IT202200000017A1 - Dispositivo regolatore di tensione - Google Patents
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Description
DESCRIZIONE dell?invenzione industriale dal titolo:
?Dispositivo regolatore di tensione?
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione ? relativa ai dispositivi regolatori di tensione, per esempio ai modi per controllare la regolazione di tensione in tali dispositivi.
Una o pi? forme di attuazione possono essere applicate, per es., alle unit? di visualizzazione AMOLED.
Sfondo
I convertitori di alimentazione DC-DC di commutazione (?switching?) sono usati in una variet? di sistemi elettronici. Per esempio, i convertitori DC-DC possono essere usati per fornire un livello di tensione di alimentazione a un?unit? di visualizzazione AMOLED convertendo un livello di tensione con alimentazione da batteria a un livello di tensione di uscita (positiva) regolata.
Sono usati tradizionalmente vari tipi di convertitori elettronici, come i convertitori ?buck?, per esempio. Questi tipi di convertitori sono ben noti alla persona esperta nel ramo, come evidenziato, per es., dalla nota applicativa AN513/0393 ?Topologies for Switched Mode Power Supplies?, 1999, STMicroelectronics.
I convertitori DC-DC, come i convertitori di tipo buck, possono essere usati in una variet? di applicazioni.
Un?implementazione tradizionale di un circuito convertitore (indicato correntemente come ?basato sul tempo? - ?time-based?) comprende:
un oscillatore controllato (in tensione o in corrente) per effettuare un?integrazione nel dominio di fase;
linee di ritardo che forniscono un?azione proporzionale/derivativa.
A seconda dell?applicazione, al fine di fornire livelli di prestazioni e di efficienza adeguati, un circuito convertitore DC-DC basato sul tempo dovrebbe lavorare desiderabilmente in differenti modalit? (per es., modalit? a conduzione continua ? CCM ?Continuous-Conduction Mode?, modalit? a conduzione discontinua ? DCM ?Discontinuous-Conduction Mode?, modalit? asincrona, modalit? sincrona, ecc.) e dovrebbe potere funzionare in modo affidabile in differenti scenari. In tali condizioni, il progetto di un convertitore DC-DC basato sul tempo atto a fornire un?efficienza elevata e a funzionare attraverso un ampio intervallo di correnti di carico e di tensioni di ingresso/uscita ? un compito piuttosto complesso.
Per esempio, il funzionamento in DCM pu? comportare un duty-cycle abbastanza breve da forzare il convertitore DC-DC a ?saltare? alcuni cicli per mantenere la regolazione. Come risultato, la tensione di uscita presenta un maggiore ripple. Questo ripple, a sua volta, ? difficile da gestire, poich? ? dovuto a un comportamento in gran parte imprevedibile del convertitore, influenzato da una variet? di fattori operativi.
Il termine ?modalit? con salti? (?skip-mode?) si riferisce a un funzionamento non PWM in cui la regolazione dell?uscita ? effettuata cambiando la frequenza di commutazione invece di modulare il duty-cycle.
Un caso particolare di funzionamento in modalit? con salti ? la PFM (modulazione di frequenza di impulso - ?Pulse Frequency Modulation?), detta anche ?funzionamento a impulso singolo? (?single-pulse-operation?), in cui la frequenza del convertitore ? modulata secondo il carico di uscita (per es., quanto pi? il carico ? basso, tanto pi? l?attivit? di commutazione ? bassa).
Soluzioni esistenti sono discusse, per es., nel documento
"A 10-MHz 2?800-mA 0.5?1.5-V 90% Peak Efficiency Time-Based Buck Converter with Seamless Transition Between PWM/PFM Modes," in IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 53, n. 3, pagg. 814-824, marzo 2018, doi: 10.1109/JSSC.2017.2776298. Qui, il funzionamento a modulazione di frequenza di impulso (PFM), che ? usato comunemente per migliorare l?efficienza a carico leggero (?light load?) nei controllori a modalit? di tensione (?voltage-mode?), ? esteso ai controllori basati sul tempo implementando convertitori DC-DC basati su modulazione a larghezza di impulso (PWM, ?Pulse Width Modulation?) ad ampia larghezza di banda. Al fine di mantenere una efficienza elevata perfino in presenza di variazioni di carico dinamico, il documento discute tecniche per effettuare una commutazione tra le modalit? PWM/PFM.
Queste soluzioni esistenti presentano uno o pi? dei seguenti inconvenienti:
grandi perdite di commutazione che si verificano a frequenze di commutazione elevate degradano l?efficienza in condizioni di carico leggero,
possono essere coinvolti segnali di clock con valori di frequenza che possono essere difficili da generare/gestire in dispositivi DC-DC, per es., circa 100 MHz (1 MHz = 1 Megahertz = 10<6 >Hz);
la possibile presenza di un sensore di corrente di carico e di un convertitore analogico/digitale ADC (?Analogto-Digital Converter?) introduce una circuiteria e una complessit? aggiuntiva indesiderata;
nuclei (?core?) di propriet? intellettuale (in breve, IP - ?Intellectual Property?) complessi possono aumentare l?area di semiconduttore, in particolare nel caso di una circuiteria che ? robusta rispetto alle variazioni di processo, ai disadattamenti e a differenti condizioni operative;
le transizioni tra le modalit? PFM e PWM possono comportare eventi digitali che possono essere complessi da compensare;
non si tiene conto adeguatamente della possibilit? che possa verificarsi un comportamento di salto naturale non solo a un carico leggero, ma anche a un carico moderato (quando la tensione di punto di regolazione (?setpoint?) di uscita ? vicino alla tensione di ingresso, per esempio); pu? essere coinvolta una tabella di ricerca (LUT, ?Look-Up Table?) precalcolata: questa ? una soluzione precalcolata ad anello aperto valida per casi specifici, che ? difficile da gestire e difficilmente pratica per un?ampia variet? di condizioni operative, e
varie implementazioni sono difficilmente compatibili con applicazioni industriali a volumi elevati.
Scopo e sintesi
Uno scopo di una o pi? forme di attuazione ? di contribuire a superare gli inconvenienti summenzionati.
Secondo una o pi? forme di attuazione, tale scopo pu? essere raggiunto per mezzo di un dispositivo avente le caratteristiche esposte nelle rivendicazioni che seguono.
Un regolatore di tensione pu? essere un esempio di un tale dispositivo.
Una o pi? forme di attuazione possono essere relative a un corrispondente sistema.
Una o pi? forme di attuazione possono essere relative a un corrispondente procedimento.
Le rivendicazioni sono parte integrante dell?insegnamento tecnico qui fornito con riferimento alle forme di attuazione.
Una o pi? forme di attuazione sfruttano una tensione di uscita di un amplificatore di errore come sorgente di informazioni circa il duty-cycle.
Una o pi? forme di attuazione facilitano un basso consumo di corrente a riposo e un?efficienza elevata del convertitore su un?ampia gamma di correnti di carico.
In una o pi? forme di attuazione, il fatto di monitorare la tensione di uscita di un amplificatore (di errore) con un comparatore facilita la selezione di una modalit? con salti in risposta al fatto che il duty-cycle non riesce a raggiungere una certa soglia.
Una o pi? forme di attuazione facilitano il fatto di fornire un procedimento robusto per implementare una modalit? con salti (forzata) nei convertitori DC-DC basati sul tempo, conducendo a un loro comportamento deterministico e controllato.
In una o pi? forme di attuazione, il ripple della tensione di uscita ? funzione di una soglia impostata per un comparatore di salto (per es., quanto pi? l?isteresi del comparatore di salto ? piccola, tanto pi? ? piccolo il ripple in uscita).
In una o pi? forme di attuazione, un?attivit? di commutazione del convertitore ? automaticamente ridotta e adattata in risposta alla corrente di carico.
Una o pi? forme di attuazione possono facilitare, per esempio:
un?equalizzazione della corrente di picco della bobina in modo tale che sia fornita una carica costante all?uscita entro un singolo ciclo durante il funzionamento in modalit? a salti forzata,
una regolazione fine di una frequenza di salto, che conduce potenzialmente a suoi valori pi? elevati rispetto alle soluzioni tradizionali,
una riduzione del valore di soglia della corrente di carico in cui il DC-DC basato sul tempo entra nella modalit? con salti forzata, e
la fornitura di una transizione regolare tra le modalit? di funzionamento, per es., modalit? PWM e con salti, che ? priva di brusche variazioni o di gradini o di tipo digitale.
Una o pi? forme di attuazione presentano uno o pi? dei seguenti vantaggi:
una complessit? ridotta, per es., grazie all?assenza di componenti dell?ADC e del sensore di corrente,
la possibilit? di funzionare con una velocit? di clock ridotta, grazie a un valore minimo costante di un intervallo di tempo in cui uno switch di potenza ? in un primo stato di ON,
una maggiore flessibilit?, grazie a una compensazione dinamica del rapporto tra le tensioni di ingresso/uscita per mantenere un valore di corrente di picco costante in un carico induttivo,
una transizione inerentemente priva di interruzioni tra il funzionamento in modalit? PWM e con salti,
una complessit? del sistema e un ingombro di area ridotti.
Breve descrizione delle varie viste dei disegni
Una o pi? forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento alle Figure annesse, nelle quali:
la Figura 1 ? un diagramma esemplificativo di un circuito convertitore,
la Figura 2 ? un diagramma esemplificativo di un?evoluzione nel tempo di segnali del circuito esemplificato nella Figura 1,
la Figura 3 ? un diagramma esemplificativo di un circuito convertitore secondo la presente descrizione, la Figura 4 ? un diagramma esemplificativo di un circuito contatore secondo la presente descrizione,
la Figura 5 ? un diagramma esemplificativo di un?evoluzione nel tempo di alcuni segnali del circuito esemplificato nelle Figure 3 e 4,
la Figura 6 ? un diagramma a stati di un procedimento secondo la presente descrizione,
la Figura 7 ? un diagramma esemplificativo di un?evoluzione nel tempo di segnali del circuito esemplificato nella Figura 3,
la Figura 8 ? una vista ingrandita di una porzione del diagramma della Figura 7.
Le figure sono disegnate per illustrare chiaramente gli aspetti rilevanti delle forme di attuazione e non sono disegnate necessariamente in scala.
I bordi delle caratteristiche disegnate nelle figure non indicano necessariamente i termini di estensione della caratteristica.
Descrizione dettagliata di esempi di forme di attuazione
Nella descrizione che segue, sono illustrati uno o pi? dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita di esempi di forme di attuazione di questa descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o pi? dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo tale che certi aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari.
Un riferimento a ?una forma di attuazione? nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione ? compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come ?in una forma di attuazione? che possono essere presenti in uno o pi? punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione.
Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o pi? forme di attuazione.
In tutte le figure qui annesse, le parti o gli elementi simili sono indicati con riferimenti/numeri simili e una descrizione corrispondente non sar? ripetuta per brevit?.
Per semplicit?, nella descrizione dettagliata che segue uno stesso simbolo di riferimento pu? essere usato per indicare sia un nodo/linea in un circuito sia un segnale che pu? presentarsi a quel nodo o quella linea.
I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono l?ambito di protezione o l?ambito delle forme di attuazione.
Le Figure 1 e 2 mostrano un tradizionale convertitore o regolatore di tensione DC-DC 10 (per es., avente una topologia buck) ed esempi di forme d?onda di segnale di rispettivi segnali di controllo (per es., in funzionamento in stato a regime), per esempio.
Per semplicit?, una o pi? forme di attuazione sono discusse in seguito principalmente rispetto a un regolatore di tensione avente una topologia buck. Si noti che questa topologia ? puramente esemplificativa e non ? in alcun modo limitativa. Una o pi? forme di attuazione possono essere applicate nozionalmente a una qualsiasi topologia di circuito regolatore di tensione.
Come esemplificato nella Figura 1, il regolatore di tensione 10 comprende:
una coppia di transistori di commutazione complementari MP, MN comprendente un primo transistore di commutazione MP e un secondo transistore di commutazione MN che condividono un nodo intermedio LX comune tra loro,
una rete reattiva L, CO accoppiata tra il nodo di commutazione LX e la massa GND, la rete reattiva L, CO comprendente una configurazione serie di un componente induttivo L e di un componente capacitivo CO con un nodo di uscita (intermedio) VO, il nodo di uscita VO essendo configurato per fornire una tensione di uscita regolata VO quando accoppiato a un carico ZL.
Come esemplificato nella Figura 1, il primo transistore di commutazione MP ha un primo nodo del transistore VIN accoppiato a un livello di alimentazione (per es., in tensione) fornito da una sorgente di alimentazione PS (per es., una batteria), un secondo nodo del transistore al nodo intermedio LX, e un nodo di controllo configurato per ricevere un primo segnale di pilotaggio (per es., DPWM) dal primo dispositivo di pilotaggio nell?insieme di dispositivi di pilotaggio 100, il primo transistore MP avente un percorso di corrente tra il primo nodo del transistore VIN e il nodo intermedio LX configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il primo segnale di pilotaggio ricevuto nel nodo di controllo ha un primo valore.
Come esemplificato nella Figura 1, il secondo transistore di commutazione MN ha un rispettivo primo nodo del transistore accoppiato a massa, un rispettivo secondo nodo del transistore nel nodo intermedio LX, e un nodo di controllo configurato per ricevere un secondo segnale di pilotaggio (per es., opposto al primo segnale di pilotaggio DPWM) dal secondo dispositivo di pilotaggio nell?insieme di dispositivi di pilotaggio 100, il secondo transistore MN avente un percorso di corrente tra il rispettivo primo nodo del transistore VIN e il nodo intermedio LX configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il secondo segnale di pilotaggio ricevuto nel nodo di controllo ha un primo valore.
Come discusso in seguito, i transistori di commutazione MP, MN sono portati ripetutamente a on e a off a una frequenza di commutazione fs elevata mediante una circuiteria di controllo 11.
Come esemplificato nella Figura 1, il circuito 10 comprende una circuiteria di controllo 11 accoppiata al nodo di uscita VO e ai nodi di controllo del primo MP e del secondo MN transistore di commutazione per fornire a essi il segnale di controllo modulato a larghezza di impulso (in breve, PWM) DPWM in base a un confronto tra il segnale di uscita VO e una tensione di riferimento VR.
Come esemplificato nelle Figure 1 e 2, il segnale di controllo DPWM ? indicativo di una frequenza e di un duty cycle per pilotare la commutazione dei transistori di commutazione MP, MN. Per esempio, in base alla forma d?onda PWM DPWM, un insieme di dispositivi di pilotaggio 100 genera due segnali di controllo di pilotaggio di gate per controllare gli stati di on/off di switch complementari di potenza MP, MN, come esemplificato nella Figura 1, in cui l?insieme di dispositivi di pilotaggio 100 comprende un primo dispositivo di pilotaggio configurato per essere accoppiato al nodo di controllo del primo transistore MP per fornire a esso il primo segnale di pilotaggio (per es., TON) e un secondo dispositivo di pilotaggio configurato per essere accoppiato al nodo di controllo del secondo transistore MN per fornire a esso il secondo segnale di pilotaggio (per es., opposto al primo segnale di pilotaggio TON).
Preferibilmente, la circuiteria di controllo 11 ? del tipo indicato correntemente come una circuiteria di controllo ?basata sul tempo?, nota di per s?, cosicch? una discussione dettagliata dei vari componenti non viene ripetuta qui per brevit?.
In breve, oscillatori controllati in corrente (CCO, ?Current-Controlled Oscillator?) 16, 18 forniscono un controllo integrale, linee di ritardo controllate in corrente (CCDL, ?Current-Controlled Delay Line?) 17, 19 congiuntamente a un filtro RC CD, RD implementano un controllo derivativo proporzionale (noto di per s?), e un rilevatore di fase 20 effettua un confronto della fase dei segnali forniti in uscita dalle CCDL 17, 19 per generare il segnale di duty cycle DPWM.
Il tradizionale controllore 11 esemplificato nella Figura 1 ? difficilmente compatibile con un cosiddetto funzionamento in ?modalit? con salti? (?skip-mode?), per esempio quando il carico ZL ? assente. In un tale scenario, le non idealit? della tradizionale circuiteria di controllo 10 possono diventare dominanti e possono condurre a un ripple potenzialmente non vincolato sulla tensione di uscita VO.
Come esemplificato nella Figura 3, un controllore 30 configurato per pilotare i transistori di commutazione MP, MN nella modalit? con salti comprende:
una circuiteria di rilevamento (?sensing?) R1, R2 come, per esempio, un divisore di tensione R1, R2 accoppiato al nodo di uscita VO del regolatore 10 per rilevare il segnale di uscita VO proveniente da esso, la circuiteria di rilevamento fornendo un segnale di retroazione VFB come risultato di un rilevamento del segnale di uscita VO,
un comparatore di salto 32 avente un primo nodo di ingresso (per es., invertente) 320 e un secondo nodo di ingresso (per es., non invertente) 322 e un nodo di uscita 324, il comparatore 32 configurato per ricevere il segnale di retroazione VFB e per confrontarlo con un livello di soglia VT (per es., corrispondente a una tensione di uscita di punto di regolazione per il regolatore, fornito da un selettore di soglia 33, per es., comprendente degli switch SP, SN alternativi configurati per selezionare uno tra un livello di soglia positivo VP e un livello di soglia negativo VN, come discusso in seguito, il comparatore 32 configurato per fornire un segnale di confronto C avente un primo valore (per es., ?0?) in risposta al fatto che il segnale di retroazione VFB raggiunge o supera il livello di soglia VT e un secondo valore (per es., ?1?) in risposta al fatto che il segnale di retroazione VFB non riesce a raggiungere il livello di soglia VT,
un blocco circuitale di OR logico 34 accoppiato al nodo di uscita 324 del comparatore di salto 32 per ricevere il segnale di confronto C da esso come un primo ingresso e un segnale di forzatura DFS come un secondo ingresso, il blocco di OR logico 34 configurato per fornire un segnale di salto NS avente un valore (per es., ?0?) uguale a quello del segnale di confronto C in risposta al fatto che il segnale di forzatura DFS ha un secondo valore (per es., ?0?), il segnale di salto NS avendo un primo valore (per es., ?1?) in qualsiasi altro caso,
una macchina a stati finiti 36 (in breve, FSM - ?Finite State Machine?) accoppiata al blocco circuitale di OR logico 34 per ricevere il segnale di salto NS da esso e accoppiata al primo MP e al secondo MN transistore di commutazione (per es., direttamente o mediante dispositivi di pilotaggio 100) per fornire a essi rispettivi segnali di pilotaggio complementari, i segnali di pilotaggio essendo prodotti in base al segnale di salto NS e a un insieme di segnali operativi ET, DPWM, RST, DFS come discusso in seguito,
un contatore 40 configurato per produrre un segnale di terminazione ET nell?insieme di segnali operativi DPWM, RST, DFS, come discusso in seguito.
Come qui esemplificato, un dispositivo comprende: un nodo di alimentazione configurato per essere accoppiato a una sorgente di energia elettrica per ricevere una tensione di alimentazione VIN,
un nodo di uscita configurato per essere accoppiato a un carico CO, ZL per fornire a esso una tensione di uscita regolata VO in base alla tensione di alimentazione VIN, uno stadio di commutazione MP, MN, L intermedio tra il nodo di alimentazione e il nodo di uscita, lo stadio di commutazione comprendente almeno un transistore di commutazione MP, MN avente un nodo di controllo configurato per ricevere un segnale di pilotaggio DPWM, TON, l?almeno un transistore di commutazione avente un percorso di flusso di corrente attraverso di esso configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio ha un primo valore e non conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio ha un secondo valore, e
un circuito di controllo 30 accoppiato allo stadio di commutazione per controllare una sua attivit? di commutazione, in cui il circuito di controllo 30 comprende:
una circuiteria di rilevamento R1, R2 accoppiata al nodo di uscita del dispositivo e configurata per rilevare una tensione di retroazione VFB indicativa della tensione di uscita regolata,
un comparatore 32 accoppiato alla circuiteria di rilevamento per ricevere la tensione di retroazione da essa, il comparatore configurato per fornire un segnale logico di confronto C avente un primo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione cade all?interno di un intervallo di confronto VP; VT e un secondo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione cade al di fuori dell?intervallo di confronto,
una circuiteria logica 34 avente un primo nodo di ingresso accoppiato al comparatore per ricevere da esso il segnale logico di confronto e un secondo nodo di ingresso configurato per ricevere un segnale logico di forzatura DFS che ammette un primo valore logico e un secondo valore logico, la circuiteria logica configurata per fornire un segnale di salto NS avente un primo valore in risposta al fatto che almeno uno tra il segnale di confronto e il segnale di forzatura ha il suo rispettivo primo valore, il segnale di salto avendo un secondo valore in risposta al fatto che il segnale di confronto e il segnale di forzatura hanno entrambi il loro rispettivo secondo valore,
un contatore 40 configurato per produrre un segnale di terminazione ET in base al segnale di forzatura DFS,
una circuiteria di elaborazione di segnale 11, 36 accoppiata alla circuiteria logica per ricevere da essa il segnale di salto e al contatore per ricevere da esso il segnale di terminazione, la circuiteria di elaborazione di segnale configurata per controllare l?attivit? di commutazione dello stadio di commutazione asserendo il segnale di pilotaggio al primo valore in funzione del segnale di salto e del segnale di terminazione.
Come esemplificato nella Figura 3, il comparatore 32 pu? essere provvisto di switch di selezione di ingresso SP, SN per implementare un comparatore a finestra avente un comportamento con isteresi per confrontare il segnale di retroazione VFB con una tra due soglie VP, VN leggermente spostate intorno al punto di regolazione di uscita desiderato (per es., VP=VT+0,2V, VN=VT-0,2V).
Come qui esemplificato, il contatore 40 pu? essere implementato come un timer analogico (per es., un contatore tempo continuo) cambiando la resistenza R e/o la capacit? C e/o la tensione di riferimento VREF, cos? da selezionare il valore di durata minima TMIN, per es., al fine di impostare un valore di corrente di picco della bobina dell?induttore L al quale il convertitore DC-DC funziona come risultato nella modalit? con salti. Per esempio, determinare il valore di durata minima TMIN comprende:
regolare dinamicamente il valore di durata minima in base a un valore di punto della regolazione VOUT per la tensione di uscita regolata VO, o
impostare la durata minima come un valore di soglia costante, per es., definito dall?utente.
Come qui esemplificato, un intervallo di tempo durante il quale il segnale di pilotaggio ? asserito al primo valore ha una durata TMIN costante.
Come esemplificato nella Figura 4, il contatore 40 ? implementato mediante un contatore analogico comprendente:
un primo transistore M1 accoppiato a un livello di tensione di uscita del punto di regolazione VOUT indicativo della tensione regolata VO nel nodo di uscita VO del convertitore e un secondo transistore M2 accoppiato al nodo di ingresso VIN mediante una resistenza R,
un condensatore CC riferito a massa accoppiato al secondo transistore M2 in un nodo del transistore (per es., il drain) D2,
un comparatore 42 avente un primo nodo di ingresso (per es., non invertente) accoppiato al nodo del transistore D2 e un secondo nodo di ingresso (per es., invertente) accoppiato a una tensione di riferimento VREF indicativa di un valore di durata minima TMIN (che pu? essere selezionato da un utente in base a una specifica applicazione), il comparatore 42 configurato per effettuare un confronto tra la tensione attraverso il condensatore CC e la tensione di riferimento VREF e per fornire un segnale di confronto C avente un primo valore (per es., ?basso? o ?0?) come risultato del fatto che la tensione attraverso il condensatore CC non riesce a raggiungere il riferimento di tensione VREF e un secondo valore (per es., ?alto? o ?1?) come risultato del fatto che una tensione attraverso il condensatore CC raggiunge o supera il riferimento di tensione VREF,
uno switch di scarica S1 accoppiato in parallelo al condensatore tra il nodo del transistore D2 e la massa, lo switch di scarica S1 configurato per essere reso conduttivo per fornire una linea di flusso di corrente per scaricare il condensatore CC in risposta al fatto che un segnale di controllo di reset RST nell?insieme di segnali di controllo ha un primo valore (per es., ?1?) e configurato per essere reso non conduttivo in risposta al fatto che un segnale di controllo di reset RST nell?insieme di segnali di controllo ha un secondo valore (per es., ?0?), e
un ulteriore blocco circuitale di OR logico 44 accoppiato al comparatore 42 per ricevere da esso il risultato del confronto e configurato per ricevere il segnale di forzatura DFS, per es., da un circuito esterno che lo fornisce a un pin dedicato.
Come qui esemplificato, un intervallo di tempo durante il quale il segnale di pilotaggio ? asserito al primo valore ha una lunghezza TMIN che ? determinata in base a una differenza tra un primo istante in cui un segnale di controllo di reset RST ha un primo fronte e un secondo istante in cui il segnale di terminazione ha un secondo fronte.
Come qui esemplificato, il contatore comprende:
un primo transistore M1 e un secondo transistore M2 aventi rispettivi nodi di controllo accoppiati tra loro, il primo transistore M1 avente un primo nodo del transistore accoppiato a un livello di tensione di punto di regolazione VOUT della tensione di uscita regolata VO e un secondo nodo del transistore accoppiato a un generatore di corrente IL riferito a massa GND, il secondo transistore M2 avente un rispettivo primo nodo del transistore accoppiato al nodo di alimentazione VIN del regolatore di tensione 10 mediante un ramo di ingresso resistivo R e un rispettivo secondo nodo del transistore D2 accoppiato al condensatore CC riferito a massa GND,
un ulteriore comparatore 42 avente un primo nodo di ingresso accoppiato al secondo nodo del transistore del secondo transistore e un secondo nodo di ingresso accoppiato a una tensione di riferimento VREF, in cui l?ulteriore comparatore ? configurato per effettuare un confronto tra una tensione attraverso il condensatore di carico CC e la tensione di riferimento VREF, fornendo un secondo segnale logico di confronto avente un primo valore logico come risultato del fatto che la tensione attraverso il condensatore CC raggiunge il riferimento di tensione e un secondo valore logico come risultato del fatto che la tensione attraverso il condensatore non riesce a raggiungere il riferimento di tensione,
un?ulteriore circuiteria logica avente un primo nodo di ingresso accoppiato all?ulteriore comparatore per ricevere il secondo segnale logico di confronto e un secondo nodo di ingresso configurato per ricevere il segnale di forzatura, l?ulteriore circuiteria logica configurata per fornire il segnale di terminazione avente un primo valore in risposta al fatto che almeno uno tra il secondo segnale di confronto e il segnale di forzatura ha il suo rispettivo primo valore, il segnale di terminazione avendo un secondo valore in risposta al fatto che il segnale di confronto e il segnale di forzatura hanno entrambi il loro rispettivo secondo valore, e
uno switch di scarica S1 riferito a massa e accoppiato in parallelo al condensatore di carico, lo switch di scarica configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che un segnale di controllo di reset ha un primo valore e configurato per essere reso non conduttivo in risposta al fatto che il segnale di controllo di reset ha un secondo valore.
Per esempio, lo switch di scarica, in risposta al fatto di essere reso conduttivo, ? configurato per fornire una linea di flusso di corrente per scaricare il condensatore CC.
Come qui esemplificato, il circuito di controllo comprende un circuito di controllo basato sul tempo 11 configurato per controllare l?attivit? di commutazione dello stadio di commutazione asserendo il segnale di pilotaggio al primo valore per un intervallo di tempo che ? funzione del segnale di salto e del segnale di terminazione.
Come qui esemplificato, lo stadio di commutazione MP, MN, L comprende: un nodo di commutazione LX intermedio tra il nodo di alimentazione VIN e il nodo di uscita VO; un primo transistore di commutazione MP avente un nodo di controllo configurato per ricevere detto segnale di pilotaggio DPWM, TON cos? come un percorso di flusso di corrente attraverso di esso tra il nodo di alimentazione e il nodo di commutazione dello stadio di commutazione, in cui il percorso di flusso di corrente attraverso detto primo transistore di commutazione ? configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio ha un primo valore e non conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio ha un secondo valore, in cui il percorso di flusso di corrente attraverso il primo transistore di commutazione fornisce una linea di flusso di corrente tra il nodo di alimentazione e il nodo di commutazione dello stadio di commutazione, e un secondo transistore di commutazione MN avente un nodo di controllo configurato per ricevere il segnale di pilotaggio cos? come un percorso di flusso di corrente attraverso di esso tra il nodo di commutazione dello stadio di commutazione e la massa GND, in cui il percorso di flusso di corrente attraverso detto secondo transistore di commutazione ? configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio ha il secondo valore e non conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio ha il primo valore, in cui il percorso di flusso di corrente attraverso il secondo transistore di commutazione fornisce una linea di flusso di corrente tra il nodo di commutazione LX e la massa GND, in cui lo stadio di commutazione ? configurato per fornire la tensione di uscita regolata VO al nodo di uscita.
Per esempio, lo stadio di commutazione MP, MN, L comprende un nodo di commutazione LX intermedio tra il nodo di alimentazione VIN e il nodo di uscita VO e almeno un elemento di accumulo di energia L, CO accoppiato al nodo di commutazione LX e al nodo di uscita VO, in cui lo stadio di commutazione MP, MN, L ? configurato per fornire la tensione di uscita regolata VO al nodo di uscita mediante l?almeno un elemento di accumulo di energia L, CO.
Come qui esemplificato, l?almeno un elemento di accumulo di energia L, CO comprende un induttore L accoppiato allo stadio di commutazione e al nodo di uscita, e un condensatore CO riferito a massa accoppiato al nodo di uscita, in cui lo stadio di commutazione ? configurato per fornire la tensione di uscita regolata VO al nodo di uscita mediante l?induttore L e il condensatore CO.
Come qui esemplificato, il segnale di controllo di reset RST pu? essere fornito dal controllore basato sul tempo 11, in maniera nota di per s?. Per esempio, il segnale di reset RST ? asserito al primo valore (per es., ?1?) quando il contatore analogico ha raggiunto il valore del minimo TON ed ? asserito a un secondo valore (per es., ?0?) nel momento del nuovo ciclo di commutazione seguente in modo tale che il contatore riparta da zero finch? non raggiunge di nuovo il minimo TON.
Come esemplificato nelle Figure da 3 a 5, il valore di durata minima TMIN pu? essere regolato dinamicamente, al fine di mantenere un valore di corrente di picco IL<PK >della corrente IL che scorre nell?induttanza L accoppiata al nodo di commutazione LX del convertitore.
Come esemplificato nelle Figure 4 e 5, per esempio: ad un primo istante di tempo T1, il segnale di reset RST ha il primo valore (per es., ?1?), cosicch? lo switch di scarica S1 ? chiuso, cortocircuitando il condensatore CC, ad un istante di tempo T2, il segnale di reset RST ha un secondo valore (per es., ?0?) cosicch? il condensatore CC ? caricato con una corrente IC=(VIN-VO)/R;
ad un istante di tempo T3, la tensione nel nodo del transistore D2 fornita in ingresso al comparatore 42 raggiunge il valore di riferimento di tensione VREF e, nel caso in cui il segnale di forzatura DFS abbia il secondo valore (per es., ?0?), il segnale di terminazione ET ? fornito in uscita con il primo valore (per es., ?1?) come risultato del confronto.
Come risultato, per esempio, la durata minima TMIN ? impostata in modo da avere una durata dell?impulso uguale all?intervallo di tempo tra un fronte di discesa del segnale di reset RST e un fronte di salita successivo del segnale di terminazione ET.
Nell?esempio di scenario di un convertitore DC-DC (per es., buck) come esemplificato nella Figura 3, nel caso in cui sia fatto funzionare in modalit? di conduzione discontinua (in breve, DCM), il valore della corrente di picco pu? essere espresso come
IL<PK>=TON*(VIN-VO)/L
dove TON ? un intervallo di tempo in cui il primo MP dei transistori di commutazione MP, MN del convertitore 10 ? nello stato di ON.
Nell?esempio di scenario esemplificato nella Figura 4, quando il convertitore 10 comprendente il contatore analogico 40 ? fatto funzionare senza un qualsiasi carico ZL accoppiato a esso, la lunghezza minima del tempo di on (?ontime?) TON del segnale di duty cycle DPWM corrisponde al valore di durata minima TMIN, cosicch? pu? essere espresso come:
min(TON)*(VIN-VO)/R=CC*VREF
Come risultato, per esempio, il valore di durata minima pu? essere espresso come un valore costante, per es.:
TMIN=(R*CC*VREF)/L
In una o pi? forme di attuazione, la FSM 36 pu? essere configurata per funzionare come esemplificato nella Figura 6.
Per esempio, misurando il segnale di duty cycle DPWM (specificamente, la durata del tempo di ON) fornito dal controllore basato sul tempo 11, il funzionamento in modalit? con salti pu? essere iniziato in risposta al fatto che la durata del tempo di ON scende al di sotto del valore di durata minima TMIN, una condizione indicata come ?violazione di soglia?. Nell?esempio di scenario considerato, come risultato della rilevazione di una tale condizione di violazione di soglia, per esempio, il comparatore 32 del circuito di controllo 30 migliorato facilita, per ciascun ciclo di commutazione, il fatto di rilevare se ? necessario farne partire uno nuovo (per es., fornendo energia alla bobina induttiva L per fornire una carica di uscita) o attendere e saltare il ciclo (per es., siccome il livello di uscita supera il punto di regolazione).
Come esemplificato nella Figura 6, in uno stato iniziale 600:
il segnale di reset RST ha il secondo valore (per es., ?0?), cosicch?, per es., il contatore 40 ? rilasciato dal suo stato di reset, e
il segnale di duty cycle DPWM ha il primo valore (per es., ?1?), cosicch?, per es., il primo transistore di commutazione M1 ? portato a on dal dispositivo di pilotaggio 100.
Come esemplificato nella Figura 6, la FSM 36 ? configurata per pilotare, alternativamente, i transistori di commutazione:
in una modalit? di funzionamento PWM 600, 610, 612, quando il carico ZL ? accoppiato al nodo di uscita VO e quando il tempo di on ? sopra il valore di durata minima TMIN, e in una modalit? con salti 600, 620, 622 quando il carico ZL ? assente o ? disaccoppiato dal nodo di uscita VO, quando il tempo di on scende sotto il valore di durata minima TMIN.
Come esemplificato nella Figura 6, nel funzionamento PWM, per esempio:
dallo stato iniziale 600, in risposta al segnale di terminazione ET, al fatto che il primo segnale di pilotaggio TON ha un secondo valore (per es., ?0?) e il segnale di reset RST ha un primo valore (per es., ?1?), la FSM 36 si muove al primo stato di modalit? PWM 610,
dal primo stato PWM 610, in risposta al fatto che il segnale di duty cycle DPWM ha il secondo valore (per es., ?0?), il primo transistore di commutazione MP ? portato a off in risposta al fatto che il primo segnale di pilotaggio TON ha il secondo valore e la FSM 36 salta al secondo stato PWM 612 in cui il segnale di reset RST mantiene il primo valore (per es., ?1?), e
dal secondo stato PWM 612, in risposta al fatto che il segnale di duty cycle DPWM ha di nuovo il primo valore (per es., ?1?), la FSM 36 salta a ritroso allo stato iniziale 600, in cui il segnale di reset RST ? asserito con il secondo valore (per es., ?0?), mentre il primo transistore di commutazione MP ? portato a on in risposta al fatto che il primo segnale di pilotaggio TON ha il primo valore (per es., ?1?).
Come esemplificato nella Figura 6, nel funzionamento in modalit? con salti, per esempio:
dallo stato iniziale 600, in risposta al fatto che il segnale di duty cycle DPWM e il segnale di terminazione ET hanno il secondo valore (per es., ?0?), il primo segnale di pilotaggio TON ha il primo valore (per es., ?1?) per un tempo uguale al valore di durata minima TMIN, mentre il segnale di reset RST mantiene il valore iniziale (per es., ?0?), cosicch? la FSM 36 si muove al primo stato di modalit? con salti 620,
dal primo stato di modalit? con salti 620, in risposta al fatto che il segnale di terminazione ET ha il primo valore (per es., ?1?), la FSM 36 si muove allo stato 622 in cui il segnale di reset RST ha il primo valore (per es., ?1?) e il segnale di tempo di on TON ha il secondo valore (per es., ?0?), cosicch? il primo transistore di commutazione MP ? portato a off (vale a dire, ? reso non conduttivo).
Per esempio, quando il segnale di duty cycle DPWM ha una durata del tempo di on sotto il valore di durata minima TMIN, il convertitore DC-DC 10 ? forzato a mantenere attivato o a on (vale a dire, reso conduttivo) il primo transistore di commutazione MP per un tempo di on che dura almeno per il valore di durata minima TMIN. In questo modo, per es., il tempo di on ? forzato a diventare esteso a un valore di durata che ? determinato dalla durata minima TMIN.
Come esemplificato nella Figura 6, ancora nel funzionamento in modalit? con salti, per esempio:
dal secondo stato di modalit? con salti 622, in risposta al fatto che sia il segnale di duty cycle DPWM impostato dal controllore basato sul tempo 11 sia il segnale di salto NS hanno il primo valore (per es., ?1?) come risultato del fatto che la tensione regolata di uscita VO ? al di sotto della soglia del punto di regolazione (opzionalmente, inferiore a VN), la FSM si muove a ritroso allo stato iniziale 600; per contro, nel caso in cui il segnale di salto NS abbia il secondo valore (per es., ?0?) come risultato del fatto che la tensione di retroazione VFB ? sopra (per es., opzionalmente, superiore a VP) la soglia VT del comparatore di salto 32, il prossimo ciclo di commutazione 600, 610, 612 ? saltato.
Per esempio, il prossimo ciclo di commutazione ? iniziato quando sia il segnale di salto NS sia il segnale DPWM dal controllore basato sul tempo 11 hanno il primo valore (per es., ?1?), per es., indipendentemente dal fatto che ci? sia attraverso il ciclo PWM 610, 612 o il ciclo di salto 620, 622.
In generale, pu? essere saltato pi? di un ciclo; in effetti, l?attivit? di commutazione ? fatta ripartire di nuovo soltanto quando il comparatore di salto 32 fornisce un riscontro (?acknowledge?) che la tensione di uscita VO ? inferiore a un livello minimo (per es., NS = 1), significando che il fatto di fornire una carica all?uscita comporta di fornire energia all?induttore L.
Come esemplificato nella Figura 7, grazie alla presenza del ciclo di salto 600, 620, 622 della FSM 36, il convertitore DC-DC basato sul tempo 10 funziona in una sorta di modo con isteresi, fornendo pacchetti (o cicli di energizzazione) di carica elettrica da un istante di tempo iniziale O e finch?, in un successivo istante di tempo K, la tensione di uscita regolata VO non supera la soglia del punto di regolazione VT.
La Figura 8 ? una vista ingrandita della porzione della Figura 7 nell?intervallo di tempo 0-K.
Come esemplificato nella Figura 8, il segnale di uscita VO ha un ripple limitato. Per esempio, la configurazione di intervallo con isteresi 33 del comparatore di salto 32 facilita il controllo del ripple di tensione.
Come esemplificato nelle Figure 7 e 8, il duty-cycle del convertitore (vale a dire, la durata durante la quale il segnale di pilotaggio TON ha il primo valore) ? fissato e maggiore del duty cycle ?naturale? del segnale PWM DPWM (per es., fornito dal controllore basato sul tempo 11).
Per semplicit?, una o pi? forme di attuazione sono discusse qui con riferimento a un funzionamento in modalit? di conduzione discontinua (DCM) del circuito convertitore 10, cosicch? un?ampiezza della corrente che scorre nel componente induttivo L non conduce a scaricare il carico ZL all?ingresso VIN, in maniera nota di per s?. Si noti che una tale modalit? di funzionamento ? puramente esemplificativa e non ? in alcun modo limitativa.
Come esemplificato nelle Figure 7 e 8, in modalit? DCM il segnale di corrente attraverso la bobina dell?induttore L ? resettato (a zero) all?inizio di ciascun ?ciclo di energizzazione? nell?intervallo di tempo O-K, cosicch?, per esempio, alla fine del ciclo di energizzazione la bobina induttiva L risulta scaricata (per es., completamente) (vale a dire, accumula zero energia).
Una o pi? forme di attuazione possono comprendere un rilevatore di passaggio per lo zero (ZCD - ?Zero-Crossing-Detector?) che facilita il fatto di impedire un?inversione della corrente (per es., che diventi negativa) attraverso la bobina L, preferibilmente in applicazioni che usano un funzionamento in DCM. Per esempio, il comparatore ZCD pu? essere configurato per rilevare quando la corrente attraverso la bobina L raggiunge lo zero e pu? essere accoppiato alla FSM 36 per fornire il secondo segnale di pilotaggio per portare a off il secondo transistore di commutazione MN nell?intervallo di tempo di passaggio per lo zero rilevato, per es., mantenendo a zero la corrente della bobina come risultato.
In alcune applicazioni che impiegano la CCM (modalit? a conduzione continua), un?inversione della corrente della bobina pu? essere tollerata, cosicch? lo ZCD pu? essere disattivato (questo ? noto come funzionamento in CCM forzata adatto per un raddrizzamento sincrono, in maniera nota di per s?).
In un esempio di scenario, il convertitore 10 pu? partire da una condizione in cui la FSM 36 ? in uno stato qualsiasi del ciclo di salto 600, 620, 622 e un?ampiezza di una corrente che scorre nel carico ZL ? trascurabile.
Nell?esempio di scenario considerato, dopo un po? di tempo, la corrente di carico ? aumentata, cosicch? la tensione regolata di uscita VO ? ?scaricata? a un ritmo pi? rapido.
Ancora nell?esempio di scenario considerato, per compensare la ?scarica? pi? veloce della tensione VO, il controllore basato sul tempo 11 produce un segnale PWM DPWM con un duty-cycle crescente, finch? questo ? cos? alto che l?impulso di TON minimo effettuato all?interno del ciclo di salto va oltre la ?inerzia? dei componenti del circuito convertitore.
In una o pi? forme di attuazione, il momento in cui una tale soglia TMIN ? superata innesca il segnale di terminazione ET a commutare al primo valore (per es., ?1?) appena prima che il segnale PWM DPWM commuti al secondo valore. Come risultato, il convertitore 10 effettua rapidamente una transizione per essere fatto funzionare secondo il ciclo PWM 600, 610, 612 della FSM 36.
In un esempio di scenario ulteriore, complementare a quello discusso in precedenza, nel caso in cui la FSM sia in uno stato qualsiasi del funzionamento in modalit? PWM 600, 610, 612, quando la corrente di carico si riduce, il controllore basato sul tempo 11 reagisce riducendo il dutycycle del segnale PWM DPWM al fine di compensare la riduzione della corrente attraverso il carico, finch? un livello di flusso di corrente nel carico ? selezionato in base alla durata minima TMIN selezionata. A questo punto, per esempio, il segnale PWM DPWM commuta dal primo valore al secondo valore, mentre il segnale di terminazione ET rimane al secondo valore.
Un sistema come qui esemplificato comprende: un dispositivo secondo la presente descrizione avente un nodo di alimentazione VIN configurato per ricevere una tensione di alimentazione VIN e un nodo di uscita VO configurato per fornire una tensione di uscita regolata VO in base alla tensione di alimentazione VIN, una batteria PS configurata per fornire la tensione di alimentazione al nodo di alimentazione del dispositivo, un carico ZL accoppiato al nodo di uscita VO del dispositivo per ricevere da esso la tensione di uscita regolata VO.
Un procedimento come qui esemplificato comprende di controllare 30 un?attivit? di commutazione di uno stadio di commutazione MP, MN, L di un dispositivo secondo la presente descrizione, in cui controllare 30 l?attivit? di commutazione comprende: rilevare una tensione di retroazione VFB indicativa di una tensione di uscita regolata VO fornita a un nodo di uscita del dispositivo in base a una tensione di alimentazione VIN ricevuta a un nodo di ingresso del dispositivo, effettuare un confronto 32 della tensione di retroazione VFB rilevata e un intervallo di confronto VP; VT, fornendo come risultato un segnale logico di confronto C avente un primo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione VFB cade all?interno dell?intervallo di confronto VP; VT e un secondo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione VFB cade al di fuori dell?intervallo di confronto VN; VT,
fornire un segnale logico di forzatura DFS che ammette un primo valore logico e un secondo valore logico e applicare un?elaborazione logica 34 al segnale logico di confronto C e al segnale logico di forzatura DFS, fornendo come risultato un segnale di salto NS avente un primo valore in risposta al fatto che almeno uno tra il segnale di confronto C e il segnale di forzatura DFS ha il suo rispettivo primo valore logico, il segnale di salto NS avendo un secondo valore in risposta al fatto che il segnale di confronto C e il segnale di forzatura DFS hanno entrambi il loro rispettivo secondo valore logico, produrre un segnale di terminazione ET in base al segnale di forzatura DFS, asserire 11, 36 il segnale di pilotaggio DPWM, TON al primo valore in funzione del segnale di salto NS e del segnale di terminazione ET.
Per il resto, si comprender? che l?intenzione non ? necessariamente di adottare le varie opzioni di implementazione individuali rappresentate a titolo di esempio in tutte le figure annesse a questa descrizione nelle stesse combinazioni rappresentate a titolo di esempio nelle figure. Una o pi? forme di attuazione possono cos? adottare queste opzioni (peraltro non obbligatorie) individualmente e/o in combinazioni differenti rispetto alla combinazione rappresentata a titolo di esempio nelle figure annesse.
Fermi restando i principi di fondo, i dettagli e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto ? stato descritto, puramente a titolo di esempio, senza uscire dall?ambito di protezione. L?ambito di protezione ? definito dalle rivendicazioni annesse.
Claims (10)
1. Dispositivo, comprendente:
un nodo di alimentazione (VIN) configurato per essere accoppiato a una sorgente di energia elettrica (PS) per ricevere una tensione di alimentazione (VIN),
un nodo di uscita (VO) configurato per essere accoppiato a un carico (ZL) per fornire a esso una tensione di uscita regolata (VO) in base alla tensione di alimentazione (VIN), uno stadio di commutazione (MP, MN, L) intermedio tra il nodo di alimentazione (VIN) e il nodo di uscita (VO), lo stadio di commutazione (MP, MN, L) comprendente almeno un transistore di commutazione (MP, MN) avente un nodo di controllo configurato per ricevere un segnale di pilotaggio (DPWM, TON), l?almeno un transistore di commutazione (MP, MN) avente un percorso di flusso di corrente attraverso di esso configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ha un primo valore e non conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ha un secondo valore, e
un circuito di controllo (30) accoppiato a detto stadio di commutazione (MP, MN, L) per controllare una sua attivit? di commutazione, in cui il circuito di controllo (30) comprende:
una circuiteria di rilevamento (R1, R2) accoppiata al nodo di uscita (VO) del dispositivo e configurata per rilevare una tensione di retroazione (VFB) indicativa di detta tensione di uscita regolata (VO),
un comparatore (32) accoppiato a detta circuiteria di rilevamento (R1, R2) per ricevere detta tensione di retroazione (VFB) da essa, il comparatore (32) configurato per fornire un segnale logico di confronto (C) avente un primo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione (VFB) cade all?interno di un intervallo di confronto (VP; VT) e un secondo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione (VFB) cade al di fuori di detto intervallo di confronto (VN, VT),
una circuiteria logica (34) avente un primo nodo di ingresso accoppiato al comparatore (32) per ricevere detto segnale logico di confronto (C) da esso e un secondo nodo di ingresso configurato per ricevere un segnale logico di forzatura (DFS) che ammette un primo valore logico e un secondo valore logico, la circuiteria logica (34) configurata per fornire un segnale di salto (NS) avente un primo valore in risposta al fatto che almeno uno tra il segnale di confronto (C) e il segnale di forzatura (DFS) ha il suo rispettivo primo valore logico, il segnale di salto (NS) avente un secondo valore in risposta al fatto che il segnale di confronto (C) e il segnale di forzatura (DFS) hanno entrambi il loro rispettivo secondo valore logico, un contatore (40) configurato per produrre un segnale di terminazione (ET) in base a detto segnale di forzatura (DFS),
una circuiteria di elaborazione di segnale (11, 36) accoppiata alla circuiteria logica (34) per ricevere da essa il segnale di salto (NS) e al contatore (40) per ricevere da esso il segnale di terminazione (ET), la circuiteria di elaborazione di segnale (11, 36) configurata per controllare detta attivit? di commutazione di detto stadio di commutazione (MP, MN, L) asserendo detto segnale di pilotaggio (DPWM, TON) a detto primo valore in funzione di detto segnale di salto (NS) e di detto segnale di terminazione (ET).
2. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui un intervallo di tempo durante il quale detto segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ? asserito a detto primo valore ha una durata (TMIN) costante.
3. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, in cui un intervallo di tempo durante il quale detto segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ? asserito a detto primo valore ha una lunghezza (TMIN) che ? determinata in base a una differenza tra un primo istante in cui un segnale di controllo di reset (RST) ha un primo fronte e un secondo istante in cui detto segnale di terminazione (ET) ha un secondo fronte.
4. Dispositivo secondo la rivendicazione 3, in cui detto contatore (40) configurato per produrre un segnale di terminazione (ET) in base a detto segnale di forzatura (DFS) comprende:
un primo transistore (M1) e un secondo transistore (M2) aventi rispettivi nodi di controllo accoppiati tra loro, il primo transistore (M1) avente un primo nodo del transistore accoppiato a un livello di tensione di punto di regolazione (VOUT) e un secondo nodo del transistore accoppiato a un generatore di corrente (IL) riferito a massa (GND), il secondo transistore (M2) avente un rispettivo primo nodo del transistore accoppiato al nodo di alimentazione (VIN) di detto dispositivo mediante un ramo di ingresso resistivo (R) e un rispettivo secondo nodo del transistore (D2) accoppiato a un condensatore (CC) riferito a massa,
un ulteriore comparatore (42) avente un primo nodo di ingresso del comparatore accoppiato al secondo nodo del transistore (D2) del secondo transistore (M2) e un secondo nodo di ingresso del comparatore accoppiato a una tensione di riferimento (VREF), in cui l?ulteriore comparatore (42) ? configurato per effettuare un confronto tra una tensione attraverso il condensatore (CC) e la tensione di riferimento (VREF), fornendo un ulteriore segnale di confronto avente un primo valore logico come risultato del fatto che la tensione attraverso il condensatore (CC) raggiunge il riferimento di tensione (VREF) e un secondo valore logico come risultato del fatto che la tensione attraverso il condensatore (CC) non riesce a raggiungere il riferimento di tensione (VREF), un?ulteriore circuiteria logica (44) avente un primo nodo di ingresso accoppiato all?ulteriore comparatore (42) per ricevere l?ulteriore segnale di confronto e un secondo nodo di ingresso configurato per ricevere il segnale di forzatura (DFS), l?ulteriore circuiteria logica (44) configurata per fornire il segnale di terminazione (ET) avente un primo valore in risposta al fatto che almeno uno tra l?ulteriore segnale di confronto e il segnale di forzatura (DFS) ha il suo rispettivo primo valore logico, il segnale di terminazione (ET) avendo un secondo valore in risposta al fatto che l?ulteriore segnale di confronto e il segnale di forzatura (DFS) hanno entrambi il loro rispettivo secondo valore logico, e
uno switch di scarica (S1) riferito a massa (GND) e accoppiato in parallelo al condensatore (CC), lo switch di scarica (S1) configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che un segnale di controllo di reset (RST) ha un primo valore e configurato per essere reso non conduttivo in risposta al fatto che detto segnale di controllo di reset (RST) ha un secondo valore, in cui lo switch di scarica (S1), in risposta al fatto di essere reso conduttivo, ? configurato per fornire una linea di flusso di corrente tra detto secondo nodo del transistore (D2) e la massa (GND).
5. Dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto circuito di controllo (30) comprende un circuito di controllo basato sul tempo (11, 36) configurato per controllare detta attivit? di commutazione di detto stadio di commutazione (MP, MN, L) asserendo detto segnale di pilotaggio (DPWM, TON) a detto primo valore in funzione di detto segnale di salto (NS) e di detto segnale di terminazione (ET).
6. Dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto stadio di commutazione (MP, MN, L) comprende:
un nodo di commutazione (LX) intermedio tra detto nodo di alimentazione (VIN) e detto nodo di uscita (VO),
un primo transistore di commutazione (MP) avente un nodo di controllo configurato per ricevere detto segnale di pilotaggio (DPWM, TON) cos? come un percorso di flusso di corrente attraverso di esso tra detto nodo di alimentazione (VIN) e detto nodo di commutazione (LX) di detto stadio di commutazione (MP, MN, L), in cui detto percorso di flusso di corrente attraverso detto primo transistore di commutazione (MP) ? configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ha un primo valore e non conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ha un secondo valore, in cui il percorso di flusso di corrente attraverso detto primo transistore di commutazione (MP) fornisce una linea di flusso di corrente tra detto nodo di alimentazione (VIN) e detto nodo di commutazione (LX) di detto stadio di commutazione (MP, MN, L), e
un secondo transistore di commutazione (MN) avente un nodo di controllo configurato per ricevere detto segnale di pilotaggio (DPWM, TON) cos? come un percorso di flusso di corrente attraverso di esso tra detto nodo di commutazione (LX) di detto stadio di commutazione (MP, MN, L) e la massa (GND), in cui detto percorso di flusso di corrente attraverso detto secondo transistore di commutazione (MN) ? configurato per essere reso conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ha il secondo valore e non conduttivo in risposta al fatto che il segnale di pilotaggio (DPWM, TON) ha il primo valore, in cui il percorso di flusso di corrente attraverso detto secondo transistore di commutazione (MN) fornisce una linea di flusso di corrente tra detto nodo di commutazione (LX) e la massa (GND),
in cui detto stadio di commutazione (MP, MN, L) ? configurato per fornire detta tensione di uscita regolata (VO) a detto nodo di uscita (VO).
7. Dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto stadio di commutazione (MP, MN, L) comprende un nodo di commutazione (LX) intermedio tra detto nodo di alimentazione (VIN) e detto nodo di uscita (VO) e almeno un elemento di accumulo di energia (L; CO) accoppiato a detto nodo di commutazione (LX) e a detto nodo di uscita (VO), in cui detto stadio di commutazione (MP, MN, L) ? configurato per fornire detta tensione di uscita regolata (VO) a detto nodo di uscita (VO) mediante detto almeno un elemento di accumulo di energia (L; CO).
8. Dispositivo secondo la rivendicazione 7, in cui detto almeno un elemento di accumulo di energia (L; CO) comprende:
un induttore (L) accoppiato allo stadio di commutazione (MN, MP, L) e a detto nodo di uscita (VO), e
un condensatore (CO) riferito a massa (GND) accoppiato a detto nodo di uscita (VO),
in cui detto stadio di commutazione (MN, MP, L) ? configurato per fornire detta tensione di uscita regolata (VO) a detto nodo di uscita (VO) mediante detto induttore (L) e detto condensatore (CO).
9. Sistema, comprendente:
un dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 8, il dispositivo avente un nodo di alimentazione (VIN) configurato per ricevere una tensione di alimentazione (VIN) e un nodo di uscita (VO) configurato per fornire una tensione di uscita regolata (VO) in base alla tensione di alimentazione (VIN),
una batteria (PS) configurata per fornire detta tensione di alimentazione (VIN) a detto nodo di alimentazione (VIN) di detto dispositivo,
un carico (ZL) accoppiato a detto nodo di uscita (VO) di detto dispositivo per ricevere da esso detta tensione di uscita regolata (VO).
10. Procedimento, comprendente:
controllare (30) un?attivit? di commutazione di uno stadio di commutazione (MP, MN, L) di un dispositivo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 8,
in cui controllare (30) detta attivit? di commutazione comprende:
rilevare una tensione di retroazione (VFB) indicativa di una tensione di uscita regolata (VO) fornita a un nodo di uscita (VO) del dispositivo in base a una tensione di alimentazione (VIN) ricevuta a un nodo di ingresso (VIN) del dispositivo,
effettuare un confronto (32) di detta tensione di retroazione (VFB) rilevata e un intervallo di confronto (VP; VT), fornendo come risultato un segnale logico di confronto (C) avente un primo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione (VFB) cade all?interno di detto intervallo di confronto (VP; VT) e un secondo valore logico in risposta al fatto che il segnale di retroazione (VFB) cade al di fuori dell?intervallo di confronto (VN; VT), fornire un segnale logico di forzatura (DFS) che ammette un primo valore logico e un secondo valore logico e applicare un?elaborazione logica (34) a detto segnale logico di confronto (C) e a detto segnale logico di forzatura (DFS), fornendo come risultato un segnale di salto (NS) avente un primo valore in risposta al fatto che almeno uno tra il segnale di confronto (C) e il segnale di forzatura (DFS) ha il suo rispettivo primo valore logico, il segnale di salto (NS) avendo un secondo valore in risposta al fatto che il segnale di confronto (C) e il segnale di forzatura (DFS) hanno entrambi il loro rispettivo secondo valore logico, produrre un segnale di terminazione (ET) in base a detto segnale di forzatura (DFS),
asserire (11, 36) detto segnale di pilotaggio (DPWM, TON) a detto primo valore in funzione di detto segnale di salto (NS) e di detto segnale di terminazione (ET).
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