CN104811075A

CN104811075A - 一种组合变换器的控制方法

Info

Publication number: CN104811075A
Application number: CN201510278673.8A
Authority: CN
Inventors: 杨慧萌
Original assignee: Green Dingtian In Wuhan Relaxes Development In Science And Technology Co Ltd
Priority date: 2014-12-12
Filing date: 2015-05-27
Publication date: 2015-07-29
Anticipated expiration: 2035-05-27
Also published as: CN104811075B

Abstract

本发明公布了一种组合变换器的控制方法。组合变换器由升压电路和逆变器构成，其通过控制开关元件的导通和关断，实现升压功能的同时可使开关元件集电极和发射极之间的电压降相对于现有技术大大降低，且相对于现有技术开关器件少，减小整体开关管的导通损耗和开关损耗，且逆变器利用无源元件电容做能量交换元件，合理划分电路工作区域，可实现降低能耗，延长使用寿命，进一步减小了变换器的整体损耗，结构简单，电路中无能量损耗元件，提高了变换器的工作效率。

Description

一种组合变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及直流-交流变换器的控制方法，具体说是一种低电压开关应力和低损耗的组合变换器的控制方法。

背景技术

在太阳能发电系统或者燃料电池系统中，由于单块太阳能电池或者单个燃料电池提供的都是电压较低的直流电，不能满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的要求，因此需要把低电压直流电转换为实际需要的高压直流电。因而高增益、性能稳定的升压变换器成为一个研究热点，该研究对推动光伏、燃料电池产业的发展具有很大的意义。

此外，在并网领域，传统的电压源逆变器输入直流电压输出交流电压，应用非常广阔。电压源逆变器的输入直流电压可以由电网或旋转交流电机经整流滤波得到，也可由蓄电池、燃料电池或光伏电池得到，分别对应一般工业应用场合(如变频器)，电动车、可再生能源分布式发电等场合。在电压源逆变器中，由于输入直流电压的缘故，功率半导体器件总是保持正向偏置，输入电源一直处于工作状态，对于蓄电池、燃料电池或光伏电池等作为输入电源降会导致其自身损耗增大，影响使用寿命。典型的直流输入电压升压后经过逆变成并网电压的变换器如附图1所示。

在一些特定的电机控制及电能变换的应用场合，正是由于存在以上不足，普通的电压源逆变器恰是实现系统功能的瓶颈，制约了相关技术的发展与进步。如在电动汽车与混合动力汽车的电力驱动系统中，直流电压一般由蓄电池或燃料电池电压决定，所以驱动电机的恒转矩输出的转速范围决定于电池电压，若电池损耗过渡，则电池电压将会下降，再进一步升速，则进入恒功率范围，电池电压的不足将导致车辆的加速能力将下降，现有技术中采用串入升压电路的方式又会导致系统结构复杂，控制繁琐等问题。在光伏并网逆变器领域中也存在同样的问题，不在赘述。

在当前全球能源供应日益紧张的背景下，降低输入电源的能耗、提升变换器的工作效率已经成为一个新的关注点。因此，开发新型、高效、高可靠的升压逆变技术，具有很大的现实意义。

在直流升压领域，最基本的升压变换器是单管Boost变换器，然而这种变换器的升压范围十分有限，很难满足高增益的变换要求，且开关管电压应力为输出电压。

目前，改进现有的升压变换器主要有以下几种：

第一种是利用变压器，在原有的直流-直流变换器中间加入一个高频的变压器，通过改变变压器变比实现高增益升压的目的。此时，电能的转化过程实际上由原来的直流-直流，变为直流-交流-交流-直流，整个系统的能量转换效率降低。

第二种是利用耦合电感，但耦合电感结构复杂，不利于工业加工，难以保证电路的一致性，并且会引起开关器件电压应力过高，带来电磁干扰等影响，导致变换器工作损耗较大。

第三种是加入级联升压单元，单元数越多，电压增益越大，但电路元件数越多，结构越复杂。

而在并网逆变领域，降低输入电源能耗、提升变换器的工作效率研究较少，主要也是集中在软开关方面，主要有两类：一类是通过附加有源功率开关和无源电感、电容等器件实现功率开关管的软开关；另一类是通过附加二极管和无源电感、电容等器件实现功率开关管的软开关。这两类方法的虽然可以实现功率开关管的软开关，但是外加电路复杂，而且不能降低功率开关管的电压应力。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，是针对前述背景技术中的缺陷和不足，提供一种低电压开关应力的新型、高效、高可靠的升压逆变组合变换器的控制方法，利用该控制方法可以使组合变换器的损耗低，功率密度高。

本发明控制方法基于组合变换器实现，由具有低电压开关应力的升压电路和低损耗的逆变器构成的组合变换器的升压电路包括输入电源，其产生输入电压Vin，开关元件S1、S2、二极管D1、D2、电感L、输入电容C1、中间电容C2和输出电容Co。由于开关器件的特性，开关元件S1、S2分别具有寄生电容C_S1、C_S2。具体连接关系为：输入电压Vin的正极连接电感L的一端和输入电容C1的负端，电感L的另一端连接开关元件S1的集电极、二极管D1的阳级，开关元件S1的发射极连接开关元件S2的集电极，开关元件S2的发射极连接输入电压Vin的负极，中间电容C2的一端连接二极管D1的阴极，另一端连接开关元件S1的发射极，二极管D2的阳极连接二极管D1的阴极，二极管D2的阴极连接输入电容C1的正端，输出电容Co的一端连接二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端连接输入电压Vin的负极，并在其两端产生输出电压Vout，开关元件S1、S2构成开关元件支路，二极管D1、D2构成二极管支路，开关元件支路和二极管支路在同一时刻不同时导通；具有低电压开关应力的升压电路和低损耗的逆变器构成的组合变换器的逆变器包括第一开关A、第二开关B、第一功率开关管M₁、第二功率开关管M₂、第三功率开关管M₃、第四功率开关管M₄、第五功率开关管M₅、第六功率开关管M₆、第一二极管D₃、第二二极管D₄、储能电容C，第一开关A的另一端连接第一二极管D₃的阴极、第一功率开关管M₁的一端、第二功率开关管M₂的一端、第三功率开关管M₃的一端，第二开关B的一端连接第二二极管D₄的阳极、第四功率开关管M₄的一端、第五功率开关管M₅的一端、第六功率开关管M₆的一端，第一功率开关管M₁的另一端、第二功率开关管M₂的另一端、第三功率开关管M₃的另一端分别连接第四功率开关管M₄的另一端、第五功率开关管M₅的另一端、第六功率开关管M₆的另一端，且各连接点连接三相负载，如三相交流电机、三相电网等，储能电容C的负极连接第二开关B的另一端，储能电容C的正极连接第一二极管的阳极D₃和第二二极管D₄的阴极；升压电路和逆变器之间的连接关系为：输出电容Co的一端连接第一开关A的一端，输出电容Co的另一端连接储能电容C的负极。

升压电路工作第一阶段为：开关元件S1、S2均导通，由开关元件S1、S2构成的开关支路处于导通状态，电感电流I_L将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；不经过二极管D1、D2，由二极管D1、D2构成的二极管支路处于断开状态；

电路工作第二阶段为：开关元件S1导通，开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路处于断开状态，电感电流将通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路处于导通状态，此时的电容状态为中间电容C2和寄生电容C_S2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；达到稳态后中间电容C2和寄生电容C_S2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％；

电路工作第三阶段为：开关元件S1关断、开关元件S2关断，由于开关元件S1、S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为(1)中间电容C2和寄生电容C_S2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；(2)寄生电容C_S1与中间电容C2和二极管D1串联支路并联，达到稳态后中间电容C2和寄生电容C_S2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容C_S1的电压为中间电容C2的电压，也为输出电容Co上的输出电压的50％；

电路工作第四阶段为：开关元件S1导通、开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，假设该电路电流处于连续模式，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2和寄生电容C_S2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联，(2)寄生电容C_S1两端由于开关管S1的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2和寄生电容C_S2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容C_S1的电压将被泄放降至0；

电路工作第五阶段为：开关元件S1导通、开关元件S2导通，由于开关元件S1.S2的导通，导致开关支路回到导通状态，电感电流I_L将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；由于二极管D1、D2承受反向压降，二极管支路将变为处于关断状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2暂时处于悬浮状态(2)寄生电容C_S2两端由于开关管S2的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2由于电压不能突变暂时仍将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容C_S1、C_S2的电压将被泄放降至0。

逆变电路工作过程为：将第一功率开关管M₁、第二功率开关管M₂、第三功率开关管M₃、第四功率开关管M₄、第五功率开关管M₅、第六功率开关管M₆构成的三相逆变器分为六个开关区域，在第一区域中，开关M₁和M₅闭合，并且其它四个断开。在第二区域中，开关M₁和M₆闭合，并且其它四个断开。在第三区域中，开关M₂和M₆闭合，并且其它四个断开。在第四区域中，开关M₂和M₄闭合，并且其它四个断开。在第五区域中，开关M₃和M₄闭合，并且其它四个断开。最后，在第六区域中，开关M₃和M₅闭合，并且其它四个断开。

在第一、三、五开关区域时，第一开关A闭合，第二开关B关断；在第二、四、六开关区域时，第二开关B闭合，第一开关A关断。在第一、三、五开关区域时，输入电源驱动负载和给储能电容充电。在第二、四、六开关区域时，储能电容释放能量，驱动负载工作。如此可有效减少中间直流电源的使用频率，降低中间直流电源的能耗，提高系统的工作效率。

开关元件S可以为IGBT或者MOSFET，二极管为快恢复二极管或者肖特基二极管；

输入电源为可充电蓄电池、燃料电池、光伏电池或超级电容或其他新能源电源等；

本发明的控制方法通过控制开关元件S1、S2的导通和关断，实现升压功能的同时可使开关元件S1、S2集电极和发射极之间的电压降不超过输出电压的50％，大大降低了其电压应力，且相对于现有技术开关器件少，减小整体开关管的导通损耗和开关损耗，进一步减小了变换器的整体损耗，结构简单。通过降低升压电路的开关应力和逆变电路的直流电源能耗，实现整体组合变换器的高效、高可靠效果，其损耗低，功率密度高，可满足并网需求。

附图说明

图1：现有技术中的升压逆变并网变换器；

图2：本发明的具有低电压开关应力的升压电路和低损耗的逆变器构成的组合变换器结构示意图；

图3：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第一阶段工作情况；

图4：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第二阶段工作情况；

图5：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第三阶段工作情况；

图6：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第四阶段工作情况；

图7：本发明的具有低电压开关应力的升压电路第五阶段工作情况；

图8：本发明的具有低损耗的逆变器给储能电容充电示意图；

图9：本发明的具有低损耗的逆变器中储能电容放电示意图。

具体实施方式

结合附图2对本发明的结构作详细说明，变换器的具体连接关系为：输入电压Vin的正极连接电感L的一端和输入电容C1的负端，电感L的另一端连接开关元件S1的集电极、二极管D1的阳级，开关元件S1的发射极连接开关元件S2的集电极，开关元件S2的发射极连接输入电压Vin的负极，中间电容C2的一端连接二极管D1的阴极，另一端连接开关元件S1的发射极，二极管D2的阳极连接二极管D1的阴极，二极管D2的阴极连接输入电容C1的正端，输出电容Co的一端连接二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端连接输入电压Vin的负极，并在其两端产生输出电压Vout；第一开关A的另一端连接第一二极管D₃的阴极、第一功率开关管M₁的一端、第二功率开关管M₂的一端、第三功率开关管M₃的一端，第二开关B的一端连接第二二极管D₄的阳极、第四功率开关管M₄的一端、第五功率开关管M₅的一端、第六功率开关管M₆的一端，第一功率开关管M₁的另一端、第二功率开关管M₂的另一端、第三功率开关管M₃的另一端分别连接第四功率开关管M₄的另一端、第五功率开关管M₅的另一端、第六功率开关管M₆的另一端，且各连接点连接三相负载，如三相交流电机、三相电网等，储能电容C的负极连接第二开关B的另一端，储能电容C的正极连接第一二极管的阳极D₃和第二二极管的阴极D₄。升压电路和逆变器之间的连接关系为：输出电容Co的一端连接第一开关A的一端，输出电容Co的另一端连接储能电容C的负极

下面结合附图3-7对该升压电路的工作情况进行说明：

第一阶段，如附图3所示：开关元件S1、S2均导通，开关支路处于导通状态，电感电流I_L将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；不经过二极管D1、D2，二极管支路处于断开状态；

第二阶段，如附图4所示：开关元件S1导通，开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路处于断开状态，电感电流将通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路处于导通状态，此时的电容状态为中间电容C2和寄生电容C_S2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；达到稳态后中间电容C2和寄生电容C_S2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％。

第三阶段，如附图5所示：开关元件S1关断、开关元件S2关断，由于开关元件S1、S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为(1)中间电容C2和寄生电容C_S2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联；(2)寄生电容C_S1与中间电容C2和二极管D1串联支路并联，达到稳态后中间电容C2和寄生电容C_S2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容C_S1的电压为中间电容C2的电压，也为输出电容Co上的输出电压的50％。

第四阶段，如附图6所示：开关元件S1导通、开关元件S2关断，由于开关元件S2的关断，导致开关支路仍处于断开状态，假设该电路电流处于连续模式，电感电流将继续通过二极管D1、D2流向输入电容C1和输出电容Co，二极管支路仍处于导通状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2和寄生电容C_S2串联后与输出电容Co和二极管D2串联支路并联，(2)寄生电容C_S1两端由于开关管S1的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2和寄生电容C_S2各自的电压将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容C_S1的电压将被泄放降至0；

第五阶段，如附图7所示：开关元件S1导通、开关元件S2导通，由于开关元件S1.S2的导通，导致开关支路回到导通状态，电感电流I_L将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；由于二极管D1、D2承受反向压降，二极管支路将变为处于关断状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2暂时处于悬浮状态(2)寄生电容C_S2两端由于开关管S2的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2由于电压不能突变暂时仍将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容C_S1、C_S2的电压将被泄放降至0；

将上述阶段重复循环即为该升压电路的工作过程，在整个过程中，将开关元件S1、S2集电极和发射极之间的电压不超过输出电压的50％，大大降低了其电压应力，且相对于现有技术开关器件少，减小整体开关管的导通损耗和开关损耗，进一步减小了变换器的整体损耗，结构简单，电路中无能量损耗元件，提高了变换器的工作效率。

下面结合附图8-9对该逆变电路的工作情况进行说明：

将第一功率开关管M₁、第二功率开关管M₂、第三功率开关管M₃、第四功率开关管M₄、第五功率开关管M₅、第六功率开关管M₆构成的三相逆变器分为六个开关区域，在第一区域中，开关M₁和M₅闭合，并且其它四个断开。在第二区域中，开关M₁和M₆闭合，并且其它四个断开。在第三区域中，开关M₂和M₆闭合，并且其它四个断开。在第四区域中，开关M₂和M₄闭合，并且其它四个断开。在第五区域中，开关M₃和M₄闭合，并且其它四个断开。最后，在第六区域中，开关M₃和M₅闭合，并且其它四个断开。

在第一、三、五开关区域时，第一开关A闭合，第二开关B关断；在第二、四、六开关区域时，第二开关B闭合，第一开关A关断。在第一、三、五开关区域时，输入电源驱动负载和给储能电容充电，电流方向如图8所示。在第二、四、六开关区域时，储能电容释放能量，驱动负载工作。电流方向如图9所示。如此可有效减少中间直流电源的使用频率，降低中间直流电源的能耗，提高系统的工作效率。

完成上述六个工作区域时，已经执行一次完成的循环，将从第一阶段再次开关下一次循环。

此外，为了达到更好的节省能耗效果，储能电容的电压的变化范围为输入电源的40％—50％之间，其初始能量可由外部电源提前充电。

通过降低升压电路的开关应力和逆变电路的直流电源能耗，实现整体组合变换器的高效、高可靠效果，其损耗低，功率密度高，可满足并网需求。

Claims

1.一种组合变换器的控制方法，其特征在于：所述组合变换器由前级升压电路和后级逆变器构成，且前级升压电路采用降低开关应力的控制方法，后级逆变器采用降低中间直流电源使用频率的控制方法。

2.根据权利要求1所述的组合变换器的控制方法，其特征在于：所述控制方法基于组合变换器实现，组合变换器由前级升压电路和后级逆变器构成，组合变换器的升压电路包括输入电源，其产生输入电压Vin，开关元件S1、S2、二极管D1、D2、电感L、输入电容C1、中间电容C2和输出电容Co，由于开关器件的特性，开关元件S1、S2分别具有寄生电容C_S1、C_S2；具体连接关系为：输入电压Vin的正极连接电感L的一端和输入电容C1的负端，电感L的另一端连接开关元件S1的集电极、二极管D1的阳级，开关元件S1的发射极连接开关元件S2的集电极，开关元件S2的发射极连接输入电压Vin的负极，中间电容C2的一端连接二极管D1的阴极，另一端连接开关元件S1的发射极，二极管D2的阳极连接二极管D1的阴极，二极管D2的阴极连接输入电容C1的正端，输出电容Co的一端连接二极管D2的阴极，输出电容Co的另一端连接输入电压Vin的负极，并在其两端产生输出电压Vout，开关元件S1、S2构成开关元件支路，二极管D1、D2构成二极管支路，开关元件支路和二极管支路在同一时刻不同时导通；具有低电压开关应力的升压电路和低损耗的逆变器构成的组合变换器的逆变器包括第一开关A、第二开关B、第一功率开关管M₁、第二功率开关管M₂、第三功率开关管M₃、第四功率开关管M₄、第五功率开关管M₅、第六功率开关管M₆、第一二极管D₃、第二二极管D₄、储能电容C，第一开关A的另一端连接第一二极管D₃的阴极、第一功率开关管M₁的一端、第二功率开关管M₂的一端、第三功率开关管M₃的一端，第二开关B的一端连接第二二极管D₄的阳极、第四功率开关管M₄的一端、第五功率开关管M₅的一端、第六功率开关管M₆的一端，第一功率开关管M₁的另一端、第二功率开关管M₂的另一端、第三功率开关管M₃的另一端分别连接第四功率开关管M₄的另一端、第五功率开关管M₅的另一端、第六功率开关管M₆的另一端，且各连接点连接三相负载，如三相交流电机、三相电网等，储能电容C的负极连接第二开关B的另一端，储能电容C的正极连接第一二极管的阳极D₃和第二二极管D₄的阴极；升压电路和逆变器之间的连接关系为：输出电容Co的一端连接第一开关A的一端，输出电容Co的另一端连接储能电容C的负极；

电路工作第五阶段为：开关元件S1导通、开关元件S2导通，由于开关元件S1.S2的导通，导致开关支路回到导通状态，电感电流I_L将流过开关元件S1、S2，电流从输入电压Vin的正极经过电感L流向输入电压Vin的负极；由于二极管D1、D2承受反向压降，二极管支路将变为处于关断状态，此时的电容状态为：(1)中间电容C2暂时处于悬浮状态(2)寄生电容C_S2两端由于开关管S2的导通处于短接状态；达到稳态后中间电容C2由于电压不能突变暂时仍将为输出电容Co上的输出电压的50％，寄生电容C_S1、C_S2的电压将被泄放降至0；

逆变电路工作过程为：将第一功率开关管M₁、第二功率开关管M₂、第三功率开关管M₃、第四功率开关管M₄、第五功率开关管M₅、第六功率开关管M₆构成的三相逆变器分为六个开关区域，在第一区域中，开关M₁和M₅闭合，并且其它四个断开；在第二区域中，开关M₁和M₆闭合，并且其它四个断开；在第三区域中，开关M₂和M₆闭合，并且其它四个断开；在第四区域中，开关M₂和M₄闭合，并且其它四个断开；在第五区域中，开关M₃和M₄闭合，并且其它四个断开；最后，在第六区域中，开关M₃和M₅闭合，并且其它四个断开；

在第一、三、五开关区域时，第一开关A闭合，第二开关B关断；在第二、四、六开关区域时，第二开关B闭合，第一开关A关断；在第一、三、五开关区域时，输入电源驱动负载和给储能电容充电；在第二、四、六开关区域时，储能电容释放能量，驱动负载工作；如此可有效减少中间直流电源的使用频率，降低中间直流电源的能耗，提高系统的工作效率。

3.根据权利要求2所述的组合变换器的控制方法，其特征在于：通过控制开关元件S1、S2的导通和关断，实现升压功能的同时使所述开关管S1、S2集电极和发射极之间的电压降不超过输出电压的50％。

4.根据权利要求2所述的组合变换器的控制方法，其特征在于：所述储能电容C的电压的变化范围为输入电源的45％。