CN101855817B - 开关电源、控制开关电源的控制电路以及开关电源的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种开关电源，其包括：第一开关(SW1)，其设置于节点(N21)和(N31)之间；第二开关(SW2)，其设置于节点(N11)和(N22)之间；电容器(C1)，其设置于第二开关和节点(N22)之间；第三开关(SW3)，其设置于节点(N21)和(N12)之间；延迟电路(L1)，其设置于第三开关(SW3)和节点(N12)之间，使用于对电容器(C1)进行充电的电流延迟；以及第1二极管(D1)，其设置于节点(N13)和(N22)之间，第1二极管(D1)以节点(N13)侧为阴极。

Description

开关电源、控制开关电源的控制电路以及开关电源的控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源、控制开关电源的控制电路以及开关电源的控制方法。 
背景技术
例如，降压型DC-DC转换器用于信息设备。这种DC-DC转换器使用采用了开关的开关电源。在输入输出的接地端为公用的情况下，使用降压型电源电路(非专利文献1)。并且，还使用为抑制主开关接通、断开时的功耗而具有缓存电路的电源电路(非专利文献1和非专利文献2)。 
非专利文献1：John G Kassakian，Principles of Power electronics，ADDISON-WESLEY PUBLISHING COMPANY，1992，p674-687 
非专利文献2：IEEE Transaction on Power Electronics，Vol.11，Issue.5，1996，pp710-722 
但是，不能充分抑制由流过主开关的电流引起的功耗。 
发明内容
本发明是鉴于上述课题而提出的，其目的在于，提供一种能够抑制由流过主开关的电流引起的功耗的开关电源。 
本发明涉及一种开关电源，其特征在于，所述开关电源具备：第一开关，其设置于直流电源的一端与负载的一端之间；第二开关，其设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的另一端之间；电容器，其设置于所述第二开关与所述直流电源的所述另一端之间；第三开关，其设置于所述第一开关的所述直流电源侧的节点、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间；延迟电路，其设置于所述第三开关、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间，使用于对所述电容器进 行充电的电流延迟；以及第1二极管，其设置于所述第三开关与所述延迟电路之间的节点、与所述直流电源的所述另一端之间，所述第1二极管，在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阴极，在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阳极。 
根据本发明，电容器经由延迟电路和第三开关，与直流电源的一端连接。由此，能够不经由第一开关，对电容器进行充电。因此，能够抑制在对电容器进行充电时，被第一开关消耗的功率。并且，通过设置延迟电路和第1二极管，能够削减第三开关的功耗。 
在上述结构中，所述开关电源还具备控制电路，该控制电路在使所述第一开关接通的期间，使所述第二开关接通，在使所述第二开关接通的期间，使所述第三开关接通断开。根据该结构，能够在使第一开断开时，使电容器进行放电。并且，能够在第二开关断开的期间，对电容器进行充电。 
在上述结构中，所述控制电路在使所述第一开关断开的期间，使所述第三开关接通断开。由此，能够不经由第一开关，对电容器进行充电。 
在上述结构中，所述开关电源还具备第四开关，该第四开关设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的所述另一端之间，所述控制电路在使所述第一开关断开的期间，使所述第四开关接通，在使所述第四开关接通的期间，使所述第二开关断开。根据该结构，在电容器结束放电之后，能够由直流电源的另一端向电感器供给电流。 
在上述结构中，所述控制电路在使所述第四开关接通的期间，使所述第三开关接通断开。能够交替进行第一开关和第四开关的接通断开。 
在上述结构中，所述延迟电路是电感器。 
在上述结构中，将所述电感器的电感值设为L，将所述电容器的电容值设为C时，对所述第三开关进行接通断开的期间为 
Figure DEST_PATH_GPA00001136920600021
以上。 
在上述结构中，所述第二开关是第2二极管，在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第一开关的所述负载侧的节点侧为阴极，在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述直流电源的所述一端侧为阳极。 
在上述结构中，所述第一开关、所述第二开关以及所述第三开关是MOSFET(金属-氧化物-半导体场效应晶体管)，在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第一开关的体二极管以所述直流电源侧为阴极，所述第二开关的体二极管以所述第一开关的所述负载侧的节点为阳极，所述第三开关的体二极管以所述直流电源的所述一端侧为阴极，在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述第一开关的体二极管以所述直流电源侧为阳极，所述第二开关的体二极管以所述第一开关的所述负载侧的节点为阴极，所述第三开关的体二极管以所述直流电源的所述一端侧为阳极。 
本发明涉及一种开关电源的控制方法，该开关电源具备：第一开关，其设置于直流电源的一端与负载的一端之间；第二开关，其设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的另一端之间；电容器，其设置于所述第二开关与所述直流电源的所述另一端之间；第三开关，其设置于所述第一开关的所述直流电源侧的节点、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间；延迟电路，其设置于所述第三开关、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间，使用于对所述电容器进行充电的电流延迟；以及第1二极管，其设置于所述第三开关与所述延迟电路之间的节点、与所述直流电源的所述另一端之间，所述第1二极管，在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阴极，在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阳极，所述开关电源的控制方法的特征在于，具备：在使所述第一开关接通的期间，使所述第二开关接通的步骤；以及在使所述第二开关断开的期间，使所述第三开关接通断开的步骤。 
本发明涉及一种控制电源开关的控制电路，该电源开关具备：第一开关，其设置于直流电源的一端与负载的一端之间；第二开关，其设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的另一端之间；电容器，其设置于所述第二开关与所述直流电源的所述另一端之间；第三 开关，其设置于所述第一开关的所述直流电源侧的节点、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间；延迟电路，其设置于所述第三开关、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间，使用于对所述电容器进行充电的电流延迟；以及第1二极管，其设置于所述第三开关与所述延迟电路之间的节点、与所述直流电源的所述另一端之间，所述第1二极管，在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阴极，在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阳极，所述控制电路的特征在于，在使所述第一开关接通的期间，使所述第二开关接通，在使所述第二开关断开的期间，使所述第三开关接通断开。 
根据本发明，电容器经由延迟电路和第三开关，与直流电源的一端连接。由此，能够不经由第一开关，对电容器进行充电。因此，能够抑制在对电容器进行充电时，被第一开关消耗的功率。并且，通过设置延迟电路和第1二极管，能够削减第三开关的功耗。 
附图说明
图1是涉及比较例1的开关电源的电路图。 
图2是示出比较例1的动作的图。 
图3是示出比较例1的第一开关的功耗的图。 
图4是涉及比较例2的开关电源的电路图。 
图5是示出比较例2的动作的图。 
图6是示出比较例2的第一开关的功耗的图。 
图7是涉及比较例3的开关电源的电路图。 
图8是示出比较例3的动作的图。 
图9是涉及比较例4的开关电源的电路图。 
图10是涉及实施例1的开关电源的电路图。 
图11是示出流入到实施例1的电流的图。 
图12是示出实施例1的动作的图。 
图13是示出实施例1断开期间前后的第一开关的功耗的图。 
图14是对比较例3、4和实施例1的第一开关的功耗进行比较的图。 
图15是示出没有设置电感器L1和第1二极管D1的比较例5的第三开关的功耗的图。 
图16是对比较例3、4和实施例1的第三开关的功耗进行比较的图。 
图17是对比较例3、4和实施例1的电容器电压进行比较的图。 
图18是涉及实施例2的开关电源的电路图。 
图19是实施例2的仿真结果的图(之一)。 
图20是实施例2的仿真结果的图(之二)。 
图21是涉及实施例3的开关电源的电路图。 
图22是涉及实施例4的开关电源的电路图。 
具体实施方式
首先，详细说明本发明所要解决的课题。图1是涉及比较例1的降压型开关电源的电路图。参见图1，在开关电源10a上连接有直流电源20和负载30。直流电源20由电源E和内部电阻R2构成。负载30的等效电路由电阻R3构成。直流电源20的正侧端子与节点N21连接，负侧端子与节点N22连接。负载30的正侧端子与节点N31连接，负侧端子与节点N32连接。节点N22和N32是接地端子，相互直接连接。 
开关电源10a具有第一开关SW1、第四开关SW4、电容器C2、电容器C3以及第二电感器L2。第一开关SW1是主开关，设置于节点N21与节点N31之间。在第一开关SW1的负载侧连接有第二电感器L2。第一开关SW1与第二电感器L2之间的节点为N11。第四开关SW4是同步整流开关，连接在节点N11与节点N22之间。电容器C2是输入平滑电容器，连接在节点N21与N22之间。电容器C3是输出平滑电容器，连接在节点N31与N32之间。 
使用图2，说明涉及比较例1的开关电源的动作。图2是相对于时间示出第一开关SW1的动作、第四开关SW4的动作、流过第二电感器L2的电流(L2电流)、节点N11的电压V11以及节点N31对节点N32的输出电压Vout的图。另外，L2电流以从节点N11流入N31的电流为 正。 
参见图2，在时间t3与t5之间的期间T1，第一开关SW1处于接通状态，第四开关SW4处于断开状态。因此，节点N11为直流电源20的电压VE。如图1的电流11所示，从节点N21经由第一开关SW1、节点N11、第二电感器L2向节点N31流入电流11。借助第二电感器L2，电流11慢慢增加。 
在时间t5与t3之间的期间T2，第一开关SW1处于断开状态，第四开关SW4处于接通状态。因此，节点N11为接地电压0。如图1的电流12所示，从节点N32经由第四开关SW4、节点N11、第二电感器L2向节点N31流入电流12。借助第二电感器L2，电流11慢慢减少。节点N31的输出电压Vout基本恒定在小于直流电源20的电压VE的电压V0。 
图3是说明在涉及比较例1的开关电源中的第一开关SW1接通和断开时、在第一开关SW上产生的功耗的图。是相对于时间示出第一开关SW1的电阻(SW1电阻)、流过第一开关SW1的电流(SW1电流)、第一开关SW1两端的电压(SW1电压)、被第一开关SW1消耗的功率(SW1功率)的图。另外，SW1电流以从节点N21流入N11的电流为正。 
在时间t31与t32之间的期间、即接通期间Ton是从期间T2移向期间T1的移行期间，时间t51与t52之间的期间、即断开期间Toff是从期间T1移向期间T2的移行期间。在期间T2，第一开关SW1处于断开状态，SW1电阻高。SW1电流小，SW1电压高。由于SW1电流小，所以SW1功率小。 
在时间t31，第一开关SW1接通。在接通期间Ton，SW1电阻慢慢减少，在时间t32，基本为0。因此，SW1电流从基本为0开始慢慢增加。并且，SW1电压慢慢减少，在时间t32，基本为0。SW1功率在接通期间Ton内具有极大值。若在时间t32，第一开关SW1成为接通状态，则SW1电阻基本为0。SW1电流借助上述的第二电感器L1，在期间T1之间慢慢增加。SW1电压基本为0。即使SW1电压基本为0，但因SW1电流慢慢增加，所以SW1功率慢慢增加。 
在时间t51，第一开关SW1断开。在断开期间Toff，SW1电阻慢慢增加，在时间t52处恒定。SW1电流慢慢减少，在时间t52处基本为0。SW1电压慢慢增加，在时间t52处恒定。SW1功率在接通断开期间Toff内具有极大值。SW1电流在时间t51处达到最大，所以在断开期间Toff的SW1功率的极大值Aoff比在接通期间Ton的SW1功率的极大值Aon大。
像这样，比较例1所示的降压型开关电源，在断开期间Toff，第一开关SW1引起的功耗增大。尤其，像MOSFET这样使用半导体开关的情况下，接通期间Ton和断开期间Toff增长，所以由第一开关SW1引起的功耗导致开关电源发热。此外，在以高频动作的开关电源中，接通和断开的次数增加，所以开关电源进一步发热。 
比较例2(参见非专利文献1674页)是以抑制断开期间Toff的SW1功率为目的的例子，是具有吸收电容器(snubber capacitor)的例子。图4是涉及比较例2的开关电源的电路图。参见图4，与比较例1的图1进行比较，开关电源10b在节点N11与N22之间具有吸收电容器C1。其他结构与比较例1的图1相同，省略说明。 
使用图5，说明涉及比较例2的开关电源的动作。图5是相对于时间示出第一开关SW1的动作、第四开关SW4的动作、L2电流、SW1电流、流过第一电容器C1的电流(C1电流)以及SW4电流的图。另外，C1电流和SW4电流以从节点N22流入N11的电流为正。 
参见图5，第一开关SW1和第四开关SW4的动作与比较例1的图3相同。在接通期间Ton，像图4的电流13那样，流过电流13，以便对电容器C1进行充电。在图5的时间t32至t51的期间T11，与比较例1的期间T1相同，流过电流11(参见图4)。参见图5，在断开期间Toff中，像图4的电流14那样，流过电流14，以便电容器C1进行放电。在图5的时间t52至t31的期间T21，与比较例1的期间T2相同，流过电流12(参见图4)。 
图6是说明涉及比较例2的开关电源的功耗的图，与图3相同。另外，SW1功率的虚线表示比较例1。在接通期间Ton，作为向电容器C1的充电电流，流过SW1电流(参见图6的B1)。因此，与比较例1相比，SW1功率Bon增大。另一方面，在断开期间Toff，由于从电容器C1放 电，导致节点N11的电压下降延迟。因此，SW1电压的上升，经期间T21，变得缓慢(参见图6的B2)。因此，与比较例1相比，SW1功率Boff的上升小。如上所述，在比较例1中，能够抑制断开期间Toff的功率上升，但接通期间Ton的功率还是会上升。 
比较例3(参见非专利文献1676页)是以抑制断开期间Toff的SW1功率为目的的例子，是RCD缓冲电路的例子。图7是涉及比较例3的开关电源的电路图。参见图7，与比较例2的图4进行比较，开关电源10c在节点N11和吸收电容器C1之间并联连接有第2二极管D2和电阻R1。其他结构与比较例2的图4相同，省略说明。 
使用图8，说明涉及比较例3的开关电源的动作。图8是相对于时间示出第一开关SW1的动作、第四开关SW4的动作、L2电流、SW1电流、C1电流、SW4电流以及电阻R1消耗的功率(R1功率)的图。 
参见图8，第一开关SW1和第四开关SW4的动作与比较例2的图5相同。在时间t31，第一开关SW1接通，对电容器C1进行充电的电流13流过电阻R1，所以SW1电流以及C1电流的极大值变小，电流13流过的时间变长(参见图8的C10)。因此，电流11和电流13并行流过。图8中，虚线相当于SW1电流之中的电流11，虚线与实线之间的电流相当于电流13。通过以上所述，接通期间Ton的第一开关SW1功率变小。但是，如图8所示，发生R1功率(参见图8的Con)。并且，若开关周期加速，则电容器C1的充电有可能赶不上。 
比较例4(参见非专利文献1687页)是以抑制由电阻引起的功耗为目的的例子。图9是涉及比较例4的开关电源的电路。与比较例3的图7相比，在开关电源10d上没有设置电阻R1。在节点N11与N22之间还连接有电容器C12和二极管D12。二极管D1与电容器C1之间的节点N15和、电容器C12与二极管D12之间的节点N16之间，连接有电感器L3和二极管D13。第一开关SW1接通时，通过电容器C1、C12以及电感器L3的谐振现象，电流13流过，电容器C1和C12被充电。借助二极管D13，谐振现象在半周期内结束。充电到电容器C1和C12的电荷在第一开关SW1断开时，流过电流14a以及14b，进行放电。在比较例4中， 电流13没有被电阻消耗，所以功耗小。并且，使用谐振现象对电容器C1和C12进行充电，所以能够抑制第一开关SW1电流的极大值。 
但是，对电容器C1和C12进行充电的电流13经由第一开关SW1流过。因此，由于第一开关SW1的接通电阻，发生功率损失。并且，若开关周期加速，则电容器C1和C12的充电有可能赶不上。 
下面，参见附图，对解决比较例1至比较例4的课题的本发明的实施例进行说明。 
实施例1 
图10是涉及实施例1的开关电源的电路图。与比较例2的图4的开关电源10b相比，在电容器C1与节点N11之间设置有第二开关SW2。在第二开关SW2与电容器C1之间的节点N12和节点N21之间设置有第三开关SW3以及电感器L1。在第三开关SW3与电感器L1之间的节点N13和节点N22之间设置有第1二极管D1。还设置有对开关SW1至SW4的开关动作进行控制的控制电路40。其他结构与比较例2的图4相同，省略说明。 
使用图11和图12，说明涉及实施例1的开关电源的动作。图11是示出涉及实施例1的开关电源10中流过的电流的电路图。图12是相对于时间示出第一开关SW1至SW4的动作、电流以及L2电流的图。另外，SW2电流以从节点N12流入N11的电流为正，SW3电流以从N31流入N13的电流为正。其他电流的流向与比较例1至4相同。 
参见图12，在时间t0中，开关SW1至SW4断开，开关SW1至SW4电流以及L2电流为0。在时间t1，第三开关SW3接通。如图11的电流13所示，从节点N21通过第三开关SW3、电感器L1向电容器C1流入电流13，电容器C1被充电。如图12所示，借助电感器L1，SW3电流慢慢增加。在时间t2，第三开关SW3断开。若在时间t3，第一开关SW1接通，则如图11所示，流过电流11。在第一开关SW1处于接通状态的期间T1的任意时间t4，第二开关SW2接通。通过事先对电容器C1进行充电，节点N11以及N12均达到直流电源20的电源电压VE，所以没有SW2电流流过。 
参见图12，若在时间t5，第一开关SW1断开，接通第四开关SW4，则节点N11的电压下降，所以如图11所示，经由第二开关SW2，从电容器C1流入电流14，电容器C1放电。参见图12，电流14在从电容器C1流过放电电流时，借助电感器L2，按照与电流11相同的斜率上升。并且，在电容器C1结束放电的时刻，或之后的时间t6，断开第二开关SW2。如图11所示，流过电流12。在时间t7，断开第四开关SW4。L2电流为SW1电流、SW2电流以及SW4电流之和。 
并且，如图12的虚线所示，若第一开关SW1和第二开关SW2断开，则在第四开关SW4接通时，接通第三开关SW3亦可。通过在第四开关SW4接通的期间T2内，接通第三开关SW3，能够交替设置期间T1和期间T2。即，交替地使第一开关SW1和第四开关SW4进行接通断开。因此，能够缩短开关周期。 
控制电路40是使各开关SW1至SW4以图12所示方式动作的电路，亦可使用可将栅的配置程序化的逻辑IC。为了生成图12所示的时序，可以使用采用了时钟的延迟电路或采用了CR的延迟电路。 
图13是示出断开期间Toff前后的SW1电流、第一开关SW1两端的电压(SW1电压)V1以及第一开关SW1的功耗(SW1功率)的图。第一开关SW1断开之后的SW1电压V1以式1表示。 
[式1] 
V1＝VE(1-ε(-/RC)t) 
在此，VE表示电源E的电压，R表示内部电阻R2和第一开关SW1的接通电阻之和的电阻值，C表示电容器C1的电容值。 
如图13所示，在第一电容器C1的电容值C小时，SW1电压V1的上升快，电容值C大时，SW1电压V1的上升慢。因此，电容值C越大，SW1功率的抑制效果越大。 
图14是对涉及实施例1的开关电源10的功耗与比较例3和4进行比较说明的图。相对于时间示出SW1电阻、SW1电流、SW1电压以及SW1功率。虚线表示比较例3以及4，实线表示实施例1。在比较例3和比较例4中，电容器C1借助经由第一开关SW1的电流被充电。因此， 在Ton期间后的期间T1，作为SW1电流，流过对电容器C1进行充电的电流(参见图14虚线)。由此，SW1功率增大。根据实施例1，电流13不流过第一开关SW1，所以SW1电流与比较例3以及比较例4相比减小。由此，实施例1的SW1功率与比较例3以及比较例4相比，减小图14的P1。 
作为比较例5，考虑对实施例1的图10，不设置电感器L1和第1二极管D1的情况。图15是相对于时间示出比较例5的第三开关SW3的第三开关SW3电流以及功耗的图。若在时间t11，第三开关SW3接通，则电容器C1被快速充电。因此，在时间t11和t12之间，SW3电流快速流过(参见图15的D1)。因此，如图15所示，SW3功率Don增大。在时间t2，第三开关SW3断开时，基本不发生SW3功率Doff。 
图16是相对于时间示出实施例1的SW3电阻、SW3电流、流过第1二极管D1的电流(D1电流)、流过电感器L1的电流(L1电流)、C1电压以及SW3功率的图。另外，D1电流以从节点N22流入N13的电流为正，L1电流以从节点N13流入N12的电流为正。SW3功率的虚线表示没有设置电感器L1和第1二极管D1的图15的比较例5的SW3功率。 
若在时间t11，第三开关SW3接通，则借助电感器L1，L1电流以及SW3电流慢慢增加。由此，与图15的比较例5相比，能够抑制SW3功率Eon。若在时间t21，第三开关SW3断开，则借助蓄积在电感器L1的能量，经由第1二极管D1流过电流，释放电感器L1的能量。由此，流过电感器L1和第1二极管D1的电流慢慢减少。在时间t23，流过电感器L1和第1二极管D1的电流为0，C1电压是断开第三开关SW3时的C1电压的2倍。向电感器L1流入电流的期间是期间T3的2倍，为2·T3。第三开关SW3断开时的SW3电流与比较例5的第三开关SW3接通时的SW3电流相比小。由此，SW3功率Eoff小。并且，第三开关SW3接通时的SW3电流不是图15的D1所示的流向电容器C1的快速充电电流，所以SW3功率Eon也小。因此，与没有第1二极管D1和电感器L1的比较例5相比，还能够减小SW3功率Eon和Eoff的合计。 
说明第三开关SW3为接通状态的适当期间T3(参见图12)。在图 11中，在接通第三开关SW3的状态下，电流13是电感器L1、电容器C1以及直流电源20的串联电路。该情况下的电路方程式为式2。 
[式2] 
L di dt + 1 C ∫ 0 t idt = VE
在此，t表示接通第三开关SW3的时间为0时的时间，L表示电感器L1的电感值，C表示电容器C1的电容值，i表示电流13的电流值，VE表示电源E的电压值。 
对式2进行求解，求出电容器C1两端的电压Vc，得式3。 
[式3] 
Vc＝VE(1-cosω·t) 
若在时间t＝T3，断开第三开关SW3，则电容器C1结束充电的t＝2·T3时的电容器C1电压Vc(2·T3)为式4。 
[式4] 
Vc(2·T3)＝2VE(1-cosω·t) 
由此， 
[式5] 
t = ( LC ) cos - 1 ( 1 - V c ( 2 · T 3 ) 2 VE )
电容器C1电压Vc(2·T3)为直流电源20的电压VE的时间t为式6。 
[式6] 
t = ( LC ) cos - 1 ( 0.5 ) = 0.955 ( LC )
由此，接通第三开关SW3的期间T3为式6。但是，由于实际上会发生由电阻引起的损失，所以接通第三开关SW3的期间为 以上。 
为了抑制第三开关SW3引起的功耗，根据式6，优选增大电感器L1的电感系数L，增长电容器C1的充电时间。在实施例1中，若断开第二开关SW2，则任何时候均可对电容器C1进行充电。由此，能够增大电感系数L，抑制第三开关SW3引起的功耗。 
图17是说明实施例1中的由第三开关SW3引起的功耗的抑制效果的图，示出第一开关SW1的动作、实施例1以及比较例3、4各自的C1电压。在比较例3和4中，仅在第一开关SW1接通的期间T1，能够对电容器C1进行充电。由此，第一开关SW1的duty比小的情况下，快速对电容器C1进行充电。由此，导致第一开关SW1的功耗增加。另一方面，在实施例1中，通过断开上述的第二开关SW2，在断开第一开关SW1的时间t5附近的过渡期间以外，可对电容器C1进行充电。像这样在期间T1和T2的大部分期间，均可对电容器C1进行充电。由此，即使在第一开关SW1的duty比较小的情况下，仍能够长时间对电容器C1进行充电，能够抑制第一开关SW1的功耗。 
根据实施例1，如图10所示，第一开关SW1设置于作为直流电源20的一端的节点N21与作为负载30的一端的节点N31之间。第二开关SW2设置于第一开关SW1的负载30侧的节点N11与作为直流电源20的另一端的节点N22之间。第三开关SW3设置于第一开关SW1的直流电源20侧的节点N21与N12之间。电容器C1设置于第二开关SW2与节点N22之间。电感器L1设置在第三开关SW3和第二开关SW2与电容器C1之间的节点N12之间，以节点N13侧为阴极。 
电容器C1经由电感器L1和第三开关SW3与节点N31连接。由此，如图14所示，能够不经由第一开关SW1，对电容器C1进行充电。由此，能够抑制在电容器C1充电时被第一开关SW1消耗的功率。并且，通过设置电感器L1和第1二极管D1，如图16所示，能够削减第三开关SW3的功耗。此外，通过设置第二开关SW2，如图17所示，能够增长电容器C1的充电时间。由此，即使在第一开关SW1的duty比小的情况下，也能够抑制第一开关SW1的功耗。 
另外，在实施例1中，如图16所示，电感器L1只要是使用于对电容器C1进行充电的C1电流延迟的延迟电路即可。例如，由电阻等构成。但是，在由电阻构成延迟电路的情况下，会发生功率损失。由此，优选 像实施例1那样，延迟电路为电感器。 
此外，如图12所示，控制电路40在使第一开关SW1接通的期间T1，使第二开关SW2接通。由此，在第一开关SW1断开时，能够使充电到电容器C1的电荷放电。并且，控制电路40在使第二开关SW2断开的期间，使第三开关SW3接通断开。由此，在节点N12和N11切断的期间，能够对电容器C1进行充电。 
此外，如图12所示，控制电路40在使第一开关SW1断开的期间T2，使第三开关SW3接通断开。由此，能够不经由第一开关SW1，对电容器C1进行充电。 
此外，如图10所示，第四开关设置在节点N11与N22之间。并且，如图12所示，控制电路40在使第一开关SW1断开的期间，使第四开关SW4接通。由此，能够流过图11的电流12。并且，如图12所示，在使第四开关SW4接通的期间T2，使第二开关SW2断开。由此，在电容器C1结束放电之后，能够将图11的电流12提供给电感器L2。 
此外，如图12所示，控制电路40在使第四开关SW4接通的期间T2，使第三开关SW3接通断开。由此，能够交替地进行第一开关SW1和第四开关SW4的接通断开。 
实施例2 
实施例2是开关SW1至SW4使用MOSFET的例。图18是实施例2的电路图。参见图18，在涉及实施例2的开关电源10e中，作为开关SW1至SW4使用MOSFET。其他结构与实施例1的图10相同，省略说明。实施例2中，节点N21与直流电源20的正侧端子连接，节点N22与直流电源20的负侧端子连接。即，直流电源20的一端为正侧端子。该情况下，第一开关SW1的体二极管BD1以直流电源20侧为阴极；第二开关SW2的体二极管BD2以节点N11侧为阳极；第三开关SW3的体二极管BD3以节点N21侧为阴极；第四开关SW4的体二极管BD4以节点N11侧为阴极。由此，各开关SW1至SW4能够适当切断图11的电流11至14。 
控制电路40和各开关SW1至SW4优选集成化制作。 
在实施例2中，对功耗进行了仿真。仿真器使用SImetrix5.3，开关频率设为1000kHz。并且，在实施例2的仿真中，作为第一开关SW1至SW3，使用IRFU3711Z，作为第四开关SW4，使用IRF9410，作为二极管D1和D2，使用MBR20100。作为电容器C1、C2以及C3的电容值，分别使用50nF、560μF以及560μF，作为电感器L1以及L2的电感，分别使用1μH以及50nH。 
在比较例1的仿真中，作为第一开关SW1以及第四开关SW4，分别使用IRFU3711Z，作为二极管，使用MBR20100，作为电容器C2以及C3的电容值，分别使用560μF，作为电感器L2的电感，使用50nH。 
图19是在比较例1和实施例2中相对于输出电流示出开关SW1至SW4使用的MOSFET的功耗之和的图。黑圈和白圈分别表示比较例1和实施例2的仿真结果，虚线和实线分别表示将比较例1和实施例2的仿真结果连接的直线。参见图19，实施例2相比于比较例1，能够抑制MOSFET的功耗。 
图20是在比较例1和实施例2中相对于输出电流示出开关电源的电路効率的图。黑圈和白圈分别表示比较例1和实施例2的仿真结果，虚线和实线分别表示将比较例1和实施例2的仿真结果连接的直线。参见图20，实施例2与比较例1相比，能够将电路効率改善3％～5％。 
实施例3 
实施例3是对实施例2将直流电源的极性反转的例子。图21是实施例3的电路图。参见图21，在涉及实施例3的开关电源10f中，开关SW1至SW4的体二极管BD1至BD4以及第1二极管D1的方向与实施例2的图18相反。其他结构与实施例1的图10相同，省略说明。实施例3中，节点N21与直流电源20的负侧端子连接，节点N22与直流电源20的正侧端子连接。即，直流电源20的一端为负侧端子。该情况下，第一开关SW1的体二极管BD1以直流电源20侧为阳极；第二开关SW2的体二极管BD2以节点N11侧为阴极；第三开关SW3的体二极管BD3以节点N21侧为阳极；第四开关SW4的体二极管BD4以节点N11侧为阳极。第1二极管D1以节点N13侧为阳极。 
如实施例3所示，将直流电源的极性反转，电流11至14按照与图11的方向相反的方向流过。由此，开关SW1至SW4的体二极管BD1至BD4以及第1二极管D1的方向与实施例2的图18相反。 
实施例4 
实施例4是作为第二开关SW2使用二极管的例子。图22是实施例4的电路图。参见图22，在涉及实施例4的开关电源10g中，与实施例1的图11相比，作为第二开关SW2使用第2二极管D2。节点N11侧为阴极，节点N12侧为阳极。 
由此，第2二极管D2作为第二开关发挥作用，节点N11相对于N12为负电压时，流过电流13，节点N11相对于N12为正电压时，切断电流13。由此，在第一开关SW1接通的期间T1，使第三开关SW3接通，对电容器C1进行充电。若第一开关SW1断开，则经由第2二极管D2，从电容器C1向电感器L2流入电流，电容器C1放电。为了在期间T1对电容器C1进行充电，只要足够长，作为第二开关可以使用第2二极管D2。由此，能够简化控制电路40的结构。 
另外，节点N21与直流电源20的负侧端子连接的情况下，第2二极管D2以节点N11侧为阳极，以节点N12侧为阴极。 
以上，详细说明了本发明的优选实施例，但本发明不限于所涉及的特定实施例，可以在权利要求书记载的本发明的宗旨范围内进行各种变形/变更。 

Claims (11)

1.一种开关电源，其特征在于具备：
第一开关，其设置于直流电源的一端与负载的一端之间；
第二开关，其设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的另一端之间；
电容器，其设置于所述第二开关与所述直流电源的所述另一端之间；
第三开关，其设置于所述第一开关的所述直流电源侧的节点、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间；以及
延迟电路，其设置于所述第三开关、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间，使用于对所述电容器进行充电的电流延迟，
所述第二开关在第一开关接通的期间接通。
2.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于具备控制电路，该控制电路在使所述第一开关接通的期间，使所述第二开关接通，在使所述第二开关断开的期间，使所述第三开关接通断开。
3.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，所述控制电路在使所述第一开关断开的期间，使所述第三开关接通断开。
4.根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，
所述开关电源具备第四开关，该第四开关设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的所述另一端之间，
所述控制电路在使所述第一开关断开的期间，使所述第四开关接通，在使所述第四开关接通的期间，使所述第二开关断开。
5.根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，所述控制电路在使所述第四开关接通的期间，使所述第三开关接通断开。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的开关电源，其特征在于，
所述开关电源具备第1二极管，该第1二极管设置于所述第三开关与所述延迟电路之间的节点、与所述直流电源的所述另一端之间；
关于所述第1二极管，
在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阴极，在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述第三开关与所述延迟电路之间的节点侧为阳极。
7.根据权利要求6所述的开关电源，其特征在于，将电感器的电感值设为L，将所述电容器的电容值设为C时，对所述第三开关进行接通断开的期间为
Figure FPA00001136920500021
以上。
8.根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述第二开关是第2二极管，在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第一开关的所述负载侧的节点侧为阴极，在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述直流电源的所述一端侧为阳极。
9.根据权利要求1至5中的任意一项所述的开关电源，其特征在于，
所述第一开关、所述第二开关以及所述第三开关是MOSFET，
在所述直流电源的所述一端为正侧端子的情况下，所述第一开关的体二极管以所述直流电源侧为阴极，所述第二开关的体二极管以所述第一开关的所述负载侧的节点为阳极，所述第三开关的体二极管以所述直流电源的所述一端侧为阴极，
在所述直流电源的所述一端为负侧端子的情况下，所述第一开关的体二极管以所述直流电源侧为阳极，所述第二开关的体二极管以所述第一开关的所述负载侧的节点为阴极，所述第三开关的体二极管以所述直流电源的所述一端侧为阳极。
10.一种开关电源的控制方法，该开关电源具备：
第一开关，其设置于直流电源的一端与负载的一端之间；
第二开关，其设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的另一端之间；
电容器，其设置于所述第二开关与所述直流电源的所述另一端之间；
第三开关，其设置于所述第一开关的所述直流电源侧的节点、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间；以及
延迟电路，其设置于所述第三开关、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间，使用于对所述电容器进行充电的电流延迟，
所述开关电源的控制方法的特征在于具备：
在使所述第一开关接通的期间，使所述第二开关接通的步骤；以及
在使所述第二开关断开的期间，使所述第三开关接通断开的步骤。
11.一种控制电源开关的控制电路，该电源开关具备：
第一开关，其设置于直流电源的一端与负载的一端之间；
第二开关，其设置于所述第一开关的所述负载侧的节点与所述直流电源的另一端之间；
电容器，其设置于所述第二开关与所述直流电源的所述另一端之间；
第三开关，其设置于所述第一开关的所述直流电源侧的节点、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间；以及
延迟电路，其设置于所述第三开关、与所述第二开关与所述电容器之间的节点之间，使用于对所述电容器进行充电的电流延迟，
所述控制电路的特征在于，
在使所述第一开关接通的期间，使所述第二开关接通，
在使所述第二开关断开的期间，使所述第三开关接通断开。
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112010004301T5 (de) 2009-11-06 2013-01-10 International Truck Intellectual Property Company, Llc Steuersystem für Ausrüstung an einem Fahrzeug mit einem Hybrid-Elektrischen Antriebsstrang
JP5742943B2 (ja) * 2011-08-18 2015-07-01 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃ変換方法、及び情報機器
DE102012204255A1 (de) 2012-03-19 2013-09-19 Siemens Aktiengesellschaft Gleichspannungswandler
US9299394B2 (en) * 2012-10-04 2016-03-29 Broadcom Corporation Method and circuit for reducing current surge
WO2017025443A1 (en) * 2015-08-11 2017-02-16 Koninklijke Philips N.V. Converter circuit for reducing a nominal capacitor voltage
JP6452578B2 (ja) * 2015-09-01 2019-01-16 株式会社豊田中央研究所 電源システム
KR101710911B1 (ko) * 2015-09-04 2017-02-28 경북대학교 산학협력단 비절연형 3-레벨 고승압 부스트 컨버터 및 그 구동방법
US10763662B2 (en) * 2017-10-10 2020-09-01 Littelfuse, Inc. Self-powered electronic fuse
US20220376612A1 (en) * 2019-11-07 2022-11-24 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Snubber circuit

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2163478Y (zh) * 1993-02-19 1994-04-27 陈国呈 电压型脉宽调制变频器

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63124767A (ja) * 1986-11-14 1988-05-28 Hitachi Ltd 絶縁ゲ−ト形電界効果トランジスタを用いた電源装置
JPH0516874Y2 (zh) * 1987-01-30 1993-05-06
US5164656A (en) * 1989-08-14 1992-11-17 Zdzislaw Gulczynski Switching power supply with constant or sinusoidal input current
JPH05260729A (ja) * 1992-03-13 1993-10-08 Shindengen Electric Mfg Co Ltd バック型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路
JPH07123707A (ja) * 1993-10-21 1995-05-12 Sanee Denki Kk 部分共振型定周波ｐｗｍ制御ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP3033085B2 (ja) * 1994-02-25 2000-04-17 サンケン電気株式会社 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US5914587A (en) * 1997-08-05 1999-06-22 Lucent Technologies Inc. Circuit for reducing switching losses of a power converter and method of operation thereof
JP4253809B2 (ja) * 1999-03-04 2009-04-15 大平電子株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6462962B1 (en) * 2000-09-08 2002-10-08 Slobodan Cuk Lossless switching DC-to-DC converter
US6784644B2 (en) * 2001-02-22 2004-08-31 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multiphase clamp coupled-buck converter and magnetic integration
JP3861220B2 (ja) * 2004-06-24 2006-12-20 ミネベア株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2007082332A (ja) * 2005-09-14 2007-03-29 Daikin Ind Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその制御方法
US20080094866A1 (en) * 2006-07-06 2008-04-24 Jennifer Bauman Capacitor-switched lossless snubber
US7579814B2 (en) * 2007-01-12 2009-08-25 Potentia Semiconductor Corporation Power converter with snubber

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN2163478Y (zh) * 1993-02-19 1994-04-27 陈国呈 电压型脉宽调制变频器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2000-262046A 2000.09.22

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Publication number Publication date
US7880450B2 (en) 2011-02-01
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