CN2163478Y

CN2163478Y - 电压型脉宽调制变频器

Info

Publication number: CN2163478Y
Application number: CN 93225184
Authority: CN
Inventors: 陈国呈
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1993-02-19
Filing date: 1993-02-19
Publication date: 1994-04-27
Anticipated expiration: 2003-02-19

Abstract

本实用新型涉及一种电压型脉宽调制(PWM) 变频器，其特点是脉冲生成电路为一个二倍脉冲宽度的信号发生器，它由三个相同的单元组成，每一单元由两个选择器16、17及电阻R₁、R₂、R₃，电容C₁、C₂ 及二极管D₁、D₂、D₃和比较器18连接而成。其优点是CPU对存储器的访问次数减半，从而留出更多时间去完成数据计算和控制信号的处理工作；另外，驱动电路为光电耦合推挽输出，具有过电流保护功能，开关电源能使一旦断电的变频器不致失控。

Description

本实用新型涉及一种电压型脉宽调制（PWM）变频器，它广泛用于金属磨削机床、纺织、印染、造纸、冶金、风机、水泵、压缩机、空调机、搅拌机等需调速的领域。

现有的PWM变频器的系统框图如图5所示，它由交流电源1、三相整流桥2、滤波电容3、逆变桥4、电动机5、速度设定器7、V／f变换器8、CPU9、保护回路10、三相定时器12、脉冲生成电路13、延迟电路14、驱动电路15组成。交流电源1提供的电压经三相整流桥2和滤波电容3后形成平稳直流电压，该直流电压经逆变桥4作变频变换后加到电动机5上，另一方面，为了控制逆变桥4，由速度设定器7提供速度指令电压经V／F变换器8变换为频率指令F后送入CPU9，CPU9根据应该提供给电机5的电压／频率关系计算PWM脉冲电平变化的时刻，向三相定时器12写入定时时间，定时器12利用CPU9提供的CATE（选通）信号自清零并启动定时器12计时，在经过预定的定时时间后输出不同的三相定时信号OUT0、OUT1、OUT2，经脉冲生成电路13即可编程的陈列逻辑单元PAL对这三个信号进行逻辑运算，生成三相PWM脉冲模式，该模式经延迟电路14作导通延迟处理后加到驱动电路15，其输出信号直接驱动逆变桥4上各元件。图6为PAL的详细内部结构，三相定时器12的输出OUT0、OUT1、OUT2经反相器30、31、32反相，另一方面RESET（复位）信号经反相器33反相后加到D触发器36的CLK端，定时信号OUT0经反相器34反相后加到D触发器36的CK端，其输出端Q的信号经反相器35反相，D触发器36的

与其D端相连，与门40、41、42的一个输入端与D触发器的Q端相连，其另一输入端与OUT0、OUT1、OUT2相连，与门43、44、45的输入端与非门35的输出端相连，其另一输入端与非门30、31、32的输出端相连，与门40和43、41和44、42和45的输出分别加到或门50、51、52的输入端。

PAL的动作原理如图7的时序图所示，由于三相脉冲PWM0、PWM1、PWM2相差120°，下面仅就PWM0的生成作一说明。在用CPU计算并确定PWM脉冲宽度时不存在载波的问题，为了便于理解，仍假定载波周期为T，且定义U相的脉冲信号PWM0的宽度为L2＋L3（L2和L3不一定相等），当CPU复位之后，D触发器36输出端Q为低电平L，CATE信号以T／2为周期反复向定时器12提供一个负窄脉冲，此时，OUT0被复位为L，CPU通过数据总线DB向定时器写入t1、t3时间，OUT0在t1、t3期间为L，在t2、t4期间变为高电平H。另外，OUT0经非门34加到D触发器36的CK端，于是其输出端Q形成前T／2期间为H，后T／2期间为L的B信号，上述A、B信号又经过非门30、35反相后，分别加到与门40、43，其输出加到或门50，从而得到PWM0，即PWM0＝A·B＋

，PWM1、PWM2的形成可依次类推。综止所述，为了生成PWM0、PWM1、PWM2则CPU9必须在T时间内向定时器12写两次数（t1、t3），对于三相变频器，为了生成PWM0、PWM1、PWM2，则CPU9必须在一个T时间内向定时器12写6次定时数据，这些数据是存放在EPROM内，为此CPU9必须在载波周期T内6次分别访向存贮器和定时器，经实验结果表明，使用10KHZ晶振的CPU访向三次存贮器和定时器需要46μs（微秒），如果访向6次，则需约92μs，这在载波频率比较低的情况下，还不会出现什么问题，但是近来由于高速半导体开关器件的普及，开发和应用高载波变频器势在必行。如所周知，载波频率越高，载波周期T越短，假定载波频率为10KHZ，则周期T＝100μs，如上所述，在T时间（即100μs）内，CPU9访向6次存贮器和定时器，需要花费约92μs时间，因此剩下只有8μs时间，而对数字式变频器来说，CPU9有着大量数据和控制信号等待处理，CPU在这剩下的8μs时间里几乎做不了任何事情。因而现有变频器硬件结构的缺点是CPU对存储器和定时器访向次数太多，不宜用于高载波变频器。

本实用新型目的是提供一种新型的PWM变频器，使得CPU对存储器和定时器的访向次数减半，从而留出更多时间去完成数据计算和控制信号的处理工作。

本实用新型的技术方案是在现有技术基础上作了很大的改进。它由交流电源、三相整流桥、滤波电容、逆变桥、电动机、开关电源、速度设定器、电压频率变换器、微处理器CPU、保护回路、三相定时器、脉冲生成电路、延迟电路、驱动电路组成，把原有脉冲生成电路、即可编程序陈列逻辑电路（PAL）改为二倍频脉冲宽度信号发生器，它由三个相同的单元组成，每一单元由两个选择器经电阻、电容及二极管和比较器连接而成，定时器的一相定时输出信号分别送入两个选择器，时钟信号及其反相后的信号分别控制两个选择器的选择端，两个选择器经各自的电阻后加到比较器的“＋”、“－”端，比较器的“＋”端经两个二极管后分别与定时器的一相定时输出端及比较器的输出端连接，比较器的电源端与两个选择器的输入端相连接，并经一电阻后与比较器输出端相连，比较器的“＋”、“－”输入端子之间接有两个电容，其中点接地，时钟信号经二极管与比较器的“－”端相连接，通过这样连接而成的脉冲生成电路，就可利用微处理器CPU的周期为T的选通（GATE）信号复位定时器，并启动定时器对时间t′定时，当定时时间到时其输出电平发生变化，以此进一步生成PWM模式，使得开关器件在t′期间关断（或导通），在t″＋t″期间导通（或关断）。这类PWM脉冲生成电路及以此为特征的PWM变频装置，使得CPU对存储器和定时器的访向次数减半，从而留出更多时间去完成数据计算和控制信号的处理工作。

本实用新型的实施例结合附图作详细说明。

图1为本实用新型电路框图；

图2为本实用新型脉冲生成电路原理图；

图3为本实用新型工作原理图；

图4两种变频装置的PWM脉冲波形图；

图5为现有的变频器电路框图；

图6为现有的变频器脉冲生成电路原理图；

图7为现有的变频器脉冲生成原理图；

图8为用光电耦合器耦合的推挽驱动电路；

图9具有封锁能力的光电耦合器耦合的推挽驱动电路；

图10开关电源电路图。

由图1所示，本实用新型电压型脉宽调制变频器由交流电源1、三相整流桥2、滤波电容3、逆变桥4、电动机5、开关电源6、速度设定器7、电压频率变换器8，微处理器CPU9、保护回路10、三相定时器12、脉冲生成电路13、延迟电路14、驱动电路15组成，由图2所示，脉冲生成电路13为一个二倍脉冲宽度的信号发生器，它由三个相同单元组成，现以一个单元举例说明。一个单元由两个选择器16、17经电阻R1、R2、R3，电容C1、C2、及二极管D1、D2、D3和比较器18组成，定时器的一相定时输出信号OUT0分别输入到选择器16、17，时钟信号CLK直接控制选择器17的选择端，CLK信号经反相后控制选择器16的选择端，选择器16的输出经电阻R1后加到比较器18的“＋”端，选择器17的输出经电阻R2后加到比较器18的“－”端，“＋”端经二极管D1和D2分别接OUT0和比较器的输出端PWM0，比较器18的电源与选择器16、17的输入端相连接，并经电阻R3与本身的输出端相连，比较器“＋”、“－”输入端之间接有电容C1、C2，C1、C2的中点接地，时钟信号CLK还经二极管D3与比较器18的“－”端相连。

下面结合U相脉冲信号PWM0的生成说明本实用新型的脉冲生成电路的工作原理（参阅图3）。首先由微处理器CPU9输出周期为T的GATE（选通）信号，启动定时器12，定时器对定时时间t′计时，在t′期间定时器的输出OUT0为低电平（L），经t′时间后，OUT0变为高电平（H），这一信号分别送入选择器16、17，另外，CPU9还输出周期为T的时钟信号CLK，其前T／2期间为低电平（L），后T／2期间为高电平（H），以控制16、17的选择端。因此在前T／2期间选择器16被选通，17被封锁，16的输出端P的电压与定时器输出OUT0相同。电阻R1与电容C1，电阻R2与电容C2分别构成两个积分电路，前者对P点的电压积分，比较器的“＋”端即Q点的电压，在t′期间为低电平L，在t″期间慢慢上升，与此同时，选择器17被CLK封锁，其输出端R处于高阻抗状态，比较器13的反相输入端“－”端，即S点的电压保持低电平L，且在前半周期t′期间，比较器18的输入VQ＞VS，故其输出信号PWM0为高（H）。其次，在周期T的后半T／2期间，CLK信号变为高电平，选择器16封锁，选择器17选通，此时，P点为高输出阻抗状态，故比较器18的输入端Q点的电平保持在进入后半周期之前的电平。此时选择器17的输出端R的电平与定时器输出OUT0同为高电平（H），在方波信号CLK上升沿之后，R点电压VR经电阻R2、电容C2积分，电压Vs追赶VQ而上升，当Vs＞VQ时，比较器18输出的脉冲信号PWM0翻转为低电平（L），并保持到下一个GATE信号再来时为止。当下一次GATE信号再来时，定时器输出OUT0返回低电平（L），此时，随着CLK信号变为低电平（L），选择器16又被选通，此间电容C1、C2上充电的电荷经二极管D1和D3放电，比较器输入端Q点和S点的电位迅速变为L。接下去如同上述一样重复进行，只是随着t′数据的不同，比较器输出的脉冲信号PWM0宽度变化而已。为此可以得到U相的一连串PWM0信号，如把如图2所示相同的另二个单元分别接到定时器的OUT1、OUT2，便可得到V相和W相的脉冲信号PWM1、PWM2，这样的二倍频脉冲宽度发生器，当周期为T的GATE信号对定时器复位启动后，定时器对t′开始计时，利用其输出电平变化生成PWM脉冲。上述例子中，对应于开关器件导通状态，PWM脉冲为高电平（H）。如果必要，对应于开关元件关断状态，也同样可以生成PWM脉冲为高电平（H）。

由图4（a）所示，现有的变频器其宽度为t2＋t3的脉冲不是位于载波周期T的中心，要生成该脉冲必须分别设置t1和t3。本实用新型所示宽度为t2＋t3的脉冲位于载波周期T的中心，理论上同样可以实现PWM控制，比如令t2＋t3＝2t″，则该脉冲相对于载波周期T的中心，左右各占t″的宽度，这样把定时时间设为t′＝（t1＋t4）／2，在前T／2的t′期间，PWM0为低电平（L），而在t″期间为高电平（H）；在后T／2的t″期间，PWM0为高电平（H），而在t′期间为低电平（L）。这后T／2内的PWM0脉冲是利用本实用新型脉冲生成电路形成的，它没有受到CPU的控制，也就是说没有占用CPU的时间。因此综上述所述，由于用了改进的脉冲生成电路，以定时器的输出，生成PWM脉冲，在每个载波周期T内，CPU对每相只要设定一次定时时间，因此CPU的访向次数减少了一半，这样CPU除了生成PWM脉冲外，还能完成大量其他的数据计算及控制信号的处理工作。

本实用新型除了脉冲生成电路改进外，对开关电源及驱动电路亦作了改进。开关电源其变压器的初级置有两线圈L1与L2，L1与稳压二极管DZ8、DZ9及二极管D8串联回路、电阻R22与电容C6串联回路并联后再与Vcd及三极管T9之集电极连接，Vcd经R23、R24加到T9之基极b，线圈L2与二极管D9及电容C7串联回路并联后一端经电阻R25、电容C8和T9之基极b连接，另一端和T9之e极连接，基极b端还接稳压二极管DZ10、DZ10的阳极分别与二极管D9及电容C7之公共点连接，并通过R26与T9之e极连接，变压器付边线圈L3、L4、L5……经各自二极管D10、D11、D12……后向电容充电供变频器各控制线路用电。开关电源的工作原理是：当接通电源时，Vcd上产生直流高压经R23、R24串联电路，对功率晶体管T9的b极产生一个激励电压，晶体管T9由截止趋于工作，产生ic电流，由于变压器Tr的初线圈L1限流作用，ic不能瞬时变得很大，同时在副绕组L2上也形成一个上正、下负的电压，其大小与L1、L2的比值有关，该电压经R25、C8引至T9的b极，使T9完全开通，ic进一步增大。随着时间的增长，ic将变得越来越大，直至T饱和为止，此时ic达最大值，至此由Vcd提供的直流电能通过L1贮存在变压器Tr之中，且C8上充有一定电荷。当ic达到最大值时，ic已不能再增大，所以dic／dt＝0，故L1dic／dt＝0，L2上感应的电压也为零。由于R25、C8的耦合作用，晶体管T9的基极为负偏压控制，使T9从导通很快变为截止，但电感中电流不能突变，L1中的电势发生了方向变化，从而使L2、L3、L4、L5的感应电势也发生了方向变化，L2中感应电势的变化使其上端为负下端为正，L3、L4、L5上电势的变化使D10、D11、D12等整流管导通，从而把变压器Tr中以磁场形式预存的电能重新变为直流电能输送到变压器次级的各组电容上供使用，图中DZ8、DZ9用于限制L1两端的反电势，以防止T9过压击穿，D8用于阻止T9导通时，DZ8、DZ9正向直通，R22、C6用于吸收L1两端产生的电压毛刺，R25、C8能加速T9的动态过程，DZ10保护T9的be结，D9为C7提供一个上负下正的偏压，通过R26保证T9可靠工作。本开关电源具有波纹因素小，抗干扰性能强，结构简单使用轻便等优点，如图1所示，由于开关电源6是引自主回路滤波电容C3上的电压，因此，一旦变频器发生断电故障，本开关电源仍能维持工作一段时间，从而保证在主回路上电容C3电荷还没有充分释放之前，微处理CPU继续控制整个变频系统。

本实用新型的驱动电路15为一光电耦合的推挽驱动电路，由图8所示它由光耦管、反相器及互补推挽驱动级组成。光耦管的输出经晶体三极管T1反相后和由晶体管T2、T3组成的推挽放大器相连接，推挽输出经限流电阻R8耦合到逆变桥4的控制端G，在GE之间接有二极管D4，稳压二极管DZ3，以防止逆变桥4的GE间击穿。驱动电路工作原理是：当充耦管的输入端1N2输入一个负脉冲时，其输出端OUT输出为负脉冲，经T1倒相后变为正脉冲，使互补推挽输出晶体管T2导通，T3截止，从而在B点得到一个正脉冲，经R8限流后，送到图1所示的逆变桥4的G极。当输入1N2为正脉冲时，推挽输出端B为负脉冲，图4Vc是开关电源提供给T1、T2、T3的工作电压，Vc经电阻R4、稳压管DZ1为光耦管提供工作电压Vcc，R5为负载电阻，R6为限流电阻，R7为负载电阻，R9、DZ2为BE间提供负偏压，推挽输出经R8耦合到逆变桥4的G极，确保逆变桥可靠关断，D4、DZ3接在GE之间，防止逆变桥GE间击穿。

驱动电路15在上述的基础上又增加电流保护电路，如图9所示，它亦由光耦管的OUT端经三极管T4反相后和T7、T8组成的推挽放大器相连接，推挽输出经限流电阻21接逆变桥4的控制极G，设置的过电流保护电路为：T5经R18、稳压二极管DZ5和晶体管T6的基极连接，R18还经电阻R14、二极管D5与逆变桥4的C极相连接，接有电阻R15的T6集电极输出经R19、二极管D6与T7、T8的基极连接，R19与D6之公共接点接有电容C5。其原理描述如下：光耦管输入1N2输入负脉冲，则其输出OUT为低电平，晶体管T4截止，使T7导通，G端得到高电平，逆变桥4正常工作，逆变桥的CE极间饱和压降较低，二极管D5正向导通，A点被钳制在较低电平上，稳压管DZ5未击穿。另一方面，晶体管T5也截止，但由于DZ5未击穿，故T6也截止，C5充电到电源电压Vc，D6及T8都截止。当变频器由于某种原因发生过流时，CE极间饱和电压降骤增，迫使二极管D5截止，A点电平升高，稳压管DZ5击穿，T6导通，集极C点为低电平，C5上的电荷经R19、T6释放，C点电平逐步下降，当C点电平低于B点时，D6导通，B点的电平被钳制在C点上，（假定D6的正向压降为零）；由于T7仍在导通，如果忽略T7的be间压降，则G点电平与C点基本同，其高低由R19及R12的分压决定，当G点的输出电平降低时，根据逆变桥IGBT功率模块的输出特性知道，其导通电流也在减小，从而防止过流现象继续存在。另外，根据上述分析知道，此时T6导通，T6的集电极输出一个低电平，该电平经过强弱电隔离后，可以用于封锁变频器的所有触发信号，从而避免了由于过流引起变频器的损坏。

本实用新型与现有技术相比具有明显优点，使得CPU对存储器的方向次数减半，从而留出更多时间去完成数据计算和控制信号的处理工作，另外驱动电路为光电耦合互补推挽输出，并具有过流保护功能，开关电源具有简单，实用、小型、轻便的特点，能使一旦断电的变频器不致失控。

Claims

1、一种电压型脉宽调制变频器，它由交流电源(1)、三相整流桥(2)、滤波电容(3)、逆变桥(4)、电动机(5)、开关电源(6)、速度设定器(7)、电压频率变换器(8)、微处理器CPU(9)、保护回路(10)、三相定时器(12)、脉冲生成电路(13)、延迟电路(14)、驱动电路(15)组成，其特征在于，脉冲生成电路为一个二倍脉冲宽度的信号发生器，它由三个相同的单元组成，每单元由两个选择器(16)、(17)经电阻R1、R2、R3，电容C1、C2及二极管D1、D2、D3和比较器(18)连接而成，定时器(12)的一相定时输出信号分别输入到选择器(16)、(17)的输入端，时钟信号CLK直接控制选择器(17)的选择端，CLK经反相后的信号控制选择器(16)的选择端，选择器(16)的输出端经电阻R1后加到比较器18的“+”端，选择器(17)的输出端经电阻R2后加到比较器(18)的“-”端，“+”端经二极管D1和D2分别接三相定时器的其中一相定时输出端和比较器(18)的输出端，比较器(18)的电源端Vc与选择器16、17的输入端相连接，并经电阻R3与本身的输出端相连，比较器的“+”、“-”输入端子之间接有电容C1、C2，C1、C2的中点接地，CLK还经二极管D3与比较器(18)的“-”端相连。

2、根据权利要求1所述的电压型脉宽调制变频器，其特征在于，所述的开关电源其变压器Tr的初级置有两线圈L1与L2，L1与稳压二极管DZ8、DZ9及二极管D8的串联回路、电阻R22与电容C6的串联回路并联后与Vcd及三极管T9之集电极连接，Vcd经R23、R24加到T9之基极b，线圈L2与二极管D9及电容C7的串联回路并联后，一端经电阻R25，电容C8和T9之基极连接，另一端和T9之c极连接基极b端还接有稳压二极管DZ10，DZ10的阳极与二极管D9及电容C7之公共点通过电阻R26与T9之e极连接，变压器付边接有负载线圈L3、L4、L5这些线圈经各自二极管D10、D11、D12及相应滤波电容后供变频器各控制线路用电。

3、根据权利要求1所述的电压型脉宽调制变频器，其特征在于，驱动电路（15）为一光电耦合的推挽驱动电路，它由光耦管、反相器及互补推挽驱动级组成，光耦管的输出经晶体三极管T1反相后和由T2、T3组成的推挽放大器放大器相连接，推挽输出经限流电阻R8耦合到逆变桥4的控制极G，在GE之间接有二极管D4，稳压二极管DZ3以防止逆变桥4的GE间击穿。

4、根据权利要求1、3所述的电压型脉宽调制变频器，其特征在于，驱动电路（15）设置有过电流保护电路，其驱动部分仍由光耦管的输出经晶体三极管T4反相后和T7、T8组成的推挽放大器相连接，推挽输出经限流电阻R21接逆变桥（4）的控制极G，设置的过电流保护电路为T5经R18、稳压二极管D25和晶体管T6的基极连接，R18还经电阻R14、二极管D5与逆变桥（4）的C极相连接，接有电阻R15的T6集电极输出经R19、二极管D6与T7、T8的基极连接，R19与D2公共接点接有电容C5。