CN110034685A - 基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串联谐振型双有源桥变换器 - Google Patents

基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串联谐振型双有源桥变换器 Download PDF

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Abstract

一种基于Si‑IGBT和SiC‑MOSFET混合开关的串联谐振型双有源桥变换器，由两个H桥、谐振电感、谐振电及变压器组成，两个H桥的开关器件为Si‑IGBT和SiC‑MOSFET并联组成的混合开关模块。通过对混合开关中Si‑IGBT和SiC‑MOSFET的开关时序进行优化，正常导通时Si‑IGBT流通大电流而SiC‑MOSFET通小电流，本发明的控制方法可提高变换器的效率、可靠性和灵活性。

Description

基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串联谐振型双有源桥 变换器
技术领域
本发明涉及一种混合开关串联谐振型双有源桥变换器。
背景技术
近年来，太阳能、风能为代表的可再生能源得到了广泛的关注和快速发展， 串联谐振型双有源桥变换器具有实现不同电气节点之间能量的双向流动、简单 高效、功率密度高的特点，且电路工作电流近似为正弦电流，器件开关瞬间电 流近似为零，装置的效率较高，是能量路由器的关键装置，也因此成为了研究 焦点，但是传统的基于Si-IGBT的谐振型双有源桥变换器的效率和可靠性还有 提升空间。
碳化硅器件以其开关频率高：比同规格的Si-IGBT快一个数量级、开关损 耗低：比同规格Si-IGBT小一个数量级等优异特性吸引了众多研究者的目光， 具有广阔的发展前景。但是，目前SiC-MOSFET依然存在以下两个问题：载流 能力低，受限于工艺水平，SiC-MOSFET的单芯片载流能力远不如Si-IGBT； 成本高，据文献SiC-MOSFET是同规格Si-IGBT价格的5-10倍。为了提升变 换器的效率，有专家和学者提出了混合开关，即将SiC-MOSFET和Si-IGBT并 联混合使用。
由于混合开关模块的两只开关管是并联的，Si-IGBT的集射极之间电压Uce 和SiC-MOSFET的漏源极之间电压Uds相等，Si-IGBT随着Uce的增大，集电 极电流Ice增大速度越来越快，而SiC-MOSFET的漏源极电流Ids随着Uds的 增大而平缓上升。电流较小时，主要从SiC-MOSFET流过，电流较大时，主要 从Si-IGBT的流过。引入混合开关模块，装置的开关损耗将主要集中在SiC- MOSFET上，同时系统的控制方式更加灵活，可靠性进一步增强。
SiC-MOSFET存在的问题是通流能力弱，造价高。使用混合开关器件，在 相同容量下会导致装置成本的上升，这是由于提高装置效率和可靠性而产生的。 专利CN201711442097.1和CN201711475192.1等没有解决SiC-MOSFET的过 流问题，从而导致其容易损坏，或者说是装置无法运行在大容量下。而在低容 量小电流下，现有的SiC-MOSFET基本能够满足需求，没有使用混合开关的必 要。
发明内容
本发明的目的克服现有技术的缺点，提高基于Si-IGBT串联谐振型双有源 桥变换器效率和可靠性，提出一种基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串 联谐振型双有源桥变换器。本发明并联使用Si-IGBT和SiC-MOSFET，利用宽 禁带半导体SiC-MOSFET的高开关速度和低开关损耗的特点，提升双有源桥变 换器的效率，同时使双有源桥变换器的控制方式更加灵活，可靠性提高。
本发明的混合开关串联谐振型双有源桥变换器由第一H桥、第二H桥、高 频隔离变压器T、谐振电感Lr、谐振电容Cr及直流稳压电容C1、C2组成。在 现有的串联谐振型双有源桥变换器拓扑基础上，采用Si-IGBT和SiC-MOSFET 的混合开关模块作为H桥的开关器件，其中Si-IGBT和SiC-MOSFET均自带反 并联二极管；第一H桥的直流端DC1、第二H桥的直流端DC2是本发明变换 器与外部电路连接的接口，第一H桥的直流端DC1和第二H桥直流端DC2分别与直流稳压电容C1和C2并联。电容C1、C2的作用是稳定DC1、DC2两端 的电压。
本发明双有源桥变换器中，第一H桥由第一Si-IGBT、第二Si-IGBT、第 三Si-IGBT、第四Si-IGBT和第一SiC-MOSFET、第二SiC-MOSFET、第三SiC- MOSFET、第四SiC-MOSFET构成，第二H桥由第五Si-IGBT、第六S i-IGBT、 Si-IGBT7、第八Si-IGBT和第五SiC-MOSFET、第六SiC-MOSFET、第七SiC- MOSFET、第八SiC-MOSFET构成。相同序号的一个Si-IGBT和一个SiC- MOSFET并联组成一个混合开关，两者均自带反并联二极管。每个H桥由两个 半桥构成，每个半桥由上管和下管构成。其中，第一Si-IGBT和第一SiC- MOSFET并联组成第一H桥一个混合开关的上管，第三Si-IGBT和第三SiC- MOSFET并联组成第一H桥一个混合开关的上管，第二Si-IGBT和第二SiC- MOSFET并联组成第一H桥一个混合开关的下管，第四Si-IGBT和第四SiC- MOSFET组成第一H桥一个混合开关的下管。第五Si-IGBT和第五SiC-MOSFET并联组成第二H桥一个混合开关的上管，第七Si-IGBT和第七SiC- MOSFET并联组成第二H桥一个混合开关的上管，第六Si-IGBT和第六SiC- MOSFET并联组成第二H桥一个混合开关的下管，第八Si-IGBT和第八SiC- MOSFET并联组成第二H桥一个混合开关的下管。第一H桥的直流端DC1和 第二H桥的直流端DC2分别并联电容C1和C2来稳压。第一H桥的直流端DC1和第二H桥的交流端通过串联的谐振电感Lr和谐振电容Cr和高频变压器 T连接，高频变压器器T起电气隔离、改变电压比以及提高装置功率密度的作 用，串联的谐振电容Cr和谐振电感Lr使本发明变流器的电路工作在谐振状态 下。
本发明串联谐振型双有源桥的控制方法如下：
开关器件Si-IGBT的驱动信号由外接的Si-IGBT驱动模块给定，SiC- MOSFET的驱动信号由外接的SiC-MOSFET驱动模块给定。驱动模块的驱动功 率需要满足：
P>Qg*ΔUg*fs (1)
其中，P为驱动模块的驱动功率，Qg为门极充电总电荷，ΔUg为SiC- MOSFET或Si-IGBT开通、关断时的门极电压差，fs为器件的工作频率。门极 充电总电荷Qg和SiC-MOSFET或Si-IGBT开通、关断时的门极电压差 ΔUg可以从器件手册查到。
通过公式(1)分别计算出SiC-MOSFET和Si-IGBT所需的驱动功率，选 择能够正常驱动SiC-MOSFET的驱动模块和Si-IGBT的驱动模块。
本发明混合开关串联谐振型双有源桥变换器采用开环控制，通过不同的控 制方式，提高系统的效率、可靠性、灵活性。驱动信号由外接的驱动模块发出， SiC-MOSFET驱动模块发出的驱动信号M1～M8分别驱动第一SiC-MOSFET～ 第八SiC-MOSFET，Si-IGBT驱动模块发出的驱动信号G1～G8分别驱动第一 Si-IGBT～第八Si-IGBT。本发明双有源桥变换器的四种控制方式具体如下：
(1)Si-IGBT和SiC-MOSFET两个开关管同时工作，同开同断；
理想情况下，驱动信号M1、M4、M5、M8、G1、G4、G5和G8为同步 的占空比为50％的方波，驱动信号M2、M3、M6、M7、G2、G3、G6和G7为 同步的、且与驱动信号M1相位差为180°的占空比为50％方波。
(2)SiC-MOSFET独立工作；
当本发明双有源桥变换器的电流不超过开关管SiC-MOSFET的通流能力时， 闭锁装置的所有Si-IGBT，充分发挥开关管SiC-MOSFET的高开关速度、低开 关损耗的优点，进一步提高本发明双有源桥变换器的效率和工作频率。即第一 Si-IGBT～第八Si-IGBT的驱动信号都为低电平，M1、M4、M5、M8为占空 比为50％的方波，M2、M3、M6、M7为与M1相位差为180°的占空比为50％ 的方波。
(3)闭锁输出侧H桥；
当本发明双有源桥变换器不要求功率双向流动时，可以闭锁该变换器输出 侧H桥的所有开关管，利用开关管自带的反并联二极管进行不控整流输出，该 变换器输入侧的驱动时序和控制方式(1)的功率双向流动时的驱动时序相同， 即输出侧H桥进行不控整流，输入侧H桥进行逆变，这使得本发明变换器的控 制将更加简单。比如功率从第一H桥流向第二H桥时，闭锁第二H桥的所有 开关器件Si-IGBT和SiC-MOSFET，利用第二H桥Si-IGBT和SiC-MOSFET的 反并联二极管进行不控整流，而第一H桥工作在逆变的工况下。
(4)1：n的工作时间比；
当本发明变换器的工作电流、工作电压都位于SiC-MOSFET和Si-IGBT的 安全工作区时，采用SiC-MOSFET和Si-IGBT工作时间比为1：n的控制方式， 即SiC-MOSFET单独工作一个周期，此周期内Si-IGBT全部闭锁，之后的n个 周期，Si-IGBT单独工作，SiC-MOSFET全部闭锁。n的计算方式如下：
Eloss_MOSFET<n*Ts*Ptot_MOSFET (2)
Eloss_IGBT*n<(n+1)*Ts*Ptot_IGBT (3)
其中，Eloss_MOSFET为SiC-MOSFET一个周期内开关损耗和通态损耗之和， Eloss_IGBT为Si-IGBT一个周期内开关损耗和通态损耗之和，Ts为装置工作周期 时间，Ptot_MOSFET为SiC-MOSFET的耗散功率、Ptot_IGBT为Si-IGBT的耗散功率， Ptot_MOSFET和Ptot_IGBT可从官方的器件手册上查到，Eloss_MOSFET和Eloss_IGBT可以通 过PSIM软件的热仿真计算得到。
式(2)和式(3)的含义是，一个周期内SiC-MOSFET和Si-IGBT的发热 量小于其散热能力对应的散热量时，器件正常工作。
本发明双有源桥变换器控制步骤说明如下：
第一步：由本发明的应用场合确定所述双有源桥变换器工作时的额定电压、 额定电流及工作频率，判断所述双有源桥变换器的额定电流是否超过SiC- MOSFET器件的额定电流。根据工作频率分别计算SiC-MOSFET和Si-IGBT的 驱动功率，分别选择SiC-MOSFET的驱动模块和Si-IGBT的驱动模块。
第二步：确定控制方式，使驱动模块发出相应的驱动信号。根据本发明双 有源桥变换器的工作时的电路电气情况，选择所述四种控制方式(1)～(4) 中的一种，根据所确定的控制方式中的驱动信号时序，使驱动模块向SiC- MOSFET和Si-IGBT发出驱动信号，即可使本发明双有源桥变换器工作。
附图说明
图1为本发明基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串联谐振型双有源 桥变换器原理图；
图2为本发明Si-IGBT和SiC-MOSFET同开同断驱动时序示意图；
图3为本发明Si-IGBT和SiC-MOSFET同时工作的电流分配示意图；
图4为本发明的控制方法流程图；
图5为仿真的电流分流情况图；
图6为仿真输出电压波形图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
图1为本发明基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串联谐振型双有源 桥变换器电路原理图。如图1所示，本发明变换器由第一H桥、第二H桥、高 频隔离变压器T、谐振电感Lr、谐振电容Cr及直流稳压电容C1、C2组成。在 现有的串联谐振型双有源桥变换器拓扑基础上，本发明采用Si-IGBT和SiC- MOSFET的混合开关模块作为H桥的开关器件，每个Si-IGBT、SiC-MOSFET 均自带反并联二极管。第一H桥的直流端DC1、第二H桥的直流端DC2为本发明变换器与外部电路连接的接口，电容C1、C2的作用是稳定第一H桥的直 流端DC1和第二H桥的直流端DC2的电压。
本发明双有源桥变换器中每只混合开关模块由两支电压等级相等的且都自 带反并联二极管Si-IGBT和SiC-MOSFET并联组成，结构对称。第一H桥由第 一Si-IGBT、第二Si-IGBT、第三Si-IGBT、第四Si-IGBT和第一SiC-MOSFET、 第二SiC-MOSFET、第三SiC-MOSFET、第四SiC-MOSFET构成，第二H桥由 第五Si-IGBT、第六Si-IGBT、第七Si-IGBT、第八Si-IGBT和第五SiC-MOSFET、 第六SiC-MOSFET、第七SiC-MOSFET、第八SiC-MOSFET构成。每个H桥由两个半桥构成，每个半桥由上管和下管构成。一个Si-IGBT和一个SiC-MOSFET 并联组成一个混合开关。其中，第一Si-IGBT和第一SiC-MOSFET并联组成第 一H桥一个混合开关的上管，第三Si-IGBT和第三SiC-MOSFET并联组成第一 H桥一个混合开关的上管，第二Si-IGBT和第二SiC-MOSFET并联组成第一H 桥一个混合开关的下管，第四Si-IGBT和第四SiC-MOSFET组成第一H桥一个 混合开关的下管。第五Si-IGBT和第五SiC-MOSFET并联组成第二H桥一个混 合开关的上管，第七Si-IGBT和第七SiC-MOSFET并联组成第二H桥一个混合 开关的上管，第六Si-IGBT和第六SiC-MOSFET并联组成第二H桥一个混合开 关的下管，第八Si-IGBT和第八SiC-MOSFET并联组成第二H桥一个混合开关 的下管。第一H桥的直流端DC1和第二H桥直流端DC2分别与直流稳压电容 C1和C2并联。第一H桥的交流端口为A、B，第二H桥的交流端口为C、D。 高频变压器T起电气隔离和改变电压比的作用，此外，谐振电容Cr、谐振电感 Lr和高频变压器T连接。高频变压器T可以起到缩小装置体积进而提高装置功 率密度的作用。谐振电感Lr由高频变压器的漏感和外接电感组成。谐振电容Cr和谐振电感Lr串联，谐振电容Cr和谐振电感Lr的值相匹配，使本发明变流器 的电路发生谐振。
图2所示是本发明变换器的开关管SiC-MOSFET和Si-IGBT采用同开同 断的控制方式时的驱动时序：理想情况下，本发明变换器所有SiC-MOSFET和 Si-IGBT驱动信号为占空为50％的方波；在实际应用中，为了避免变换器上下 管发生直通而短路，所有驱动信号都要添加死区。添加死区后，2θ为半个周期 内死区时间对应的电角度，驱动信号的占空比D为：
D＝(π-2θ)/(2π)＝0.5-θ/π (4)
如图2所示，高电平1表示器件开通，低电平0表示器件关断；驱动信号 M1、M4、M5、M8、G1、G4、G5和G8为同步且占空比为D的方波，驱动 信号M2、M3、M6、M7、G2、G3、G6和G7同步,占空比也都为D且与M1的 相位差为180°。
根据SiC-MOSFET和Si-IGBT的输出特性，在小电流时，混合开关的电流 几乎全部从SiC-MOSFET通过，Si-IGBT电流为零；随着总电流的增加，Si-IGBT 的电流增长速度比SiC-MOSFET的快，在大电流时，Si-IGBT将流通大部分电 流，充分发挥Si-IGBT通流能力强的优势。
图3为本发明变换器的混合开关SiC-MOSFET和Si-IGBT同时工作时的电 流分配示意图，本发明变换器的谐振电容Cr和谐振电感Lr使电路工作在谐振 状态，工作电流近似为正弦。在半个周波内，小电流阶段电流全部从SiC- MOSFET流过，Δt1、Δt2分别为为Si-IGBT开通、关断的零电流时间。在中间 大电流阶段，Si-IGBT流通大电流，SiC-MOSFET的电流被限制在较低水平下， 充分利用了Si-IGBT通流能力强并回避了SiC-MOSFET通流能力弱的缺点。需 要指出的是SiC-MOSFET和Si-IGBT的电流之和等于谐振电流。在谐振电流过 零点时，混合开关管SiC-MOSFET和Si-IGBT同时动作，所有的SiC-MOSFET 都是零电流开关：开通时，SiC-MOSFET的开通速度比Si-IGBT快，Si-IGBT将 实现零电压开通；关断时，此时电流很小，电流全部从SiC-MOSFET流过，相 当于Si-IGBT被短接了，所以Si-IGBT也是零电压关断，引入混合开关后，装 置的开关损耗集中在SiC-MOSFET上。而SiC-MOSFET的开关损耗在相同条 件下，比Si-IGBT低一个数量级，因此，引入混合开关模块后，本发明装置的 开关损耗大大降低，装置能够工作在比基于Si-IGBT的串联谐振双有源桥变换 器更高的频率下。
制约Si-IGBT工作频率无法提高的主要原因是：Si-IGBT在高频时，开关 损耗会很大，巨大的开关损耗会直接损毁Si-IGBT或降低其寿命。以上分析表 明，混合开关模块SiC-MOSFET和Si-IGBT同开同断的驱动时序能通过软开关 有效地减小变换器的损耗，提升变换器效率和工作频率。
本发明基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串联谐振型双有源桥变换 器的控制方法原理如下：
所述的发明装置的电路的谐振频率为：
ωs＝ωr＝1/(Cr* Lr)1/2 (5)
在考虑死区之后，为了使实现SiC-MOSFET的零电流开关，使SiC-MOSFET 开关动作之前电流达到零，器件的开关频率应该比谐振频率低，器件的开关频 率为：
fs＝fr/(1+4Td*fr) (6)
其中4Td为一个周期内对应的总的死区时间，即图2所示的电角度4θ对应 的时间。
如图4所示，本发明变换器的控制方法如下：
首先，根据本发明变换器的工作场合，确定变换器电路的直流电压U、工 作电流I、开关频率fs，根据SiC-MOSFET官方的器件手册判断是否只需要SiC- MOSFET单独工作就可满足本发明变换器电路的工作需求；如果SiC-MOSFET 单独工作就可满足本发明变换器电路的工作需求，便闭锁所有Si-IGBT，使SiC- MOSFET单独工作；如果SiC-MOSFET单独工作不能满足本发明变换器电路的 工作需求，使Si-IGBT和SiC-MOSFET共同工作。
其次，当Si-IGBT和SiC-MOSFET共同工作才能满足本发明变换器的工作 需求时，判断SiC-MOSFET的性能能否满足使发明装置单独工作一个周期，如 果SiC-MOSFET的性能不能满足使发明变换器独立工作一个周期，便选择Si- IGBT和SiC-MOSFET同开同断的控制方式；如果SiC-MOSFET的性能可以 使本发明变换器独立工作一个周期，可以采用1：n或同开同断的控制方式。其 中，1：n和同开同断这两种控制方式没有优劣之分，根据实际情况灵活应用。
最后，当本发明变换器的功率只需要单向流动时，闭锁功率输出侧H桥的 所有Si-IGBT和SiC-MOSFET，使输出侧进行不控整流；而功率输入侧H桥进 行逆变，Si-IGBT和SiC-MOSFET的开关时序和功率双向流动时相同，比如功 率从第一H桥流向第二H桥时，闭锁第二H桥的所有Si-IGBT和SiC-MOSFET， 利用Si-IGBT和SiC-MOSFET的反并联二极管进行不控整流，而第一H桥工作 在逆变的工况下。
应用本发明搭建的用于600V输入500V输出的的装置仿真模型参数如下：
输入直流端电压： 600V
输出端电压： 500V
负载电阻： 4.1Ω
谐振电感电感Lr： 10μH
谐振电感电感Cr： 25.3μF
变压器变比： 6:5
死区时间： 4μs
开关频率： 9616Hz
图5和图6为采用本发明的计算机仿真结果，其中图5为混合开关的两端 电压波形和Si-IGBT和SiC-MOSFET电流分流情况图，图6为输出的电压波形 图，仿真结果显示输出电压能稳定在491V。

Claims (5)

1.一种基于Si-IGBT和SiC-MOSFET混合开关的串联谐振型双有源桥变换器，其特征在于：所述的串联谐振型双有源桥变换器装置由第一H桥、第二H桥、高频隔离变压器T、谐振电感Lr、谐振电容Cr及直流稳压电容C1、C2组成；所述串联谐振型双有源桥变换器采用Si-IGBT和SiC-MOSFET的混合开关模块作为H桥的开关器件，每个Si-IGBT、SiC-MOSFET均自带反并联二极管；第一H桥的直流端DC1、第二H桥的直流端DC2为所述变换器与外部电路连接的接口，第一H桥的直流端DC1和第二H桥直流端DC2分别与直流稳压电容C1和C2并联；谐振电感Lr由高频变压器的漏感和外接电感组成；谐振电容Cr和谐振电感Lr串联。
2.按照权利要求1所述的串联谐振型双有源桥变换器，其特征在于：所述的变换器控制方法如下：
首先根据所述变换器的工作场合，确定所述变换器电路的直流电压U、工作电流I和开关频率fs，根据SiC-MOSFET器件手册判断是否只需要SiC-MOSFET独立工作便可满足所述变换器电路的工作需求；如果SiC-MOSFET独立工作便可满足所述变换器电路的工作需求，便闭锁所有Si-IGBT，使SiC-MOSFET独立工作；如果SiC-MOSFET独立工作不能满足所述变换器电路的工作需求，便使Si-IGBT和SiC-MOSFET共同工作；
其次，当Si-IGBT和SiC-MOSFET同时工作才能满足所述变换器的工作需求时，判断SiC-MOSFET的性能能否满足使所述变换器独立工作一个周期，如果SiC-MOSFET的性能不能满足所述变换器独立工作一个周期的需求，便选择Si-IGBT和SiC-MOSFET同开同断的控制方式；如果SiC-MOSFET的性能能够使所述变换器独立工作一个周期，采用1：n或同开同断的控制方式；
最后，当所述变换器的功率只需要单向流动时，闭锁功率输出侧H桥的所有Si-IGBT和SiC-MOSFET，使输出侧H桥进行不控整流；而功率输入侧H桥进行逆变，Si-IGBT和SiC-MOSFET的开关时序和同开同断时相同。
3.按照权利要求2所述的串联谐振型双有源桥变换器，其特征在于：所述的Si-IGBT和SiC-MOSFET同开同断的控制方式为：Si-IGBT和SiC-MOSFET两个开关管同时工作，同开同断；驱动信号M1、M4、M5、M8、G1、G4、G5和G8为同步的占空比为50％的方波，驱动信号M2、M3、M6、M7、G2、G3、G6和G7为同步，且与驱动信号M1相位差为180°的占空比为50％方波。
4.按照权利要求2所述的串联谐振型双有源桥变换器，其特征在于：当所述的变换器的工作电流、工作电压都位于SiC-MOSFET和Si-IGBT的安全工作区时，采用SiC-MOSFET和Si-IGBT工作时间比为1：n的控制方式，即SiC-MOSFET单独工作一个周期，此周期内Si-IGBT全部闭锁，之后的n个周期，Si-IGBT单独工作，SiC-MOSFET全部闭锁；n的计算方式如下：
Eloss_MOSFET<n*Ts*Ptot_MOSFET (2)
Eloss_IGBT*n<(n+1)*Ts*Ptot_IGBT (3)
其中，Eloss_MOSFET为SiC-MOSFET一个周期内开关损耗和通态损耗之和，Eloss_IGBT为Si-IGBT一个周期内开关损耗和通态损耗之和，Ts为装置工作周期时间，Ptot_MOSFET为SiC-MOSFET的耗散功率、Ptot_IGBT为Si-IGBT的耗散功率。
5.按照权利要求2所述的串联谐振型双有源桥变换器，其特征在于，当所述双有源桥变换器工作电流不超过开关管SiC-MOSFET的通流能力时，闭锁该变换器的所有Si-IGBT，第一Si-IGBT～第八Si-IGBT的驱动信号都为低电平，驱动信号M1、M4、M5、M8占空比为50％的方波，驱动信号M2、M3、M6、M7为与M1相位差为180°的占空比为50％的方波。
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