CN211296591U - 一种用于储能系统的双向串联谐振dc/ac变换器 - Google Patents

Abstract

一种用于储能系统的双向串联谐振DC/AC变换器，包括作为输入桥的第一全桥和作为输出桥的第二全桥；第一全桥的两条桥臂间跨接变压器的一端；第一全桥的DC端口1用于作为所述DC/AC变换器的DC端口；第二全桥的两条桥臂间跨接所述变压器的另外一端，并并联所述DC/AC变换器的AC端口的两端；第二全桥的DC端口2与电容C₀相连接；第二全桥与所述变压器间串联L_r‑C_r谐振支路。该电路能够产生稳定且恒定的DC链路，并产生交流电源信号，即执行两种功率流向上的隔离以及DC/DC和DC/AC的转换；可将功率从可变直流电源（存储设备）传输到千瓦范围内的单相400V交流电网，还可扩展到三相交流电网及更高的功率传输。

Description

一种用于储能系统的双向串联谐振DC/AC变换器

技术领域

本实用新型属于微电网技术领域，涉及一种用于储能系统的双向串联谐振DC /AC变换器。

背景技术

可再生能源发电装置和储能系统在微电网中发挥着重要作用，而DC/AC变换器是连接发电机和储能系统之间的关键部件，因此改善DC/AC变换器的性能并提高其转换效率有着重要意义。

在光伏应用中，将升压转换器和全桥逆变器相结合，虽然其拓扑结构简单，但不能在双向电能流动（由直流到交流、由交流到直流）中起作用。此外，有学者提出采用多级技术的高压高频隔离型双向AC/DC变换器，其电路结构复杂，无法在低压应用（400V AC）中使用。

发明内容

本实用新型的目的在于改进上述现有技术的缺陷，提出一种用于储能系统的双向串联谐振DC / AC变换器。

本实用新型通过以下技术方法来实现上述目的：

所提出的双向串联谐振DC/AC变换器包括三个部分：第一全桥、第二全桥和谐振电路，两个全桥与串联谐振支路L_r-C_r互连构成该变换器。

第一桥作为输入桥，包括一个高频隔离型变压器和四个MOSFET管M1、M2、M3、M4。变压器安装在四个MOSFET管所构成桥臂的一侧。

第二桥作为输出桥，仅包括四个MOSFET管M5、M6、M7、M8。

直流电源与第一桥并联构成直流端口1，电容C₀与第二桥并联构成直流端口2。

谐振电路安装在两个全桥之间，由谐振电感L_r和电容C_r组成，变压器的寄生电感包含在谐振电感L_r中。

采用上述技术方案带来的有益效果：

本实用新型公开了一种具有隔离功能的串联谐振DC/AC变换器，该变换器基于改进的DC/DC拓扑结构，可以将能量从存储设备（DC）传递至电网（AC）中。

该电路能够产生一个稳定且恒定的DC链路，并在此基础上产生交流电源信号，即在一个电路中执行两种功率流向上的隔离以及DC/DC和DC/AC的转换；可将功率从可变直流电源（存储设备）传输到千瓦范围内的单相400V交流电网，还可扩展到三相交流电网及更高的功率传输。此外，本实用新型还在充电和放电两种模式下对该变换器做出了时域分析，并公开了该变换器的工作原理。

附图说明

图1为本实用新型所提出的双向DC/AC变换器原理电路图；

图2为本实用新型在放电模式时域分析下的简化电路图：（a）

（或A+）时间间隔（b）

（或T-）时间间隔（c）

（或T+）时间间隔（d）

（或T_W）时间间隔（e）用于C₀放电时C_r放电的

（f）仅C₀放电；

图3为本实用新型在充电模式时域分析下的简化电路图：（a）

（或A+）时间间隔（b）

和

（或T-）时间间隔（c）

（或T+）时间间隔（d）

（或T_W）等待时间间隔（e）

用于C₀充电时C_r放电时间间隔（f）仅C₀充电；

图4为本实用新型所提出的双向DC/AC变换器的控制图。

具体实施方式

以下结合附图，对本实用新型的技术方案进行详细说明。

如图1所示为本实用新型所提出的双向串联谐振DC/AC变换器原理电路，该变换器由两个与串联谐振支路（L_r-C_r）互连的全桥组成。

开关M1-M4和高频变压器T1构成第一桥。其中，DC端口（DC端口1）与能量存储装置（超级电容或电池）相连；AC端口（AC端口1）与谐振支路相连。变压器可起到隔离作用，并可改变交流端口1（v₁）的电压，其变比记为n_T，为简化分析，考虑n_T=1。DC和AC端口的电压分别记作V_in和v₁。第一桥可以作为有源桥（提供能量），或作为整流器（吸收能量），交流端口电压v₁可以采用+V_in，-V_in和0来表示。

由开关M5-M8形成的第二桥在其DC端口（DC端口2）处与电容C₀相连接，C₀具有恒压并向负载供能。DC端口2和AC端口2处的电压分别为V_C0和v₂。在传统的DC/DC串联谐振变换器中，电压转换率始终小于或等于1，并且v₂只能采用+V_C0和-V_C0。然而，通过创建v₂为0这一新状态，可使谐振支路短路并在其电抗元件中存储能量。因此，电压转换率可达到大于1的值，这一机制对双向变换器十分有用。

第三部分为谐振电路，由谐振电感L_r和电容C_r组成，变压器的寄生电感包含在谐振电感L_r中。该谐振电路可在谐振频率附近进行能量传递，谐振频率为

，并阻断了低频（LF）信号，例如交流电网信号（~50Hz）。此外，串联谐振支路允许开关M1-M4通过软开关操作进行打开和关断，这样变换器可以减少开关上的工作损失。

以下分别在放电和充电两种模式下做时域分析，对本实用新型的工作原理进行进一步的说明：

1.放电模式下的时域分析

处于放电模式时，V_in的能量被转移到v₀中，由于电路完全对称，充电模式与其相同。该分析认为V_C0＞V_in，且在该模式下的电压转换比定义为M_D=V_C0/V_in大于1（考虑变压器匝数比等于1）。

该电路在三种不同的时间段下工作：C₀充电时间间隔（

）；C₀放电时间间隔（

）；等待时间（T_W）；如图2所示，显示了每个时间间隔下的简化电路。对不同时间间隔下的电路做以分析：

（1）第一时间间隔

如图2（a）所示简化电路，第1桥设置v₁=+V_in，第2桥设置v₂=0。由于能量累积在谐振分支中而不会转移到C₀，该时间间隔也被成为累积时间间隔（A+）。M1和M4导通（V_gs1=V_gs4=15V）并流过电流i₁。

（2）第二时间间隔

如图2（b）所示简化电路，第1桥设置v₁=-V_in，第2桥设置v₂=-V_C0，且存储在前一个间隔中的能量转移至第2桥并向C₀充电。由于v₁和v₂中的电压是负值，该时间间隔也被称为负转移时间间隔（T-），持续T_r/2后，v₁=+V_in。

（3）第三时间间隔

如图2（c）所示简化电路，第1桥设置v₁=V_in，第2桥设置v₂=V_C0，该时间间隔也称正传输时间间隔（T+），是充电组中的最后一个时间间隔。

（4）第四时间间隔

如图2（d）所示简化电路是等待时间（T_W），可以从0持续到T_r/2，T_W可变，取决于PWM信号的占空比。在T_W期间，第1桥关断，v₂=0，i₁将电荷输送到C₀或V_in。出于设计目的，本实用新型只考虑两种情况：T_W=0和T_W=T_r/2。若T_W=0，则C₀立刻开始放电，否则，若T_W=T_r/2，i₁为负值并流过第1桥的二极管，则v₁=V_in。V₂=0。

（5）C₀放电时间间隔

如图2（e）、图2（f）为C₀放电时间间隔下（

）的简化电路，在此期间，第1桥断开，第2桥用被修改的PWM信号调制，PWM信号被修改是由于HF脉冲被添加到原始单相PWM信号上。当高频HF脉冲不存在时，在PWM信号导通期间，能量向负载传递。

在此时间间隔内，门极信号（V_gs1-8）固定，PWM信号打开M5和M8，强制将v₂为V_C0，由于在此分析中认为变换器传递+v₀，因此其他开关关闭。在C₀放电时间间隔下，C_r也在放电且i₁应等于0。因此，该间隔包含两个电路，一个是在

期间（PWM信号的导通时间）向负载传递能量（图2(f)），另一个是C_r放电（图2(e)）。

当该转换器作为一种传统单相逆变器工作时，在PWM信号关断期间，注入高频HF脉冲信号，将C₀电压维持在恒定值。高频脉冲数量取决于关断时间（

），也是C₀可用于充电的时间：

式1

其中，T_S是一个开关周期，D是PWM信号控制第2桥和v₀的占空比。随着

增加（或占空比D减小），更多的脉冲会被注入。这意味着对于高输出电压（D接近于1），会存在一段很长的时间间隔，使电路向负载供能且几乎没有脉冲为C₀充电。相反，对于低输出电压，存在许多为C₀充电的脉冲和使其放电的短时间间隔。高频HF脉冲的持续时间被固定为谐振周期的一半（

），由于

不是

的倍数，当没有足够的时间注入完整脉冲时，会出现等待时间间隔（T_W）。

在第1桥中，M1和M2的门极信号等于M4和M3。在第2桥中，M5和M8的栅极信号（当PWM信号接通，

）在输出交流AC信号的正半周期内有效（M6和M7在负半周期内有效）。此外，在

内，会注入叠加的HF信号，这意味着M5-M8会被HF和PWM信号触发。在此分析中，在这个特定的分析中，为了分析电路的静态行为，输出电压（v₀）和电流（i₀）被认为是正且恒定的。

2.充电模式下的时域分析

充电模式下电路的工作方式与放电模式类似，但在该模式下，第2桥传递高频HF脉冲，第1桥将其接收，且能量从C₀向V_in传递。同样会出现相同的三组间隔：C₀放电时间间隔、C₀充电时间间隔（从交流支路接收能量）和等待时间间隔。在PWM关断期间保持v₂的平均值等于0十分必要，以避免干扰输出LF电压波形。

该电路在充电模式下三组时间间隔中的简化电路如图3所示：

该组简化电路与图2几乎相同，但i₀是负值。如图3（a）所示，在

内，第1桥设置v₁=0，第2桥设置v₂=V_C0；此后（图3(b)），由于V_gs2和V_gs3打开，v₁ = -V_in，因此

和

属于负传输时间间隔（T-）；

为正传输时间间隔（T+），V_gs1和V_gs4处于开通状态（图3(c)），且有一个短暂的等待时间T_W（图3(d)）；C₀充电时间间隔组（

）如图3（f）所示，与

，

，

（图3(e)）C_r放电有重叠。注意，i₀＜0且在图3中真实的电流流向与箭头方向相反。

与放电模式一样，在

切换过程中，i₁（以及M1-M4的电流）为零，这表示零电流开关（ZCS）。在T_W结束时的切换不是软切换，因为i₁不为零。此外，因为i₂=i₀-i₁，i₁=0但i₀不等于零，因此M5-M8的切换过程没有零电流，切换过程的损耗是可以被预期的。对于具有负输出电压的充电模式而言，M5和M8的栅极信号被M7和M6的栅极信号替换。

本实用新型所提出的变换器控制图如图4所示：

DC/AC变换器由正弦参考信号

控制，其中m_A是调制指数。该信号先通过数字PLL电路与电网同步，之后，将m(t)乘以恒值V_C0（稳态下C₀的电压），并除以测量的

。此外，v_C0首先通过限幅器和低通滤波器来降低信号中的噪声，然后参考信号乘以0.7，最终调制指数定义为：

，这是脉冲发生器，为第2桥（M5-M8）产生的PWM信号。占空比的最大值为0.7，转换器在每个T_S中至少具有3个HF脉冲。

v_C0(t)还通过模式选择器模块指示操作模式。如果v_C0高于给定限制，则选择充电模式，反之则选择放电模式。在充电模式中，存储设备通过C₀的额外电荷充电，在放电模式中，将从存储设备提取能量以维持C₀在正常水平。

HF脉冲发生器通过使用 HF 振荡器（160 kHz）产生6.25us的HF脉冲，模式选择器输出信号作参考，以便知道在当前 T_S内注入多少脉冲。最后，添加用于M5-M8的HF脉冲和PWM信号，并将结果注入到M5-M8中。另一个HF脉冲发生器直接为M1和M4创建信号。

该转换器主要元件及其参数：

谐振电感（L_r）为26uH；谐振电容（C_r）为150nF；变压器变比（n_T）为（1:2）；变压器励磁电感（L_m）为3mH；直流回路电容（C₀）为400uF；输出电感（L₀）为3mH；主开关频率（f_S）为16kHZ；高谐振频率（f_HF）为80kHZ；氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）为IXFN80N50（M1-M4）、IXFN60N80P（M5-M8）。

总结：

本实用新型提出了一种适用于储能应用的新型双向串联谐振DC/AC变换器，该变换器由两个与串联谐振支路互连的全桥构成。其中，第一桥作为输入桥，包括高频隔离型变压器和四个MOSFET管。变压器安装在该四个MOSFET管所构成桥臂的一侧；第二桥作为输出桥，仅包括四个MOSFET管；谐振电路安装在两个全桥之间，由谐振电感L_r和电容C_r组成。该变换器的输出桥通过谐振支路和高频变压器连接到输入桥，并通过输出滤波器连接到AC链路。

该电路能够产生一个稳定且恒定的DC链路，并在此基础上产生交流电源信号，即在一个电路中执行两种功率流向上的隔离以及 DC/DC和DC/AC的转换；可将功率从可变直流电源（存储设备）传输到千瓦范围内的单相400V交流电网，还可扩展到三相交流电网及更高的功率传输；可代替传统ESS的三个电源级、两个变流器和隔离变压器，所提出的技术降低了系统中的元件数，尤其是它避免了对低频输出变压器的需要。此外，本实用新型还在充电和放电两种模式下对该变换器做出了时域分析，并公开了该变换器的工作原理。

Claims (2)

1.一种用于储能系统的双向串联谐振DC / AC变换器，其特征在于，包括：

作为输入桥的第一全桥；该第一全桥的两条桥臂间跨接变压器的一端；第一全桥的DC端口1用于作为所述DC / AC变换器的DC端口；

作为输出桥的第二全桥；该第二全桥的两条桥臂间跨接所述变压器的另外一端，并并联所述DC / AC变换器的AC端口的两端；第二全桥的DC端口2与电容C₀相连接；所述第二全桥与所述变压器间串联L_r-C_r谐振支路。

2.如权利要求1所述的DC / AC变换器，其特征在于，所述第二全桥的两条桥臂与所述DC / AC变换器的AC端口间串联输出电感L₀。

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