TWI442687B - Comparator mode DC-to-DC converter - Google Patents

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TWI442687B
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Description

比較器方式直流對直流轉換器
本發明係關於一種比較器方式直流對直流(DC-DC)轉換器。
已知一種由輸入電壓產生已穩定化之輸出電壓的直流對直流(DC-DC)轉換器。以直流對直流轉換器中將輸出電壓穩定化的手法而言，已有各種方式被提出。例如，在專利文獻1中係記載一種使用PWM(脈衝寬度調變)方式的切換直流對直流轉換器。在PWM方式中，將切換頻率設為一定，而調整導通脈衝寬度，藉此可將輸出電壓穩定化。此外，有一種使用比較器方式的切換直流對直流轉換器。在比較器方式中，係使用比較器而將導通脈衝寬度設為一定，而調整關斷脈衝寬度(亦即切換頻率)，藉此可將輸出電壓穩定化。
該等直流對直流轉換器有時係作為PU (Processor Unit)等的電壓源加以使用。在PU中，當由待機狀態移至處理狀態時，消耗電流會急遽增加。由於負載電流急遽增加，而使輸出電壓急遽降低時，在比較器方式直流對直流轉換器中，係立即輸出導通脈衝，因此與在預定的關斷脈衝期間中並無法輸出脈衝的PWM方式相比較，輸出電壓係較快穩定化。如上所示，與PWM方式相比較，比較器方式係具有對於負載電流之急遽增加的響應特性佳的特 徵。
專利文獻：日本專利特開2000-287439號公報
但是，在比較器方式直流對直流轉換器中，當切換周期Tf設為：導通脈衝寬度：Pon、關斷脈衝寬度：Poff、輸入電壓：Vin、輸出電壓：Vout時，如以下所示。
Tf=Pon+Poff=Vout/Vin×Tf+((Vin-Vout)/Vin)×Tf......(式(1))
因此，當決定Vin及Vout時，由於Pon為一定，因此Pout係單義予以決定。換言之，在比較器方式直流對直流轉換器中，由於Pon為一定，若決定Vin及Vout，則決定出用以將輸出電壓設為一定的能率(on duty)。
在此，例如當環境溫度上升時，電路元件的內部電阻會增加，且內部損失會增加。此時，在比較器方式直流對直流轉換器中，為了彌補因內部損失增加而造成輸出電壓的降低，關斷脈衝寬度變短而使能率增加。如上所示，在比較器方式直流對直流轉換器中，因環境溫度的變動，而使切換頻率慢慢變動。其他因輸入電壓、輸出電壓及輸出電流的變動，亦使關斷脈衝寬度變動而使切換頻率變動。因切換頻率變動，而有使輸出電壓的漣波(ripple)發生變動，且使PU等後段電路發生錯誤動作的可能性。此外，有可能必須有跨寬頻的EMI對策。
因此，本發明的目的在提供一種可在不會損及對於負載電流急遽增加的響應特性的情形下，降低切換頻率的變動的比較器方式直流對直流轉換器。
本發明之比較器方式直流對直流轉換器係具備：(1)具有切換元件，按照控制訊號來控制該切換元件，藉此產生已將輸入電壓予以電壓轉換的輸出電壓的電壓轉換部；以及(2)產生用以將電壓轉換部之輸出電壓穩定化之控制訊號的控制部。
控制部係具有：(a)將電壓轉換部之輸出電壓與基準電壓相比較，決定控制訊號中之導通脈衝之預定導通寬度或關斷脈衝之關斷寬度的比較器部；以及(b)對控制訊號中之導通脈衝及關斷脈衝中至少任一者進行計數，並且對基準時脈進行計數，且以使控制訊號之計數值與基準時脈之計數值的比為M:N(M及N為自然數)的方式調整預定導通寬度的計數器部。
根據該比較器方式直流對直流轉換器，例如在藉由輸出電流的增加，而使關斷脈衝的關斷寬度變短的情形下，亦將導通脈衝的預定導通寬度藉由計數器部予以調整，而使控制訊號的計數值與基準時脈的計數值的比為M:N。亦即，藉由計數器部而將控制訊號的頻率保持為一定。
因此，根據該比較器方式直流對直流轉換器，可減低切換頻率的變動。
上述之比較器部最好係具有：檢測出電壓轉換部之輸出電壓小於基準電壓，且將該檢測時點決定為導通脈衝之開始時點的第1比較器；以及檢測出已由導通脈衝的開始時點經過預定時間，且將該檢測時點決定為導通脈衝之結束時點的第2比較器，上述計數器部最好係藉由調整預定時間來調整預定的導通寬度。
此外，上述控制部最好係另外具有：包含連接於定電流源的計時器用電容器，且由導通脈衝的開始時點開始該計時器用電容器之充電的計時器部。此時，上述第2比較器最好係藉由檢測出計時器部中之計時器用電容器之電壓為預定電壓以上，而檢測出已由導通脈衝之開始時點經過預定時間，上述計數器部最好係藉由調整計時器部中之計時器用電容器的充電電流，來調整預定時間。
此外，最好上述計數器部係具有：(1)對控制訊號中之導通脈衝及關斷脈衝中之至少任一者進行計數，當該計數值為預定值時，即產生脈衝訊號的第1計數器；(2)對基準時脈進行計數，當該計數值為預定值時，即產生脈衝訊號的第2計數器；(3)接收來自第1計數器之脈衝訊號及來自第2計數器之脈衝訊號的NAND電路；(4)接收來自第1計數器之脈衝訊號及來自第2計數器之脈衝訊號的NOR電路；(5)按照來自NAND電路之輸出訊號供給充電電流，且按照來自NOR電路的輸出訊號引入放電電流的充電泵(charge pump)電路；以及(6)連接於充電泵電路的計數器用電容器，(7)按照計數器用電容器之端子間電 壓，來調整計時器用電容器的充電電流。
此外，最好上述計數器部係具有：(1)對控制訊號中之導通脈衝及關斷脈衝中之至少任一者進行計數，當該計數值為預定值時，即產生脈衝訊號的第1計數器；(2)對基準時脈進行計數，當該計數值為預定值時，即產生脈衝訊號的第2計數器；以及(3)連接於第1計數器之輸出端子及第2計數器之輸出端子的上/下數計數器，(4)按照上/下數計數器的輸出訊號，調整計時器用電容器的充電電流。
根據本發明，可獲得可減低切換頻率之變動的比較器方式直流對直流轉換器。
以下參照圖示，詳加說明本發明之較佳實施形態。其中，對於各圖示中相同或相當的部分係標註相同之元件符號。
(第1實施形態)
第1圖係顯示本發明第1實施形態之比較器方式直流對直流(DC-DC)轉換器之電路圖。第1圖所示比較器方式直流對直流轉換器1係由電壓轉換部100及控制部200所構成。
電壓轉換部100係構成同步整流電路，按照來自控制部200的切換控制訊號Ssw，在輸出端子3發生將施加至輸入端子2的輸入電壓Vin予以電壓轉換後的輸出電壓Vout。電壓轉換部100係具備2個切換元件11、12；驅動電路13；電感器(inductor)14；以及電容器15。
切換元件11、12係N型MOSFET。切換元件11的汲極係連接於輸入端子2，源極係連接於切換元件12的汲極。切換元件12的源極係接地於GND5。切換元件11、12的閘極係分別連接於驅動電路13。
驅動電路13係按照來自控制部200之切換控制訊號Ssw而產生互補的驅動訊號，將該等驅動訊號分別供給至切換元件11、12的閘極。在本實施形態中，驅動電路13係包含供供給至切換元件11之驅動訊號之用的升壓電路、以及用以避免切換元件11、12同時導通之無效時間(dead-time)產生電路等的同步整流用驅動電路。
在切換元件11之源極及切換元件12之汲極係連接有電感器14之一端。電感器14的另一端係連接於輸出端子3。在電感器14之另一端及輸出端子3與GND5之間係連接有供輸出電壓平滑化之用的電容器15。
控制部200係產生用以將電壓轉換部100之輸出電壓Vout穩定化的切換控制訊號。控制部200係具備：第1比較器20；計時器部30；第2比較器40;SR-FF50；以及計數器部60。
第1比較器20之正輸入端子係連接於電壓轉換部 100之輸出端子3，對於負輸入端子係被輸入有基準電壓(基準電位)Vref。第1比較器20之輸出端子係連接於計時器部30及SR-FF50之設置(set)端子。
計時器部30係具有：定電流產生電路31；計時器用電容器32；以及電晶體33。定電流產生電路31係連接於輸入端子2與計時器用電容器32之間，且將一定值的充電電流供給至計時器用電容器32。定電流產生電路31係可將該充電電流的值對應來自計數器部60的頻率控制訊號Sf而予以變更。
計時器用電容器32係連接於定電流產生電路31與GND5之間。在計時器用電容器32之端子間係並聯連接有電晶體33。亦即，電晶體33的汲極係連接於定電流產生電路31與計時器用電容器32之一端之間的節點，源極係連接於GND5。在電晶體33的閘極係被輸入有來自第1比較器20的輸出電壓Von。
定電流產生電路31與計時器用電容器32之一端之間的節點係連接於第2比較器40之正輸入端子。在第2比較器40之負輸入端子係被輸入有輸出電壓Vout。第2比較器40之輸出端子係連接於SR-FF50之重置(reset)端子。
SR-FF50係對應第1比較器20之輸出電壓Von而開始產生切換控制訊號Ssw中的導通脈衝，並且結束產生關斷脈衝，且對應第2比較器40之輸出電壓Voff而結束產生切換控制訊號Ssw中的導電脈衝，並且開始產生關斷脈 衝。
如上所示，第1比較器20係檢測出電壓轉換部100之輸出電壓Vout小於基準電壓Vref，藉由發生高位準的脈衝電壓Von而設置(set)SR-FF50，且將該檢測時點決定為切換控制訊號Ssw中之導通脈衝的開始時點。
其中，在本實施形態中，定電流產生電路31係連接於輸入端子2而接收輸入電壓Vin，但是定電流產生電路31的電力供給源係與GND5具有預定的電位差，若為可供給定電流產生電路31所需輸出電流的電源，並不侷限於輸入端子2之輸入電壓Vin。
此外，計時器部30係藉由第1比較器20之高位準的脈衝電壓Von，重置(reset)計時器用電容器32之端子間電壓，之後，藉由以定電流將計時器用電容器32進行充電而具有作為計時器的功能。
此外，第2比較器40係檢測出計時器部30之計時器用電容器32之端子間電壓為輸出電壓Vout以上，亦即，檢測出已自導通脈衝的開始時點經過預定時間，且藉由發生高位準的脈衝電壓Voff而重置(reset)SR-FF50，且將該檢測時點決定為切換控制訊號Ssw中之關斷脈衝的結束時點。
換言之，第1比較器20及第2比較器40係具有作為用以決定切換控制訊號Ssw中之導通脈衝之預定導通寬度的比較器部的功能。
計數器部60係接受切換控制訊號Ssw並且接受基準 時脈Cref。計數器部60係對切換控制訊號Ssw中的導通脈衝進行計數並且對於基準時脈進行計數，且以使切換控制訊號Ssw之計數值與基準時脈之計數值為相等的方式，產生用以調整導通脈衝之預定導通寬度的頻率控制訊號Sf。
接著，詳加說明計時器部30及計數器部60。第2圖係顯示第1圖中之計時器部30的電路圖，第3圖係顯示第1圖中之計數器部60的電路圖。
首先說明計時器部30。在第2圖中係詳細顯示計時器部30中的定電流產生電路31。定電流產生電路31係具有：輸入電壓分割電路34；電壓隨耦器(voltage follower)35；電阻元件36；電流鏡電路37；以及gm放大器38。
輸入電壓分割電路34係將由輸入端子2輸入的輸入電壓Vin予以分壓。在本實施形態中，輸入電壓分割電路34係由串聯連接於輸入端子2與GND5之間的電阻元件34a、34b所構成。該等電阻元件34a、34b之間的分壓係被輸入至電壓隨耦器35。
電壓隨耦器35係由誤差放大器35a及電晶體35b所構成。在電晶體35b的源極與GND5之間連接有電阻元件36。此外在電晶體35b之汲極與輸入端子2之間係連接有電流鏡電路37。
電流鏡電路37係由流通由電壓隨耦器35所決定之基準電流的電晶體37a；及產生流至電晶體37a之基準電流 之鏡電流的電晶體37b所構成。電晶體37b係將該鏡電流供給至計時器用電容器32。
在gm放大器38之一方的輸入端子係被輸入有來自計數器部60的頻率控制訊號Sf，在另一方的輸入端子係被輸入有基準電壓Vref2。gm放大器38的輸出端子係連接於電流鏡電路37之電晶體37a與電壓隨耦器35之間的節點。
gm放大器38係具有推挽(Push-Pull)型電流源之功能，例如，當頻率控制訊號Sf在基準電壓Vref2以上時，由電流鏡電路37之電晶體37a引入電流，當頻率控制訊號Sf小於基準電壓Vref2時，則係將電流供給至電壓隨耦器35。亦即，gm放大器38係當Sf為Vref2以上時，增加計時器用電容器32的充電電流，當Sf小於Vref2時，則減少計時器用電容器32的充電電流。
接著說明計數器部60。如第3圖所示，計數器部60係具有：2個計數器61、62；NOR電路63；NAND電路64；2個反相器65、66；充電泵電路67；以及計數器用電容器68。
在第1計數器61之輸入端子係被輸入切換控制訊號Ssw，在重置端子係被輸入第2計數器62之輸出電壓。例如，第1計數器61係4位元計數器。第1計數器61係對切換控制訊號Ssw的導通脈衝進行計數，當計數值為最大值「1111」時，即輸出高位準的脈衝電壓，並且在「1111」之下一次計數時重置輸出電壓。此外，第1計數器61 係當第2計數器62的輸出電壓為高位準時，亦重置輸出電壓。第1計數器61之輸出端子係隔介反相器65而與NOR電路63之一方之輸入端子相連接。
在第2計數器62之輸入端子係被輸入基準時脈Cref，在重置端子係被輸入第1計數器61的輸出電壓。例如，第2計數器62係4位元計數器。第2計數器62係對基準時脈之周期進行計數，當計數值為最大值「1111」時，即輸出高位準的脈衝電壓，並且在「1111」之下一次計數時重置輸出電壓。此外，第2計數器62係當第1計數器61的輸出電壓為高位準時，亦重置輸出電壓。第2計數器62之輸出端子係與NAND電路64之一方之輸入端子相連接。
在NOR電路63之另一方的輸入端子係被輸入來自第2計數器62的輸出電壓。NOR電路63的輸出端子係連接於充電泵電路67。
在NAND電路64之另一方的輸入端子係隔介反相器66，而被輸入來自第1計數器61的輸出電壓。NAND電路64的輸出端子係連接於充電泵電路67。
充電泵電路67係由：由n型MOSFET構成的電晶體67a、由p型MOSFET構成的電晶體67b、及2個定電流源67c、67d所構成。電晶體67a的源極係隔介定電流源67c而與GND5相連接，汲極係連接於電晶體67b的汲極。在電晶體67b的源極係隔介定電流源67d而被輸入有輸入電壓Vin。電晶體67a、67b的閘極係分別被輸入有 NOR電路63的輸出電壓、NAND電路64的輸出電壓。在電晶體67a、67b的汲極與GND5之間係連接有計數器用電容器68。
其中，於本實施形態中，在電晶體67b的源極係隔介定電流源67d而被輸入有輸入電壓Vin，但若為與GND5具有預定之電位差，且可供給定電流源67c、67d所需之輸出電流的電源，則不限於輸入端子2的輸入電壓Vin。
接著，一面參照第1圖至第5圖，說明比較器方式直流對直流(DC-DC)轉換器1的動作。第4圖係顯示第1圖所示比較器方式直流對直流轉換器1中之各訊號波形的時序圖，第5圖係顯示第3圖所示計數器部60中之各訊號波形的時序圖。
首先，當對輸入端子2輸入輸入電壓Vin時，藉由控制部200產生切換控制訊號Ssw。按照該切換控制訊號Ssw，電壓轉換部100係在輸出端子3發生已穩定化的輸出電壓Vout。其中，在穩定狀態下，以使切換頻率與基準時脈Cref的頻率相一致的方式，設定Vin、導通時間等。
當輸出電壓Vout降低而到達基準電壓Vref時(第4圖(a))，藉由第1比較器20產生高位準的脈衝電壓Von(第4圖(c))，藉由SR-FF50，在切換控制訊號Ssw係由開始時點Ta發生導通脈衝Pon，並且在時點Ta結束關斷脈衝Poff的發生(第4圖(e))。如此一來，藉由驅動電路13產生互補的驅動訊號，切換元件11呈導通狀態， 並且切換元件12呈關斷狀態。結果，使流至線圈14的線圈電流IL增加，輸出電壓Vout上升(第4圖(a)、(b))。
當藉由第1比較器20產生高位準的脈衝電壓Von時，電晶體33暫時呈導通狀態，將計時器用電容器32的端子間電壓予以重置，之後，藉由來自定電流產生電路31的定電流，將計時器用電容器32慢慢充電。當計時器用電容器32的端子間電壓到達輸出電壓Vout時，藉由第2比較器40產生高位準的脈衝電壓Voff(第4圖(d))，藉由SR-FF50，在切換控制訊號Ssw係由時點Tb發生關斷脈衝Poff，並且在結束時點Tb結束導通脈衝Pon的發生(第4圖(e))。如此一來，藉由驅動電路13將互補的驅動訊號予以反轉，而使切換元件11呈關斷狀態，並且使切換元件12呈導通狀態。結果，使輸出電壓Vout降低，並且線圈電流IL減少。藉由反覆以上動作，而使輸出電壓Vout穩定化。
但是，例如當環境溫度降低時，使例如切換元件11、12或電感器14等的內部電阻值降低，且內部損失降低。此時，為了彌補輸出電壓Vout的上升，關斷脈衝Poff的關斷寬度變大，而使能率(on duty)減少。另一方面，導通脈衝Pon的預定導通寬度係藉由計數器部60予以調整。
具體而言，由於切換控制訊號Ssw的切換頻率低於基準時脈Cref的頻率(第5圖(a)、(c))，因此第2計數器 62比第1計數器61先結束計數，而輸出高位準的脈衝電壓。如此一來，NAND電路64會產生低位準的脈衝電壓Vup(第5圖(b))，而使充電泵電路67中之電晶體67b暫時呈導通狀態。另一方面，NOR電路63的輸出電壓Vdown係保持低位準的狀態(第5圖(d))，而使充電泵電路67中之電晶體67a保持關斷狀態。結果，計數器用電容器68暫時予以充電，而使計數器用電容器68的端子間電壓，亦即頻率控制訊號Sf上升(第5圖(e))。
如此一來，由gm放大器38引入與頻率控制訊號Sf與基準電壓Vref2之差分電壓成正比的電流，而增加計時器用電容器32的充電電流。藉此使計時器用電容器32之端子間電壓Vt到達輸出電壓Vout的時間變短，而提前導通脈衝Pon的結束時點Tb。結果，導通脈衝Pon的導通寬度變窄，藉由Vin及Vout來決定能率(on duty)，因此關斷脈衝Poff的關斷寬度亦變窄而使切換頻率上升。如上所示，計數器部60係以使切換頻率接近基準時脈Cref之頻率的方式進行控制，因此減低切換頻率的變動。
另一方面，例如當環境溫度上升時，會使例如切換元件11、12或電感器14等的內部電阻值增加，且內部損失增加。此時，為了彌補輸出電壓Vout的降低，使關斷脈衝Poff的關斷寬度變窄，而使能率(on duty)增加。另一方面，導通脈衝Pon之預定導通寬度係藉由計數器部60予以調整。
具體而言，由於切換控制訊號Ssw的切換頻率高於基 準時脈Cref的頻率，因此第1計數器61比第2計數器62先結束計數，而輸出高位準的脈衝電壓。如此一來，NOR電路63會產生高位準的脈衝電壓Vdown，而使充電泵電路67中之電晶體67a暫時呈導通狀態。另一方面，NAND電路64的輸出電壓Vup係保持高位準的狀態，而使充電泵電路67中之電晶體67b保持關斷狀態。結果，計數器用電容器68暫時予以放電，而使計數器用電容器68的端子間電壓，亦即頻率控制訊號Sf降低。
如此一來，由gm放大器38輸出與頻率控制訊號Sf與基準電壓Vref2之差分電壓成正比的電流，而減少計時器用電容器32的充電電流。藉此使計時器用電容器32之端子間電壓Vt到達輸出電壓Vout的時間變長，而延後導通脈衝Pon的結束時點Tb。結果，導通脈衝Pon的導通寬度變寬，藉由Vin及Vout來決定能率(on duty)，因此關斷脈衝Poff的關斷寬度亦變寬而使切換頻率減少。如上所示，計數器部60係以使切換頻率接近基準時脈Cref之頻率的方式進行控制，因此減低切換頻率的變動。
如上所示，根據第1實施形態之比較器方式直流對直流轉換器1，可在不會損及對於負載電流急遽增加的響應特性的情形下，降低因起因於環境溫度變動等所引起之轉換損失變動、輸出入電壓變動、輸出電流變動所產生的切換頻率變動。結果，可減低輸出電壓之漣波(ripple)的變動，且可防止PU等後段電路的錯誤動作。此外，不需要跨及寬頻的EMI對策，而可輕易且廉價地進行EMI對 策。
此外，根據第1實施形態之比較器方式直流對直流轉換器1，可利用NOR電路、NAND電路及反相器來構成計數器部60的邏輯運算電路，因此可進行高速動作。
此外，第1實施形態之比較器方式直流對直流轉換器1之計數器部60係對於跨及基準時脈Cref之預定期間(例如基準時脈之周期的數百至數千計數期間)的脈衝進行計數。換言之，計數器部60係對於基準時脈Cref之平均頻率進行感測。因此，如第6圖所示，即使在輸入基準時脈Cref含有較大抖動(jitter)的情形下，根據第1實施形態之比較器方式直流對直流轉換器1，切換控制訊號Ssw並不會受到基準時脈Cref之抖動的影響，而亦可減低切換頻率的變動。
(第2實施形態)
接著說明本發明第2實施形態之比較器方式直流對直流(DC-DC)轉換器1A。比較器方式直流對直流轉換器1A係以分別配置計時器部30A及計數器部60A來替代比較器方式直流對直流轉換器1中的計數器部30及計數器部60的構成而與第1實施形態不同。比較器方式直流對直流轉換器1A之其他構成係與比較器方式直流對直流轉換器1相同。
第7圖係顯示本發明第2實施形態之計數器部60A的電路圖。第7圖所示計數器部60A與第1實施形態不 同之處在於其為數位電路。具體而言，計數器部60A係以具備上/下數計數器(Up/Down Counter)68A來替代NOR電路63、NAND電路64、充電泵電路67及計數器用電容器68的構成而與第1實施形態不同。計數器部60A之其他構成係與計數器部60相同。
上/下數計數器68A係接收來自第1計數器61的脈衝電壓及來自第2計數器62的脈衝電壓，來增減計數值。上/下數計數器68A係將4位元的數位頻率控制訊號Sf輸出至計時器部30A。
第8圖係顯示本發明第2實施形態之計時器部30A的電路圖。第8圖所示計時器部30A係以除了計時器部30以外，另外具備數位/類比轉換部(以下稱為DAC)39的構成而與第1實施形態不同。計時器部30A之其他構成係與計時器部30相同。
DAC39係將來自上/下數計數器68A的4位元數位頻率控制訊號Sf轉換成類比訊號。DAC39的輸出端子係連接於gm放大器38之一方的輸入端子。
第2實施形態之比較器方式直流對直流轉換器1A亦可獲得與第1實施形態相同的優點。
(第3實施形態)
接著說明本發明第3實施形態之比較器方式直流對直流(DC-DC)轉換器1B。比較器方式直流對直流轉換器1B係以具備計時器部30B來替代比較器方式直流對直流 轉換器1A中的計時器部30A的構成而與第2實施形態不同。比較器方式直流對直流轉換器1B之其他構成係與比較器方式直流對直流轉換器1A相同。
第9圖係顯示本發明第3實施形態之計時器部30B的電路圖。第9圖所示計時器部30B係以具備可變電阻部36A來替代計時器部30A中之電阻36、gm放大器38及DAC39的構成而與第2實施形態不同。計時器部30B之其他構成係與計時器部30A相同。
可變電阻部36A係由電阻元件及切換元件所構成，按照來自上/下數計數器68A之4位元的數位頻率控制訊號Sf來控制切換元件，藉此改變電阻值，而可控制電壓隨耦器及電流鏡電路的電流。
第3實施形態之比較器方式直流對直流轉換器1B亦可獲得與第1實施形態相同的優點。
此外，根據第3實施形態之比較器方式直流對直流轉換器1B，即使在輕負載模式時，亦可藉由停止上/下數計數器68A，而輕易防止導通脈衝的導通寬度極端變短。
其中，本發明係可進行各種變形，而非限定於上述之實施形態。
在本實施形態中，計時器部30係用以控制導通時間寬度Pon者，但亦可為控制關斷時間寬度Poff者。此時，在驅動電路13中，當切換控制訊號Ssw為高位準時，產生使切換元件11呈關斷狀態，並且使切換元件12呈導通狀態之互補的驅動訊號。
此外，改變切換控制訊號Ssw中之導通脈衝Pon之導通寬度的方法係可考慮各種態樣，而不限於本實施形態。例如，可藉由改變電壓隨耦器35中之電晶體35b的參數，而改變計時器用電容器32之充電電流，亦可藉由改變電流鏡電路37中之電晶體37a、37b的參數，而改變計時器用電容器32的充電電流，亦可藉由改變輸入電壓分割電路34中的分割比，而改變計時器用電容器32的充電電流。
此外，在本實施形態中，計數器部60中之基準時脈Cref的頻率係與切換控制訊號Ssw的頻率相同，但是基準時脈Cref的頻率與切換控制訊號Ssw的頻率的比可為N:M(M及N為自然數)。此時，計數器部60係以使切換控制訊號Ssw的計數值與基準時脈Cref的計數值的比為M:N的方式，調整切換控制訊號中的導通脈衝的預定導通寬度。尤其，如第10圖所示，最好基準時脈Cref的頻率低於切換控制訊號Ssw的頻率。據此可減低消耗電流。
其中，比較器部係將電壓轉換部100之輸出電壓與基準電壓進行比較，而決定控制訊號中之導通脈衝之預定導通寬度或關斷脈衝的關斷寬度。
此外，在本實施形態中，第1計數器61係僅對切換控制訊號Ssw中的導通脈衝進行計數，但是亦可對切換控制訊號Ssw中之導通脈衝及關斷脈衝中至少任一者進行計數。
此外，在本實施形態中，係在第2比較器之負輸入端子被輸入有輸出電壓Vout，但是亦可在第2比較器之負輸入端子被輸入某基準電壓。
此外，在本實施形態中，電壓轉換部100係使用2個切換元件11、12的同步整流電路，但是亦可使用二極體來替代切換元件12。
此外，在本實施形態中，係使用n型MOSFET作為電壓轉換部100中的切換元件11，但是亦可使用P型MOSFET。再者，在本實施形態中的切換元件或電晶體係可適用FET或雙極電晶體等各種電晶體。
1、1A、1B‧‧‧比較器方式直流對直流轉換器
2‧‧‧輸入端子
3‧‧‧輸出端子
5‧‧‧GND
11、12‧‧‧切換元件
13‧‧‧驅動電路
14‧‧‧電感器
15‧‧‧電容器
20‧‧‧第1比較器(比較器部)
30、30A、30B‧‧‧計時器部
31‧‧‧定電流產生電路(定電流源)
32‧‧‧計時器用電容器
33‧‧‧電晶體
34‧‧‧輸入電壓分割電路
34a、34b‧‧‧電阻元件
35‧‧‧電壓隨耦器
35a‧‧‧誤差放大器
35b‧‧‧電晶體
36‧‧‧電阻元件
36A‧‧‧可變電阻部
37‧‧‧電流鏡電路
37a、37b、67a、67b‧‧‧電晶體
38‧‧‧gm放大器
39‧‧‧數位/類比轉換部(DAC)
40‧‧‧第2比較器(比較器部)
50‧‧‧SR-FF
60、60A‧‧‧計數器部
61‧‧‧第1計數器
62‧‧‧第2計數器
63‧‧‧NOR電路
64‧‧‧NAND電路
65、66‧‧‧反相器
67‧‧‧充電泵電路
67c、67d‧‧‧定電流源
68‧‧‧計數器用電容器
68A‧‧‧上/下數計數器
100‧‧‧電壓轉換部
200‧‧‧控制部
Cref‧‧‧基準時脈
IL‧‧‧線圈電流
Poff‧‧‧關斷脈衝
Pon‧‧‧導通脈衝
Sf‧‧‧頻率控制訊號
Ssw‧‧‧切換控制訊號
Ta、Tb‧‧‧時點
Vdown‧‧‧輸出電壓
Vin‧‧‧輸入電壓
Voff‧‧‧輸出電壓
Von‧‧‧輸出電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
Vref‧‧‧基準電壓(基準電位)
Vref2‧‧‧基準電壓
Vt‧‧‧端子間電壓
Vup‧‧‧輸出電壓
第1圖係顯示本發明第1實施形態之比較器方式直流對直流(DC-DC)轉換器之電路圖。
第2圖係顯示第1圖中之計時器部的電路圖。
第3圖係顯示第1圖中之計數器部60的電路圖。
第4圖係顯示第1圖所示比較器方式直流對直流轉換器中之各訊號波形的時序圖。
第5圖係顯示第3圖所示計數器部中之各訊號波形的時序圖。
第6圖係顯示第4圖中在基準時脈發生抖動時之各訊號波形之時序圖。
第7圖係顯示本發明第2實施形態之計數器部的電路圖。
第8圖係顯示本發明第2實施形態之計時器部的電路圖。
第9圖係顯示本發明第3實施形態之計時器部的電路圖。
第10圖係顯示第4圖中基準時脈的頻率低於切換控制訊號之頻率時之各訊號波形之時序圖。
1‧‧‧比較器方式直流對直流轉換器
2‧‧‧輸入端子
3‧‧‧輸出端子
5‧‧‧GND
11、12‧‧‧切換元件
13‧‧‧驅動電路
14‧‧‧電感器
15‧‧‧電容器
20‧‧‧第1比較器(比較器部)
30‧‧‧計時器部
31‧‧‧定電流產牛電路(定電流源)
32‧‧‧計時器用電容器
33‧‧‧電晶體
40‧‧‧第2比較器(比較器部)
50‧‧‧SR-FF
60‧‧‧計數器部
100‧‧‧電壓轉換部
200‧‧‧控制部
Cref‧‧‧基準時脈
Sf‧‧‧頻率控制訊號
Ssw‧‧‧切換控制訊號
Vin‧‧‧輸入電壓
Voff‧‧‧輸出電壓
Von‧‧‧輸出電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
Vref‧‧‧基準電壓(基準電位)

Claims (5)

  1. 一種比較器方式直流對直流轉換器，係具備：具有切換元件，按照控制訊號來控制該切換元件，藉此產生已將輸入電壓予以電壓轉換的輸出電壓的電壓轉換部；以及產生用以將前述電壓轉換部之前述輸出電壓穩定化的前述控制訊號的控制部，前述控制部係具有：將前述電壓轉換部之前述輸出電壓與基準電壓相比較，決定前述控制訊號中之導通脈衝之預定導通寬度或關斷脈衝之關斷寬度的比較器部；以及當M及N為自然數時，在包含基準時脈的複數脈衝的預定期間內，對前述控制訊號中之前述導通脈衝及關斷脈衝中至少任一者的數量進行計數，並且對前述基準時脈的數量進行計數，且以使表示前述控制訊號中之前述導通脈衝及前述關斷脈衝中至少任一者的數量的計數值、與表示前述基準時脈的數量的計數值的比為M：N的方式，使調整前述預定導通寬度的頻率控制訊號的類比位準或數位值改變的計數器部，前述控制訊號的計數值係前述控制訊號中之前述脈衝的數量，前述基準時脈的計數值係前述基準時脈中之前述脈衝 的數量。
  2. 如申請專利範圍第1項之比較器方式直流對直流轉換器，其中，前述比較器部係具有：檢測出前述電壓轉換部之前述輸出電壓小於基準電壓，且將該檢測時點決定為前述導通脈衝之開始時點的第1比較器；以及檢測出已由前述導通脈衝的開始時點經過預定時間，且將該檢測時點決定為前述導通脈衝之結束時點的第2比較器，前述計數器部係藉由調整前述預定時間來調整前述預定的導通寬度。
  3. 如申請專利範圍第2項之比較器方式直流對直流轉換器，其中，前述控制部係另外具有：包含連接於定電流源的計時器用電容器，且由前述導通脈衝的開始時點開始該計時器用電容器之充電的計時器部，前述第2比較器係藉由檢測出前述計時器部中之前述計時器用電容器之電壓為預定電壓以上，而檢測出已由前述導通脈衝之開始時點經過預定時間，前述計數器部係藉由調整前述計時器部中之前述計時器用電容器的充電電流，來調整前述預定時間。
  4. 如申請專利範圍第3項之比較器方式直流對直流轉換器，其中，前述計數器部係具有：對前述控制訊號中之前述導通脈衝及前述關斷脈衝中之至少任一者進行計數，當該計數值為預定值時，即產生 脈衝訊號的第1計數器；對前述基準時脈進行計數，當該計數值為預定值時，即產生脈衝訊號的第2計數器；接收來自前述第1計數器之脈衝訊號及來自前述第2計數器之脈衝訊號的NAND電路；接收來自前述第1計數器之脈衝訊號及來自前述第2計數器之脈衝訊號的NOR電路；按照來自前述NAND電路之輸出訊號供給充電電流，且按照來自前述NOR電路的輸出訊號引入放電電流的充電泵電路；以及連接於前述充電泵電路的計數器用電容器，按照前述計數器用電容器之端子間電壓，來調整前述計時器用電容器的充電電流。
  5. 如申請專利範圍第3項之比較器方式直流對直流轉換器，其中，前述計數器部係具有：對前述控制訊號中之前述導通脈衝及前述關斷脈衝中之至少任一者進行計數，當該計數值為預定值時，即產生脈衝訊號的第1計數器；對前述基準時脈進行計數，當該計數值為預定值時，即產生脈衝訊號的第2計數器；以及連接於前述第1計數器之輸出端子及前述第2計數器之輸出端子的上/下數計數器，按照前述上/下數計數器的輸出訊號，調整前述計時器用電容器的充電電流。
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