八整流二极管的负极、第二副边绕组的一端相连，负极分别与第九整流二极管的负极以及第八电容的一端相连；

第八整流二极管的正极分别与第十整流二极管的正极以及第八电容的另一端相连；

第十整流二极管的负极分别与第二副边绕组的另一端以及第九整流二极管的正极相连。

第二开关电路，包括第三开关、第四开关，

第二输出整流电路，包括第七整流二极管、第八整流二极管、第九整流二极管、第十整流二极管、第十九整流二极管、第二十整流二极管、第二十一整流二极管、第二十二整流二极管；

第七整流二极管的正极分别与第八整流二极管的负极、以及第三副边绕组一端相连，负极分别与第九整流二极管的负极以及第二电容一端相连；

第九整流二极管的正极分别与第十整流二极管的负极、以及第三副边绕组另一端相连；

第十整流二极管的正极分别与第八整流二极管的正极以及第二电容另一端相连；

第十九整流二极管的正极分别与第二十整流二极管的负极、以及第四副边绕组一端相连，负极分别与第二十一整流二极管的负极以及第八电容一端相连；

第二十一整流二极管的正极分别与第二十二整流二极管的负极、以及第四副边绕组另一端相连；

第二十二整流二极管的正极分别与第二十整流二极管的正极以及第八电容另一端相连。

进一步包括第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第三原边绕组、第四原边绕组、第二副边绕组、第七整流二极管、第八整流二极管、第九整流二极管、第十整流二极管；

第二开关电路，包括第三开关、第四开关、第十一整流二极管、第十二整流二极管、第九电容、第十电容；

第三开关的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极分别与第四开关的第二极以及第二谐振电路的输入端相连，第四开关的第一极接收第二控制信号，第三极分别与输入电压负极以及第二谐振调节电路的输出端相连；

第三开关的第二极和第三极之间并联有第十一整流二极管和第九电容，第三极与第十一整流二极管的正极相连，第四开关的第二极和第三极之间并联有第十二整流二极管和第十电容，第三极与第十二整流二极管的正极相连；

第二谐振电路，包括串联的第七电感和第十一电容；

第二谐振调节电路，包括第八电感、第九电感、第十电感、第十一电感、第十二电感、第十二电容、第十三电容、第十四电容；

第八电感、第十二电容、第十电感、第十三电容、第十一电感、第十四电容依次串联，第八电感的输入端与第十一电容的输出端相连，第十四电容的输出端分别与输入电压负极以及第四开关的第三极相连；

第七整流二极管的正极分别与第八整流二极管的负极、第二副边绕组的一端相连，负极分别与第九整流二极管的负极以及第二电容的一端相连；

第九整流二极管的正极分别与第十整流二极管的负极以及第二副边绕组的另一端相连；

第十整流二极管的正极分别与第二电容的另一端以及第八整流二极管的正极相连。

所述变压器进一步包括与第一副边绕组组成中心抽头的变压器的第二副边绕组。

所述输出整流滤波电路，包括第三整流二极管、第四整流二极管、以及第二电容；

第三整流二极管的正极与第一副边绕组的一端相连，第四整流二极管的正极与第二副边绕组的一端相连，第三整流二极管的负极分别与第四整流二极管的负极以及第二电容的一端相连，第二电容的另一端与第一副边绕组与第二副边绕组的连接点相连。

第二谐振电路，包括串联的第七电感和第十一电容；

第三原边绕组并联于第九电感两端，第四原边绕组并联于第十二电感两端，第三副边绕组和第四副边绕组组成中心抽头的变压器；

第二输出整流电路，包括第十三整流二极管、第十四整流二极管；

第十三整流二极管的正极与第三副边绕组的一端相连，第十四整流二极管的正极与第四副边绕组的一端相连，第十三整流二极管的负极分别与第十四整流二极管的负极以及第二电容的一端相连，第二电容的另一端与第三副边绕组与第四副边绕组的连接点相连。

所述谐振电路，包括第一电感、第一电容以及第十五电容；

第一电感的一端与第一开关的第三极相连，另一端与第四电感的输入端相连，第一电容的一端与输入电压正极相连，另一端分别与第三电感的输出端以及第十五电容的一端相连，第十五电容的另一端与输入电压负极相连。

所述变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组、第一副边绕组和第二副边绕组；

第一原边绕组与所述第二电感并联，第二原边绕组与所述第三电感并联，第一副边绕组和第二副边绕组组成中心抽头的变压器。

所述输出整流滤波电路包括第三整流二极管、第四整流二极管以及第二电容；

第三整流二极管的正极与第一副边绕组的一端相连，负极分别与第四整流二极管的负极以及第二电容的一端相连；

第四整流二极管的正极与第二副边绕组的一端相连，第二电容的另一端分别与第一副边绕组和第二副边绕组的另一端相连。

进一步包括第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器、第二输出整流电路和与开关电路并联的第二开关电路；

第二开关电路，包括第三开关、第四开关，

第二谐振电路，包括第十三电感、第十六电容和第十七电容，

第十三电感输入端与第三开关第三极相连，输出端与第二谐振调节电路输入端相连，第十六电容一端与输入电压正极相连，另一端与第十七电容一端相连，第十七电容另一端与输入电压负极相连；

第九电感的一端与第十三电感的输出端相连，另一端与第十三电容和第十一电感的连接点相连，第十二电感的一端与输入电压负极相连，另一端与第十二电容和第十电感的连接点相连；

第十三整流二极管的正极与第三副边绕组一端相连，负极分别与第十四整流二极管的负极以及第二电容一端相连；

第十四整流二极管的正极与第四副边绕组一端相连；

第三副边绕组和第四副边绕组的另一端与第二电容另一端相连。

所述谐振电路进一步包括连接于第一电感输入端与第一开关第三极的第十六电容。

进一步包括与开关电路并联的第二开关电路、与第二开关电路相连的第二谐振电路、与第二谐振电路相连的第二谐振调节电路、与第二谐振调节电路相连的第二变压器和第二输出整流电路，第二输出整流电路接收第二变压器的输出，整流后输出至滤波电路。

进一步包括并联于第一电容两端的第二十三整流二极管以及并联于第十五电容两端的第二十四整流二极管；

第二十三整流二极管的负极与输入电压正极相连，正极分别与第二十四整流二极管的负极以及第一电容和第十五电容的连接点相连。

所述谐振电路进一步包括并联于第一电容两端的第二十三整流二极管以及并联于第十五电容两端的第二十四整流二极管；

所述开关电路进一步包括第三开关、第四开关、第十一整流二极管、第十二整流二极管、第九电容、第十电容；

第三开关的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极与第四开关的第二极相连，第四开关的第一极接收第二控制信号，第三极与输入电压负极相连；

所述第三开关的第二极还与第十一整流二极管的负极相连，第三极与第十一整流二极管的正极相连，并在第二极和第三极还并联第九电容；

所述第四开关的第二极还与第十二整流二极管的负极相连，第三极与第十二整流二极管的正极相连，并在第二极和第三极还并联第十电容；

第七电容和第三电感的输出端与第四开关的第二极相连。

所述开关电路包括第一开关、第二开关、第一整流二极管、第二整流二极管、第三电容、第四电容、第三开关、第四开关、第十一整流二极管、第十二整流二极管、第九电容、第十电容、第十七电容、第十八电容；

第一开关、第二开关、第三开关、第四开关依次串联，第一开关的第二极与输入电压正极相连，第四开关的第三极与输入电压负极相连，第一整流二极管和第三电容并联于第一开关的第二极和第三极之间，第二整流二极管和第四电容并联于第二开关的第二极和第三极之间，第十一整流二极管和第九电容并联于第三开关的第二极和第三极之间，第十二整流二极管和第十电容并联于第四开关的第二极和第三极之间；

第十七电容一端与输入电压正极相连，另一端分别与第十八电容一端以及第二开关第三极相连，第十八电容另一端与输入电压负极相连；

第一开关第三极与谐振电路输入端相连，第三开关第三极与谐振调节电路输出端相连。

由上述技术方案可见，本发明实施例的DC/DC谐振变换器，开关电路，用于根据输入的控制信号控制开关的通断，在所述开关按照所述控制信号频率导通时，导通输入电压并将所述输入电压输出，在所述开关按照所述控制信号频率断开时，断开所述输入电压；谐振电路，用于在所述开关导通时，将开关电路输出的电压变换成交流谐振电压，存储电量并将交流谐振电压输出，以及在所述开关断开时，将存储的电量放电形成交流谐振电压输出；谐振调节电路，用于根据自身的电路参数构成一个以上谐振频率，并对谐振电路输出的交流谐振电压进行分压调节，所述分压调节的幅度随所述谐振频率升高而增大，将分压调节后的交流谐振电压输出至变压器；变压器，用于将输入的交流谐振电压进行变换后输出；输出整流滤波电路，用于将变压器输出的交流谐振电压进行整流滤波后形成直流电压输出。通过结合开关频率调节以及谐振调节电路的参数构成的不同谐振频率，使得电路的传递函数曲线变得更加陡峭，从而在较窄的频率变化范围内，输出较大范围的输出电压，降低了开关的工作频率，简化了变压器和输出整流滤波电路设计的复杂性，谐振变换器结构设计简单、体积小、成本低。

附图说明

图1为现有DC/DC谐振变换器的电路结构示意图。

图2为现有对称半桥结构的谐振变换器传递函数曲线示意图。

图3为等效的串联谐振电路结构示意图。

图4为等效的并联谐振电路结构示意图。

图5为本发明DC/DC谐振变换器的结构示意图。

图6为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第一结构示意图。

图7为图6所示电路相关元器件工作波形示意图。

图8为图6所示电路Q1和Q2的控制信号电压波形示意图。

图9为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第二结构示意图。

图10为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第三结构示意图。

图11为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第四结构示意图。

图12为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第五结构示意图。

图13为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第六结构示意图。

图14为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第七结构示意图。

图15为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第八结构示意图。

图16为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第九结构示意图。

图17为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第一结构示意图。

图18为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第二结构示意图。

图19为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第三结构示意图。

图20为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第四结构示意图。

图21为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第五结构示意图。

图22为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第六结构示意图。

图23为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第一结构示意图。

图24为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第二结构示意图。

图25为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第三结构示意图。

图26为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第四结构示意图。

图27为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第五结构示意图。

图28为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第六结构示意图。

图29为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第七结构示意图。

图30为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第八结构示意图。

图31为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第一结构示意图。

图32为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第二结构示意图。

图33为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第三结构示意图。

图34为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第四结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明作进一步详细说明。

谐振电路包括等效的串联谐振电路以及等效的并联谐振电路，下面分别进行描述。

图3为等效的串联谐振电路结构示意图，图4为等效的并联谐振电路结构示意图，参见图3和图4，包括等效电感L_eq和等效电容C_eq，其谐振频率f_eq如式(6)所示。

f_{eq} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{eq} C_{eq}}} - - - (6)

不同的是，在图3中，当串联谐振电路两端所加电压信号频率(开关频率)f低于串联谐振电路的谐振频率，即

f < \frac{1}{2 π \sqrt{L_{eq} C_{eq}}},

等效阻抗为容性；

当

f = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{eq} C_{eq}}},

等效阻抗为零，为谐振状态，相当于短路；

当

f > \frac{1}{2 π \sqrt{L_{eq} C_{eq}}},

等效阻抗为感性。

而图4中：

当

f < \frac{1}{2 π \sqrt{L_{eq} C_{eq}}},

等效阻抗为感性；

当

f > \frac{1}{2 π \sqrt{L_{eq} C_{eq}}},

等效阻抗为容性。

结合图3、图4以及式(1)可知，通过改变谐振电路上谐振电感参数、和/或，谐振电容参数，可以改变谐振电路的传递函数特性曲线。

本发明实施例通过构造合适的谐振调节电路，来改变谐振电路的谐振参数，使电路具有不同的谐振频率，并对谐振电路输出的谐振电压进行分压调节，分压调节的幅度随谐振频率升高而增大，从而使得谐振电路的传递函数特性曲线变得更为尖锐。

图5为本发明DC/DC谐振变换器的结构示意图，参见图5，该DC/DC谐振变换器包括：开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，

开关电路，用于根据输入的控制信号，对输入的直流电压按照控制信号频率进行通断控制，在开关导通时，与输入电压、谐振电路、谐振调节电路组成电流回路，即，在第一开关按照控制信号频率导通时，导通输入电压并将输入电压输出至谐振电路；在开关断开时，与谐振电路、谐振调节电路组成电流回路，即，在第二开关按照控制信号频率断开时，断开输入电压；

谐振电路，用于在开关导通时，接收开关电路输入的电压，产生谐振，存储电量，同时形成交流谐振电压，输出至谐振调节电路，以及在开关断开时，将存储的电量放电形成交流谐振电压，输出至谐振调节电路；

谐振调节电路，用于根据自身的电路参数构成一个以上谐振频率，并对谐振电路输出的交流谐振电压进行分压调节，所述分压调节的幅度随所述谐振频率升高而增大，将分压调节后的交流谐振电压输出至变压器；

基于图5，以下举几个具体实施例，对本发明进行说明。

实施例一

图6为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第一结构示意图，参见图6，包括：开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，

开关电路包括第一开关Q1、第二开关Q2；

Q1的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极分别与Q2的第二极以及谐振电路的输入端相连，Q2的第一极接收第二控制信号，第三极分别与输入电压负极以及谐振调节电路的输出端相连。

第一控制信号和第二控制信号为占空比为50％的互补信号，第一控制信号和第二控制信号之间存在一定的死区时间，控制信号为变频控制信号，用于根据负载所需的电压大小生成相应的不同频率的控制信号，控制输入变压器的电压。

实际应用中，Q1和Q2一般选用互补金属氧化物半导体管(MOS，MetalOxide Semiconductor)，Q1两端还连接有第一整流二极管D1和第三电容C3，D1的负极与Q1的第二极相连，D1的正极与Q1的第三极相连；Q2两端连接有第二整流二极管D2和第四电容C4，D2的负极与Q2的第二极相连，D2的正极与Q2的第三极相连。

谐振电路，包括串联的第一电感L1和第一电容C1；

L1的一端与Q1的第三极相连，另一端与C1的一端相连，C1的另一端与谐振调节电路输入端相连。

谐振调节电路，包括第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、第五电感L5、第六电容C6、第六电感L6；

L4、L5、C6、L6依次串联，L4的输入端与C1的输出端相连，L6的输出端分别与输入电压负极以及Q2的第三极相连；

L2的一端与C1的输出端相连，另一端与C6和L6的连接点相连，L3的一端与输入电压负极相连，另一端与L4和L5的连接点相连；

L2和L3两端的电压信号受Q1频率、谐振调节电路以及谐振电路参数的控制。

L4与L6为对称的电路，L4＝L6。

由上可见，本发明中，谐振调节电路包括谐振电压输出电路的电感，以下不再赘述。

图6所示的谐振变换器电路中，具有三个谐振频率，一个是当与L2、L3并联的变压器原边绕组有电流流过时，L2、L3不参与谐振时电路具有的第一谐振频率f₁：

f_{1} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{1} C_{1}}} - - - (7)

当与L2、L3并联的变压器原边绕组没有电流流过时，L2、L3参与谐振时电路具有第二谐振频率f₂：

f_{2} = \frac{1}{2 π \sqrt{(L_{1} + L_{eq}) C_{1}}} - - - (8)

式中，L_eq为谐振调节电路等效电感。

L_eq＝c₂*L₂+c₃*L₃(9)

其中，c₂、c₃为加权系数。

本实施例中，变频的开关频率处于第一谐振频率和第二谐振频率之间。此外，由L5、C6构成第三谐振频率f₃：

f_{3} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{5} C_{6}}} - - - (10)

本实施例中，选取合适的参数，使得f₂＜f₃＜f₁，这样，当开关工作频率变化时，谐振调节电路输出的电压也相应发生变化，而现有技术中，当开关工作频率变化时，只会使得谐振电路输出的电压发生相应变化，因而，相当于增加了电压的调节级数，因而扩展了输出电压的范围。

具体来说，当开关工作频率等于第三谐振频率时，如果谐振电路输出的电压为V0，由于L5、C6发生谐振，相当于短路，变压器初级侧输出电压为0.5V0，则变压器的等效匝比为2n，其中，n为变压器原边绕组与副边绕组的的匝数比；而当开关工作频率小于第三谐振频率时，L5、C6的等效阻抗为感性，使得变压器初级侧输出电压大于0.5V0，也就是说，变压器的等效匝比小于2n，这样，在开关工作频率较低时，变压器等效匝比小，输出电压高，可以满足负载高输出电压的需要；而在负载要求输出电压较低时，通过提高开关频率，在此过程中，随着开关频率越高，变压器等效匝比相应增大，输出电压越低，从而使得将开关频率升高一个较窄的范围就可以达到较宽的电压输出。

变压器，包括第一原边绕组N11、第二原边绕组N12、第一副边绕组N21和第二副边绕组N22；

N11与L2并联，N12与L3并联，N21与N22组成中心抽头的变压器。

实际应用中，N11和N12的参数可以相同，N21和N22的参数可以相同。

输出整流滤波电路，包括第三整流二极管D3、第四整流二极管D4、以及第二电容C2，D3和D4组成整流电路，C2组成滤波电路；

D3的正极与N21的一端相连，D4的正极与N22的一端相连，D3的负极分别与D4的负极以及C2的一端相连，C2的另一端与N21与N22的连接点，即N21的另一端与N22的另一端的连接点相连；

负载R接在C2的两端。

实际应用中，输出整流电路滤波电路也可以采用其它类型的电路，例如，整流电路可以采用桥式整流电路等相类似的整流电路。

图7为图6所示电路相关元器件工作波形示意图，参见图7，图中，V_AB为半桥中点与地之间的电压，即第一电感输入端(第二开关第二极)与第二开关第三极之间的电压，V_in为输入电压，i_r(t)为第一电感(谐振电感)电流，i_m(t)为第二电感/第三电感(励磁电感)电流，V_c(t)为第一电容(谐振电容)两端电压，i_r(t)为第三电感(谐振电感)电流，i_m(t)为第二电感/第三电感(励磁电感)电流，i_d(t)为第三整流二极管/第四整流二极管电流，I_o为输出至负载的输出电流，T为开关周期。

图8为图6所示电路Q1和Q2的控制信号电压波形示意图，图中，两路控制信号分别控制Q1和Q2的第三极，在两路控制信号之间，存在死区时间t′，由于死区时间t′相对开关周期可以忽略，因而，可以认为两路控制信号为占空比为50％的互补信号。

结合图7、图8，图6所示电路的工作原理如下：

第一阶段：t0≤t＜t1

在t＝t0时，Q2关断、Q1关断，C1放电，由L2、L3、L1、C1、L4、L5、C6、L6形成的电路对Q2两端的结电容(C4)进行充电，同时对Q1两端的结电容(C3)进行放电，在该阶段中，变压器副边绕组侧D3导通，输出电压折算到变压器原边的电压加在变压器激磁电感L2和L3上，激磁电流线性上升，谐振电流此时为负，谐振电路L1与C1发生谐振，谐振电流以正弦规律上升，Q1两端电压降逐渐降低，当Q1两端电压降为零时，D1导通，实现Q1的零电压切换。

第二阶段：t1≤t＜t2

在t＝t1时，D1导通，此时，流过L1的谐振电流为零并开始按照正弦函数形式正向增加，Q1接通输入电压，输入电压、L2、L3、L1、C1、L4、 L5、C6、L6组成电流回路，在该阶段中，在输入电压作用下，谐振电流从零以正弦函数形式升高，并对C1以及C4进行充电，C1两端电压开始升高，流过L2和L3的励磁电流线性升高，谐振电流大于流过L2和L3的励磁电流之和，其电流差经变压器第一原边绕组N11和第二原边绕组N12变换至变压器第一副边绕组N21，经整流滤波后输出；

在该阶段中，由于谐振电流与流过L2、L3励磁电流存在电流差，N11和N12两端电压与L4、L5、C6、L6参数相关，不再是现有技术中C1的输出电压，因而通过选择合适的参数，可以将C1的输出电压调节到一个较小的值，从而可以降低经过变压器变换后的输出电压，这样，通过开关频率与电压调节相结合，有效解决单一开关频率调节时，在负载要求低电压时需要较高开关频率引起的问题，满足负载的低电压需求；

同时，N11和N12两端电压被输出电压钳位，因而，L2、L3、L4、L5、C6、L6不参与谐振，L1、C1形成谐振，谐振电流经过半个半谐振周期的谐振后逐渐减小，励磁电流仍然线性升高，当谐振电流下降到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组电流为零，流过输出整流滤波电路中D3的电流为零，D3在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断；

第三阶段：t2≤t＜t3

在t＝t2时，变压器原边绕组电流为零，L2、L3不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，输入电压、L2、L3、L1、C1、L4、L5、C6、L6组成谐振电路进行谐振，谐振电路的谐振周期远大于Q1的导通周期，因而，在Q1的导通周期内，谐振电流基本保持恒定，电路继续对C1进行充电。

第四阶段：t3≤t＜t4

在t＝t3时，Q1关断，L2、L3、L1、C1、L4、L5、C6、L6、Q2形成电流回路，谐振电流以正弦函数形式减小，励磁电流以线性形式降低，电路继续对C1充电，当谐振电流减小为零时，C1的充电量达到最大。

在该阶段，谐振电流与励磁电流形成电流差，即变压器第一原边绕组 N11和第二原边绕组N12中有电流流过，电流差经变压器第一原边绕组N11和第二原边绕组N12变换至变压器第一副边绕组N21，经整流滤波后输出。

第五阶段：t4≤t＜t5

在t＝t4时，谐振电流为零，随后，C1开始放电，谐振电流变向，并以正弦函数形式减小，励磁电流以线性形式降低，对Q1两端的结电容(C3)进行充电，同时对Q2两端的结电容(C4)进行放电，Q2两端电压降逐渐降低，当Q2两端电压降为零时，与Q2两端并联的D2自然导通，实现Q2的零电压切换，谐振电流与励磁电流继续形成电流差，电流差经变压器第一原边绕组N11和第二原边绕组N12变换至变压器第一副边绕组N21，经整流滤波后输出。

第六阶段：t5≤t＜t6

在t＝t5时，Q2的第二控制信号驱动Q2导通，由于Q2两端并联的二极管D2自然导通，将Q2两端电压钳位在零电位，Q2为零电压开通。由于给开关管两端的结电容充放电的电感为谐振电路电感与变压器激磁电感之和，而实际应用中，激磁电感一般很大，因此容易实现开关的零电压开关，当Q2导通后，L2、L3、L1、C1、L4、L5、C6、L6、Q2形成续流回路，谐振电流以正弦函数形式继续减小(沿谐振电流变向的方向减小)，励磁电流以线性形式降低，其电流差经变压器第一原边绕组N11和第二原边绕组N12变换至变压器第二副边绕组N22，经整流滤波后输出，变压器副边整流二极管流过的电流为谐振电流与励磁电流之差折算到变压器副边的值；

在该阶段中，N11和N12两端电压被输出电压钳位，L1、C1形成谐振，谐振电流经过半个半谐振周期的谐振后逐渐增大(电流绝对值减小)，励磁电流仍然线性降低，由于开关频率工作于第一谐振频率和第二谐振频率之间，开关周期大于第一谐振周期，因此，谐振电流经过半个开关周期的谐振，Q2仍然处于导通状态。当谐振电流增大到与励磁电流相等时，电流差为零，使得变压器原边绕组(N11和N12)电流为零，流过输出整流滤波电路中D4的电流为零，D4在电流过零时自然关断，从而实现零电流关断。

由于D4零电流关断，其上应力为输出电压的两倍，因而不存在由于D4的反向恢复带来的电压尖峰问题。

第七阶段：t6≤t＜t7(图中未示出)

在t＝t6时，变压器原边绕组电流为零，变压器激磁绕组两端不受输出电压嵌位，即L2、L3不再受输出电压的钳位作用而成为自由电感，这样，Q2、L2、L3、L1、C1、L4、L5、C6、L6组成谐振电路进行谐振，L2、L3、L1、C1一起谐振，由于L2或L3远远大于L1，因而，谐振周期明显变长，谐振电路的谐振周期远大于Q2的导通周期，因而，在随后的Q2导通周期内，谐振电流可以认为基本保持恒定。

在上述变压器原边绕组电流不为零的时间段内，输出整流滤波电路对变压器副边绕组电流进行整流滤波后输出恒定的输出电压，同时对C2进行充电，在变压器原边绕组电流为零的时间段内，输出整流滤波电路中C2放电，维持恒定的输出电压。

此后，谐振电流给Q2两端电容C4充电，给Q1两端电容C3放电，使得C3两端电压迅速减小为零，与Q1并联的D1导通，Q1在零电压时导通，C1继续放电形成续流回路，重复前述流程。

图6中的输入电压与输出电压以及电路参数的关系如式(11)所示。

M = \frac{V_{o}}{V_{in}} = \frac{0.5}{n \sqrt{{[1 + \frac{L_{1}}{L_{2}} [1 - {(\frac{f_{1}}{f})}^{2}]]}^{2} + {Qs}^{2} {(\frac{f}{f_{1}} - \frac{f_{1}}{f})}^{2}}} - - - (11)

结合式(11)以及图2、图6、图7，可以看出，由于本发明中引入谐振电路调节元器件L2、L3、L4、L5、C6、L6，改变了电路的谐振参数，并可以对谐振电路输出的电压进行调节，使得输出电压与输入电压的比值曲线变得更加尖锐，在相同输出电压的变化范围内，需要调节的开关频率范围变窄，从而降低了开关的最高工作频率。

当然，也可以对图6所示的电路结构进行改动，例如，对图6所示的谐振调节电路增加电容元件、或，将电感元件与电容元件进行串联或并联以调节谐振参数。

图9为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第二结构示意图，参见图9，与图6不同的是，该电路还包括：第五电容C5和第七电容C7；

L4、C5、L5、C6、L6、C7依次串联，L4＝L6，C5＝C7；

L2的一端与C1的输出端相连，另一端与C6和L6的连接点相连，L3的一端与输入电压负极相连，另一端与C5和L5的连接点相连。

在图9所示的半桥LLC谐振变换器电路中，由串联谐振电感L1、谐振电容C1、并联谐振电感L2、L3组成的谐振网络串联在半桥的两个开关管中间和地之间。副边为变压器中心抽头的全波整流电路，当然，本发明中的副边输出整流电路也可以采用桥式整流电路等相类似的整流电路。同时，变压器采用原边多抽头主功率变压器、并联谐振电感L4、L5、L6以及并联谐振电容C5、C6、C7，形成多个谐振频率。实际应用中，可以采用两个参数一致的变压器。通过串并联谐振电路，使得该功率变压器电路的输出电压可以根据变压器原边所加交流谐振电压信号的频率变化而变化，由于电路存在多个谐振频率，当开关频率在不同谐振频率点时，输入至变压器原边的交流谐振电压的变化幅度也不一样，并随着开关频率的升高，使得变压器原边输入的交流谐振电压变化幅值越大，即变压器匝比变得越大。

图9所示的半桥LLC谐振变换器电路具有四个谐振频率，其一为串联谐振电感L1与谐振电容C1形成的如前所述的第一谐振频率f₁：

f_{1} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{1} C_{1}}} - - - (12)

第二谐振频率f₂为串联谐振电感L1、谐振电容C1与并联谐振电感L2、L3的谐振频率：

f_{2} = \frac{1}{2 π \sqrt{(L_{1} + L_{eq}) C_{1}}} - - - (13)

式中，L_eq为谐振调节电路等效电感。

L_eq＝c₂*L₂+c₃*L₃(14)

其中，c₂、c₃为加权系数。

此外，由L5、C6串联构成第三谐振频率f₃：

f_{3} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{5} C_{6}}} - - - (15)

由L4、C5(或者，L6、C7)串联构成第四谐振频率f₄：

f_{4} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{4} C_{5}}} - - - (16)

本实施例中，选取合适的参数，使得f₃＞f₄，假设图8中M拐点的频率设为f_g，并同时使得电路相应参数满足式(17)：

f_g＜f₂＜f₄＜f₃＜f₁(17)

电路参数的具体计算可参考式(18)。

V_{o} = \frac{V_{in}}{2 n} + \frac{I_{m}}{4 n C_{1}} (T - T_{1}) - - - (18)

式中，V_o为负载要求的输出电压，V_in为输入电压；

I_m为变压器激磁电流峰值

I_{m} = \frac{n V_{o} T}{4 L_{eq}},

T₁为串联谐振电感L1与谐振电容C1的谐振周期

T_{1} = \frac{1}{f_{1}} = 2 π \sqrt{L_{1} C_{1}},

T为谐振变换器开关的开关周期

T = \frac{1}{f} .

这样，按照如前所述的分析方法，当开关工作频率等于第四谐振频率时，相当于变压器的等效匝比为n；当开关工作频率等于第三谐振频率时，相当于变压器的等效匝比为2n，其中，n为变压器原边绕组与副边绕组的的匝数比；从而，在开关工作频率较低时，变压器等效匝比小，输出电压高；在开关工作频率较高时，变压器等效匝比变大，输出电压下降程度增大，即随着开关频率越高，变压器等效匝比相应增大，输出电压越低，从而使得将开关频率升高一个较窄的范围就可以达到较宽的电压输出。同时，由于可以有效降低开关频率，使得开关周期延长，保证了对开关两端的结电容进行放电的时间，从而可以使结电容放电至零时，第一整流二极管和第二整流二极管实现零电压关断，以及可以保证电路中谐振时间，使得谐振电流和励磁电流在该谐振时间内达到相等，其电流差为零，使得变压器副边整流电路中流过整流二极管的电流为零而实现零电流关断，从而避免了整流二极管两端输出电压尖峰，降低了对整流二极管耐压值的要求，降低了谐振变换器电路损耗、提高了效率。

在下面实施例的描述中，关于电路谐振频率以及输入电压与输出电压的特性分析，可参照上述分析方法进行。

实际应用中，在图9所示电路的基础上，变压器副边绕组还存在多种连接形式，下面分别进行说明。

图10为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第三结构示意图，参见图10，与图9不同的是，由变压器副边绕组N2与D3、D4、第五整流二极管D5、第六整流二极管D6组成全桥整流电路；

D3的正极分别与D4的负极以及N2的一端相连，D3的负极分别与D5的负极以及C2的一端相连；

D4的正极分别与D6的正极以及C2的另一端相连；

D6的负极与N2的另一端相连。

当与D3正极相连的N2的一端为正极时，N2、D3、C2、D6形成全桥整流滤波电路，对N2的输出电流/电压进行整流滤波后，向R提供恒定的输出电压；

当与D6负极相连的N2的另一端为正极时，N2、D5、C2、D4形成全桥整流滤波电路，对N2的输出电流/电压进行整流滤波后，向R提供恒定的输出电压。

图11为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第四结构示意图，参见图11，与图9不同的是，由并联的变压器副边绕组N21、N22与D3、D4、D5、D6组成全波整流电路；

D3的正极分别与D4的负极、N21以及N22的一端相连，D3的负极分别与D5的负极以及C2的一端相连；

D4的正极分别与D6的正极以及C2的另一端相连；

D6的负极分别与N21以及N22的另一端相连。

全波整流电路工作原理与图9相类似，在此不再赘述。

图12为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第五结构示意图，参见图12，与图10不同的是，由变压器副边绕组N21、N22分别与相应的整流二极管组成全波整流电路，可以同时向两路负载提供恒定的输出电压；

N21与D3、D4、D5、D6组成一路全波整流电路；

N22与第七整流二极管D7、第八整流二极管D8、第九整流二极管D9、第十整流二极管D10组成另一路全波整流电路，经第八电容C8滤波后输出；

两路全波整流电路的连接关系与图10相同。

图13为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第六结构示意图，参见图13，与图9不同的是，由两个DC/DC谐振变换器交错并联，变压器副边绕组为中心抽头的变压器，经全波整流电路输出至滤波电路滤波后输出电压，除包括如图9所示的开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路外，还包含与之交错并联的第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

第二开关电路，包括第三开关Q3、第四开关Q4；

Q3的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极分别与Q4的第二极以及第二谐振电路的输入端相连，Q4的第一极接收第二控制信号，第三极分别与输入电压负极以及第二谐振调节电路的输出端相连；

Q3的第二极和第三极之间并联有第十一整流二极管D11和第九电容C9，Q3的第三极与D11的正极相连，Q4的第二极和第三极之间并联有第十二整流二极管D12和第十电容C10，Q4的第三极与D12的正极相连。

第二谐振电路，包括串联的第七电感L7和第十一电容C11。

第二谐振调节电路，包括第八电感L8、第九电感L9、第十电感L10、第十一电感L11、第十二电感L12、第十二电容C12、第十三电容C13、第十四电容C14；

L8、C12、L10、C13、L11、C14依次串联，L8的输入端与C11的输出端相连，C14的输出端分别与输入电压负极以及Q4的第三极相连；

L9的一端与C11的输出端相连，另一端与C13和L11的连接点相连，L12的一端与输入电压负极相连，另一端与C12和L10的连接点相连；

L8、C12与L11、C14为对称的电路，L8＝L11、C12＝C14。

第二变压器，包括第三原边绕组N13、第四原边绕组N14、第三副边绕组N23和第四副边绕组N24；

N13与L9并联，N14与L12并联，N23与N24组成中心抽头的变压器。

第二输出整流电路，包括第十三整流二极管D13、第十四整流二极管D14；

D13的正极与N23的一端相连，D14的正极与N24的一端相连，D13的负极分别与D14的负极以及C2的一端相连，C2的另一端与N23与N24的连接点，即N23的另一端与N24的另一端的连接点相连。

当然，对于图13中DC/DC谐振变换器的变压器副边绕组，也可以为一个绕组，绕组经全波整流后输出至滤波电容C2，也可以设计为不同的副边绕组连接形式以及不同的整流方式，以适应不同的输出电压的要求，以下以图14～图16为例进行说明。

图14为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第七结构示意图，参见图14，与图13不同的是，变压器的副边绕组为N21，其全波整流电路包括：D3、D4、D5、D6；第二变压器的副边绕组为N22，其全波整流电路包括：D7、D8、D9、D10，其中，

D3的正极分别与D4的负极、N21的一端相连，D3的负极分别与D5的负极以及C2的一端相连；

D4的正极分别与D6的正极以及C2的另一端相连；

D6的负极分别与N21的另一端以及D5的正极相连。

D7的正极分别与D8的负极、N22的一端相连，D7的负极分别与D9的负极以及C2的一端相连；

D8的正极分别与D10的正极以及C2的另一端相连；

D10的负极分别与N22的另一端以及D9的正极相连。

图15为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第八结构示意图，参见图15，与图13不同的是，变压器的两个副边绕组交错并联，第二变压器的两个副边绕组交错并联，变压器副边的全波整流电路包括：D3、D4、D5、D6；第二变压器副边的全波整流电路包括：D7、D8、D9、D10，其中，

D3的正极分别与D4的负极、N21和N22的一端相连，D3的负极分别与D5的负极以及C2的一端相连；

D4的正极分别与D6的正极以及C2的另一端相连；

D6的负极分别与N21的另一端、N22的另一端以及D5的正极相连。

D7的正极分别与D8的负极、N23和N24的一端相连，D7的负极分别与D9的负极以及C2的一端相连；

D8的正极分别与D10的正极以及C2的另一端相连；

D10的负极分别与N23的另一端、N24的另一端以及D9的正极相连。

图16为本发明DC/DC谐振变换器第一实施例电路第九结构示意图，参见图16，与图13不同的是，变压器的两个副边绕组N21、N22分别与第二变压器的两个副边绕组N23、N24交错并联，与由相应整流二极管组成的全波整流电路，同时向两路负载提供恒定的输出电压；

与N21相连的全波整流电路包括：D3、D4、D5、D6；

D4的正极分别与D6的正极以及C2的另一端相连；

D6的负极与N21的另一端以及D5的正极相连。

与N22相连的全波整流电路包括：第十五整流二极管D15、第十六整流二极管D16、第十七整流二极管D17、第十八整流二极管D18；

D15的正极分别与D16的负极、N22的一端相连，D15的负极分别与D17的负极以及滤波电容C8的一端相连；

D16的正极分别与D 18的正极以及C8的另一端相连；

D18的负极与N22的另一端以及D17的正极相连。

与N23相连的全波整流电路包括：D7、D8、D9、D10；

D7的正极分别与D8的负极、N23的一端相连，D7的负极分别与D9的负极以及C2的一端相连；

D8的正极分别与D10的正极以及C2的另一端相连；

D10的负极与N23的另一端以及D9的正极相连。

与N24相连的全波整流电路包括：第十九整流二极管D19、第二十整流二极管D20、第二十一整流二极管D21、第二十二整流二极管D22；

D19的正极分别与D20的负极、N24的一端相连，D19的负极分别与D21的负极以及滤波电容C8的一端相连；

D20的正极分别与D22的正极以及C8的另一端相连；

D22的负极与N24的另一端以及D21的正极相连。

实施例二

图17为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第一结构示意图，参见图17，该电路包括：开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，

开关电路、谐振电路、变压器和输出整流滤波电路与图6相同，在此不再赘述；

谐振调节电路，包括L2、L3、L4、C5、L5、L6以及C7；

L4、C5、L5、L6、C7依次串联，L4的输入端与C 1的输出端相连，C7的输出端分别与输入电压负极以及Q2的第三极相连；

L2的一端与C1的输出端相连，另一端与L5和L6的连接点相连，L3的一端与输入电压负极相连，另一端与C5和L5的连接点相连；

L4、C5与L6、C7为对称的电路，L4＝L6、C5＝C7。

图18为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第二结构示意图，参见图18，该电路包括的元器件与图17所示电路包含的元器件相同，不同的是，谐振调节电路中各元器件连接关系不同。

L4、L5、L6依次串联，C5并联于L4两端，C7并联于L6两端，L4的输入端与C 1的输出端相连，L6的输出端分别与输入电压负极以及Q2的第三极相连；

L2的一端与C1的输出端相连，另一端与L5和L6的连接点相连，L3的一端与输入电压负极相连，另一端与L4和L5的连接点相连；

L4、C5与L6、C7为对称的电路，L4＝L6、C5＝C7。

图19为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第三结构示意图，参见图19，与图17不同的是，该电路的谐振调节电路还包括C6，C6并联于L5两端。

对于图19所示的电路，谐振调节电路包含的元器件由于连接关系的不同，因而具有不同的电路结构，分别如图20～图21所示。

图20为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第四结构示意图，参见图20，该电路的谐振调节电路包括L2、L3、L4、C5、L5、C6、L6以及C7；

L4、L5、L6依次串联，C5并联于L4两端，C6并联于L5两端，C7并联于L6两端；

L2的一端与C 1的输出端相连，另一端与L5和L6的连接点相连，L3的一端与输入电压负极相连，另一端与L4和L5的连接点相连。

图21为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第五结构示意图，参见图21，该电路的谐振调节电路包括L2、L3、L4、C5、L5、C6、L6以及C7；

L4、L5、C6、L6依次串联，C5并联于L4两端，C7并联于L6两端；

L2的一端与C1的输出端相连，另一端与C6和L6的连接点相连，L3的一端与输入电压负极相连，另一端与L4和L5的连接点相连。

图22为本发明DC/DC谐振变换器第二实施例电路第六结构示意图，参见图22，与图17不同的是，该电路中的谐振调节电路包括：L2、L3、L4、 L5、C6、L6；

L4、L5、L6依次串联，C6并联于L5两端，L4的输入端与C1的输出端相连，L6的输出端分别与输入电压负极以及Q2的第三极相连；

L2的一端与C1的输出端相连，另一端与L5和L6的连接点相连，L3的一端与输入电压负极相连，另一端与L4和L5的连接点相连。

实施例三

图23为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第一结构示意图，参见图23，该电路包括：开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，

开关电路、变压器和输出整流滤波电路与图6相同，在此不再赘述；

谐振电路，包括L1、C1和第十五电容C15；

L1的一端(输入端)与Q1的第三极相连，另一端(输出端)与谐振调节电路输入端相连，C1的一端与输入电压正极相连，另一端与C15的一端相连，C15的另一端与输入电压负极相连。

本实施例中，将C1与C15串联后接入输入电压正负极之间，可以有效减少谐振电容上的电压应力。

谐振调节电路，包括L2、L3、L4、C5、L5、L6以及C7；

L4、C5与L6、C7为对称的电路，L4＝L6、C5＝C7。

图24为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第二结构示意图，参见图24，由两个DC/DC谐振变换器交错并联，变压器副边绕组为中心抽头的变压器，经全波整流电路输出至滤波电路滤波后输出电压，除包括如图23所示的开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路外，还包含与之交错并联的第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

第二开关电路，包括第三开关Q3、第四开关Q4；

Q3的第一极接收第一控制信号，第二极与输入电压正极相连，第三极与Q4的第二极相连，Q4的第一极接收第二控制信号，第三极与输入电压负极相连；

Q3的第二极和第三极之间并联有第十一整流二极管D11和第九电容C9，Q3的第三极与D11的正极相连，Q4的第二极和第三极之间并联有第十二整流二极管D12和第十电容C10，Q4的第三极与D 12的正极相连。

第二谐振电路，包括第十三电感L13、第十六电容C16以及第十七电容C17；

C16的一端与输入电压正极相连，另一端与C17的一端相连，C17的另一端与输入电压负极相连，L13的输入端与Q3的第三极相连，另一端与第二谐振调节电路输入端相连。

L8、C12、L10、C13、L11、C14依次串联，L8的输入端与L13的输出端相连，C14的输出端与C16、C17的连接点相连；

L9的一端与L13的输出端相连，另一端与C13和L11的连接点相连，L12的一端与C16、C17的连接点相连，另一端与C12和L10的连接点相连；

L8、C12与L11、C14为对称的电路，L8＝L11、C12＝C14。

N13与L9并联，N14与L12并联，N23与N24组成中心抽头的变压器。

D13的正极与N23的一端相连，D14的正极与N24的一端相连，D13 的负极分别与D14的负极以及C2的一端相连，C2的另一端与N23与N24的连接点，即N23的另一端与N24的另一端的连接点相连。

图25为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第三结构示意图，参见图25，与图23不同的是，该电路还包括：第十六电容C16，C16一端与Q1的第三极相连，另一端与L1的输入端相连。

实际应用中，C1和C15也可以为电解电容，电解电容C1正极接输入电压正极，其负极接C15的正极，C15的负极接输入电压负极，这样，由于电容量大，则C1和C15上的电压分别为输入电压的一半。

本实施例中，在L1前连接C16，即相对图6中的L1后连接C16，这样可以进一步减小电路寄生电容的影响，优化设计，使得可以更加精确地控制开关的工作频率范围。

图26为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第四结构示意图，参见图26，与图25不同的是，由两个DC/DC谐振变换器交错并联，除包括如图25所示的开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路外，还包含与之交错并联的第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

各电路包含的元器件以及连接关系与图24相类似，在此不再赘述。

图27为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第五结构示意图，参见图27，与图23不同的是，在C1两端并联有第二十三整流二极管D23、以及，在C15两端并联有第二十四整流二极管D24。

D23的负极与输入电压正极相连，D24的正极与输入电压负极相连。

本实施例中，D23和D24可以在谐振变换器短路工作时，限制原边电流，从而达到限流的目的。

图28为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第六结构示意图，参见图28，与图27不同的是，由两个DC/DC谐振变换器交错并联，除包括如图27所示的开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路外，还包含与之交错并联的第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

各电路包含的元器件以及连接关系与图27相同，在此不再赘述。

图29为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第七结构示意图，参见图29，与图27不同的是，该电路还包括：第十六电容C16，C16一端与Q1的第三极相连，另一端与L1的输入端相连。

图30为本发明DC/DC谐振变换器第三实施例电路第八结构示意图，参见图30，与图29不同的是，由两个DC/DC谐振变换器交错并联，除包括如图29所示的开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路外，还包含与之交错并联的第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

各电路包含的元器件以及连接关系与图29相同，在此不再赘述

实施例四

图31为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第一结构示意图，参见图31，该电路包括：开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，

变压器和输出整流滤波电路与图6相同，在此不再赘述；

开关电路，包括Q1、Q2、Q3、Q4；

Q1、Q2串联后与串联的Q3、Q4并联，即Q1和Q3的第二极与输入电压正极相连，Q2和Q4的第三极与输入电压负极相连，Q1的第三极与Q2的第二极相连，Q3的第三极与Q4的第二极相连。

Q1、Q4的驱动控制信号波形相同，Q2、Q3的驱动控制信号波形相同，两个驱动控制信号互补并存在合适的死区时间。

本实施例中，由于将两个开关管串联代替原来的一个开关管，可以有效减小输入开关两端的电压应力。

谐振电路，包括L1和C1；

C1的一端与Q1的第三极相连，另一端与串联的L1相连，L1的输出端与谐振调节电路输入端相连。

谐振调节电路，包括L2、L3、L4、C5、L5、C6、L6以及C7；

L4、C5、L5、C6、L6、C7依次串联，L4的输入端与L1的输出端相连，C7的输出端与Q4的第二极相连；

L2的一端与L1的输出端相连，另一端与C6和L6的连接点相连，L3的一端与Q4的第二极相连，另一端与C5和L5的连接点相连；

L4、C5与L6、C7为对称的电路，L4＝L6、C5＝C7。

当Q1、Q4导通时，输入电压正极、Q1、L1、C1、L4、C5、L5、C6、L6、C7、Q4、输入电压负极形成电路回路；

当Q2、Q3导通时，输入电压正极、Q3、L1、C1、L4、C5、L5、C6、L6、C7、Q2、输入电压负极形成电路回路。

图32为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第二结构示意图，参见图32，该电路包括：开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器、输出整流滤波电路、第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路，其中，

开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路与图31相同，在此不再赘述。

第二开关电路，包括第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8；

Q5、Q6串联后与串联的Q7、Q8并联，即Q5和Q7的第二极与输入电压正极相连，Q6和Q8的第三极与输入电压负极相连，Q5的第三极与Q6的第二极相连，Q7的第三极与Q8的第二极相连。

第二谐振电路，包括L7和C11；

C11的一端与Q3的第三极相连，另一端与串联的L7相连，L7的输出端与谐振调节电路输入端相连。

谐振调节电路，包括L8、L9、L12、C 12、L10、C13、L11以及C14；

L8、C12、L10、C13、L11、C14依次串联，L8的输入端与L11的输出端相连，C14的输出端与Q8的第二极相连；

L9的一端与L11的输出端相连，另一端与C13和L11的连接点相连，L12的一端与Q4的第二极相连，另一端与C12和L10的连接点相连；

L8、C12与L11、C14为对称的电路，L8＝L11、C12＝C14。

图33为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第三结构示意图，参见图33，与图31不同的是，Q1～Q4相互连接关系不同，该电路还包括：第十七电容C17和第十八电容C18，其中，

Q1、Q2、Q3、Q4依次串联，Q1的第二极与输出电压正极相连，Q1的第三极与Q2的第二极相连，Q2的第三极与Q3的第二极相连，Q3的第三极与Q4的第二极相连，Q4的第三极与输入电压负极相连；

C1与Q1的第三极相连，L2的输出端与Q3的第三极相连；

C17的一端与输入电压正极相连，另一端分别与C18的一端以及Q2的第三极相连，C18的另一端与输入电压负极相连。

如前所述，本实施例中，由于将两个开关管串联代替原来的一个开关管，可以有效减小输入开关两端的电压应力。

图34为本发明DC/DC谐振变换器第四实施例电路第四结构示意图，采用两个对称半桥LLC谐振变换器交错并联，参见图34，该电路包括：开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器、输出整流滤波电路、第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路，其中，

开关电路、谐振电路、谐振调节电路、变压器和输出整流滤波电路与图33相同，在此不再赘述。

第二开关电路，包括Q5、Q6、Q7、Q8；

Q5、Q6、Q7、Q8依次串联，Q5的第二极与输出电压正极相连，Q5的第三极与Q6的第二极相连，Q6的第三极与Q7的第二极相连，Q7的第三极与Q8的第二极相连，Q8的第三极与输入电压负极相连；

在输入电压正极和输入电压负极之间，还串联有第十九电容C19以及第二十电容C20；

C19的一端与输入电压正极相连，另一端分别与C20的一端以及Q6的第三极相连，C20的另一端与输入电压负极相连。

第二谐振电路，包括L7和C11；

C11的一端与Q5的第三极相连，另一端与串联的L7相连，L7的输出端与第二谐振调节电路输入端相连。

第二谐振调节电路，包括L8、L9、L12、C 12、L10、C13、L11以及C14；

L8、C12与L11、C14为对称的电路，L8＝L11、C12＝C14。

实际应用中，上述第一电感L1可以利用变压器原边绕组Nl1和Nl2的漏感，也可采用外接的独立串联电感；第二电感L2和第三电感L3也可以利用变压器原边绕组Nl1和Nl2的励磁电感，也可采用外接的独立并联电感。当第一电感L1和第二电感L2、第三电感L3都集成到变压器中后，整个谐振变换器只需要一颗磁心，从而可以节约成本、减少干扰。

实际应用中，开关频率可以工作在本发明实施例的频率范围内，也可以工作在本发明实施例的频率范围外，下面对开关频率工作在本发明实施例的频率范围外的情况进行简要描述。

1、f≤f₂

在开关的驱动控制信号交替高低电平的时，加在谐振电路上的电压在零和输入电压之间按照开关频率f切换，此时，交流谐振电流为正弦波形电流，通过并联谐振电感(励磁电感)的电流按照线性规律增加和减少。

谐振变换器的输入电压和输出电压满足下面的关系式：

V_{o} = \frac{V_{in}}{2 n}

其中，V_o为谐振变换器输出电压，V_in为谐振变换器输入电压，n为变压器原副边绕组匝数比(匝比)。

2、f＞f₁

当开关频率高于串联谐振第一电感L1与谐振第一电容C1的谐振频率时，本发明实施例的谐振变换器已经退化为基本的串联谐振变换器，此时，在开关第一极的驱动控制信号高低电平变化时，谐振只发生在串联谐振第一电感L1与谐振第一电容C1之间。在此工作模式下，开关虽然可以实现零电压开关，但是副边的输出整流二极管为非零电流关断，因而，存在较高的电压尖峰，同时，如背景技术所述，需要通过一个较宽的开关频率范围来实现输出电压的稳定。

由上述可见，本发明实施例的DC/DC谐振变换器，通过构造合适的谐振调节电路，来改变谐振电路的谐振参数，使电路具有不同的谐振频率，再结合开关频率调节，当开关频率工作在DC/DC谐振变换器的不同谐振频率时，使得谐振调节电路中位置不同的谐振元件发生谐振，输出至变压器的输出电压的变化幅度发生变化，并使得谐振调节电路输出至变压器原边绕组的交流谐振电压变化的程度依据开关频率的升高而增大，即变压器的等效匝比随着开关频率升高而增大，从而实现对谐振电路输出的谐振电压进行不同程度的分压调节，从而使得谐振电路的传递函数特性曲线变得更为尖锐，改善了传递函数特性曲线的性能。因而，在较窄的频率变化范围内，可以输出较大范围的输出电压，从而降低了开关的工作频率。

而且，开关工作在较低频率，由于在低频率时，变压器的等效匝比减小，并不会影响谐振变换器所需要的高输出电压；同时，由于谐振调节电路具有多个谐振频率，实现了在较窄的频率变化范围内输出较大范围的输出电压，有效降低了开关工作的频率，可以简化变压器和输出整流滤波电路设计的复杂性，使得谐振变换器设计简单、体积小、成本低，可以进一步优化功率变压器和输出滤波电路，提高变换效率；而且，开关工作频率的降低，使得开关周期延长，可以使开关两端的结电容放电至零，从而可以实现开关的零电压关断，以及，谐振电流在经过半个谐振周期的谐振后减小(增大)的过程中，由于开关工作的频率低，延长了开关通断的周期，从而可以使得谐振电流与线性升高(降低)的励磁电流形成交点，并保持一定时间内谐振电流与励磁电流的电流差为零，使得变压器副边整流电路中流过整流二极管的电流为零而实现零电流关断，降低了电路损耗、提高了效率。

进一步地，由于变压器副边整流电路中流过整流二极管的电流为零时关断，避免了整流二极管两端输出电压尖峰引起的击穿现象，降低了对整流二极管耐压值的要求，提高了电路的可靠性，可以选用电压应力较低的整流二极管，以进一步减小损耗、提高效率。

以上举较佳实施例，对本发明的目的、技术方案和优点进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种直流/直流谐振变换器，包括：开关电路、谐振电路、变压器和输出整流滤波电路，其中，

变压器，用于将输入的交流谐振电压进行变换后输出；

其特征在于，

2.如权利要求1所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路包括第二电感、第三电感、第四电感、第五电感、第六电容、第六电感；

3.如权利要求2所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路进一步包括第五电容和第七电容；

4.如权利要求1所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路包括第二电感、第三电感、第四电感、第五电容、第五电感、第六电感以及第七电容；

5.如权利要求4所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路还包括并联于第五电感两端的第六电容。

6.如权利要求1所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路包括第二电感、第三电感、第四电感、第五电容、第五电感、第六电感以及第七电容；

7.如权利要求6所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路还包括并联于第五电感两端的第六电容。

8.如权利要求6所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路还包括串联于第五电感和第六电感之间的第六电容；

9.如权利要求1所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振调节电路包括第二电感、第三电感、第四电感、第五电感、第六电容、第六电感；

10.如权利要求1至9任一项所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述开关电路包括第一开关、第二开关、第一整流二极管、第二整流二极管、第三电容、第四电容；

11.如权利要求10所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述开关为互补金属氧化物半导体管，所述第一控制信号和第二控制信号为相互之间存在一定的死区时间的占空比为50％的互补信号。

12.如权利要求10所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振电路，包括串联的第一电感和第一电容；

13.如权利要求12所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和第一副边绕组；

14.如权利要求13所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，

第六整流二极管的负极与第五整流二极管的正极相连。

15.如权利要求14所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述变压器进一步包括第二副边绕组，第二副边绕组的一端与第三整流二极管的正极相连，另一端与第六整流二极管的负极相连。

16.如权利要求15所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

第二开关电路，包括第三开关、第四开关，

17.如权利要求14所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括第二副边绕组和第二输出整流滤波电路；

18.如权利要求17所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

第二开关电路，包括第三开关、第四开关，

19.如权利要求14所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第三原边绕组、第四原边绕组、第二副边绕组、第七整流二极管、第八整流二极管、第九整流二极管、第十整流二极管；

第二谐振电路，包括串联的第七电感和第十一电容；

20.如权利要求13所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述变压器进一步包括与第一副边绕组组成中心抽头的变压器的第二副边绕组。

21.如权利要求20所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述输出整流滤波电路，包括第三整流二极管、第四整流二极管、以及第二电容；

22.如权利要求21所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括第二开关电路、第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器和第二输出整流电路；

第二谐振电路，包括串联的第七电感和第十一电容；

23.如权利要求10所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振电路，包括第一电感、第一电容以及第十五电容；

24.如权利要求23所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组、第一副边绕组和第二副边绕组；

25.如权利要求24所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述输出整流滤波电路包括第三整流二极管、第四整流二极管以及第二电容；

26.如权利要求25所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括第二谐振电路、第二谐振调节电路、第二变压器、第二输出整流电路和与开关电路并联的第二开关电路；

第二开关电路，包括第三开关、第四开关，

第十四整流二极管的正极与第四副边绕组一端相连；

27.如权利要求25所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振电路进一步包括连接于第一电感输入端与第一开关第三极的第十六电容。

28.如权利要求27所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括与开关电路并联的第二开关电路、与第二开关电路相连的第二谐振电路、与第二谐振电路相连的第二谐振调节电路、与第二谐振调节电路相连的第二变压器和第二输出整流电路，第二输出整流电路接收第二变压器的输出，整流后输出至滤波电路。

29.如权利要求27所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括并联于第一电容两端的第二十三整流二极管以及并联于第十五电容两端的第二十四整流二极管；

30.如权利要求29所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括与开关电路并联的第二开关电路、与第二开关电路相连的第二谐振电路、与第二谐振电路相连的第二谐振调节电路、与第二谐振调节电路相连的第二变压器和第二输出整流电路，第二输出整流电路接收第二变压器的输出，整流后输出至滤波电路。

31.如权利要求25所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述谐振电路进一步包括并联于第一电容两端的第二十三整流二极管以及并联于第十五电容两端的第二十四整流二极管；

32.如权利要求31所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括与开关电路并联的第二开关电路、与第二开关电路相连的第二谐振电路、与第二谐振电路相连的第二谐振调节电路、与第二谐振调节电路相连的第二变压器和第二输出整流电路，第二输出整流电路接收第二变压器的输出，整流后输出至滤波电路。

33.如权利要求12所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述开关电路进一步包括第三开关、第四开关、第十一整流二极管、第十二整流二极管、第九电容、第十电容；

第七电容和第三电感的输出端与第四开关的第二极相连。

34.如权利要求33所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括与开关电路并联的第二开关电路、与第二开关电路相连的第二谐振电路、与第二谐振电路相连的第二谐振调节电路、与第二谐振调节电路相连的第二变压器和第二输出整流电路，第二输出整流电路接收第二变压器的输出，整流后输出至滤波电路。

35.如权利要求10所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，所述开关电路包括第一开关、第二开关、第一整流二极管、第二整流二极管、第三电容、第四电容、第三开关、第四开关、第十一整流二极管、第十二整流二极管、第九电容、第十电容、第十七电容、第十八电容；

36.如权利要求35所述的直流/直流谐振变换器，其特征在于，进一步包括与开关电路并联的第二开关电路、与第二开关电路相连的第二谐振电路、与第二谐振电路相连的第二谐振调节电路、与第二谐振调节电路相连的第二变压器和第二输出整流电路，第二输出整流电路接收第二变压器的输出，整流后输出至滤波电路。