CN114301268A - 基于增强型mosfet导通电阻的电流感测的动态偏置技术 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及基于增强型MOSFET导通电阻的电流感测的动态偏置技术。开关变换器电路，包括：电感电路元件；驱动器开关电路，被配置为向所述电感电路元件提供能量以产生所述开关变换器电路的输出电压，该输出电压具有交流(AC)信号分量和直流(DC)信号分量；电流感测电路，被配置为产生代表所述电感电路元件的电感器电流的电流感测信号，其中所述电流感测电路的输出耦合到偏置电路节点；和动态偏置电路，被配置为向所述偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪所述输出电压的AC信号分量的AC分量。

Description

基于增强型MOSFET导通电阻的电流感测的动态偏置技术
技术领域
本公开涉及基于增强型MOSFET导通电阻的电流感测的动态偏置技术。该文件一般涉及开关电源转换器及其操作方法。
背景技术
电子系统可以包括需要稳压电源的设备。电源电路可用于提供具有调节电压的电路供电轨。一些电源电路是开关变换器电路。需要监控电源电路的电流。这可以提供过流条件的检测或可用于调节电源电路的输出。电流监控应在一系列开关频率上提供正确的操作。
发明内容
该文件一般涉及开关电源转换器及其操作方法。开关变换器电路的例子包括：电感电路元件；驱动器开关电路，被配置为向所述电感电路元件提供能量以产生输出电压，该输出电压具有交流(AC)信号分量和直流(DC)信号分量；电流感测电路，耦合到偏置电路节点并被配置为产生代表所述电感电路元件的电感器电流的电流感测信号；和动态偏置电路，被配置为向所述偏置电路节点施加动态偏置电压；和所述动态偏置电压包括跟踪所述输出电压的AC信号分量的AC分量。
一种操作开关变换器电路的方法的例子包括：使用驱动器和MOSFET(DrMOS)开关电路对电感电路元件进行充放电，以产生所述开关变换器电路的输出电压；使用电流感测电路监测所述电感电路元件的电感器电流；和向所述电流感测电路的偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪输出电压的AC信号分量的AC分量。
电压转换器电路的例子包括：电荷泵电路，包括多个串联的开关晶体管；电感电路元件，耦合于所述多个开关晶体管中的第一低侧开关晶体管和第二高侧开关晶体管之间的第一开关电路开关节点；驱动器电路，被配置为控制所述多个开关晶体管的激活以在电压转换器电路的输出端产生输出电压；该输出电压具有交流(AC)信号分量和直流(DC)信号分量；电流感测电路，产生代表所述电感电路元件的电感器电流的电流感测信号，其中所述电流感测电路耦合到偏置电路节点；和动态偏置电路，被配置为向所述偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪所述输出电压的AC信号分量的AC分量。
本节旨在提供本专利申请的主题的概述。无意提供对本发明的排他性或详尽的解释。包含详细说明以提供有关本专利申请的更多信息。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相似的数字可以在不同的视图中描述相似的部件。具有不同字母后缀的相同数字可以代表相似组件的不同实例。附图通过示例而非限制的方式大体示出了本文件中讨论的各种实施例。
图1是开关变换器电路例子的电路图。
图2示出图1的电路的电流感测增益的波德图的图。
图3是多相开关变换器电路的电路示意图。
图4示出图3的多相开关转换器的电流感测的增益和相位的波德图。
图5是开关变换器电路的另一例子的电路示意图。
图6示出图5的电路例子的电流感测的增益的波德图的图。
图7是开关变换器电路的另一例子的电路示意图。
图8是开关变换器电路的又一例子的电路示意图。
图9是开关变换器电路的另一例子的电路示意图。
图10是对变换器电路的驱动电路的底侧功率器件的电流进行采样的例子的图示。
图11示出图9的电路例子的电流感测的增益和相位的波德图。
图12是混合开关电容器脉冲宽度调制降压稳压器的电路示意图。
图13是示出图12电路的开关晶体管的漏极至源极(Ids)电流波形的图。
图14示出图12的电路的电感器电流和开关晶体管的波形。
图15是一种操作开关转换器电路的方法的例子的流程图。
具体实施方式
电源电路可需要提供固定或稳定的输出电压作为电子系统的电路电源。一些电源电路是开关变换器电路，可将输入电压转换为稳定的输出电压。稳压转换可提供高于稳压器输入电压、低于输入电压或与输入电压反相的稳压输出电压。调节通常是通过从能量源对电感器反复充电然后释放电感器的能量以驱动负载来实现的。充电和放电可以使用包括晶体管的电子开关来完成。
监视电感器电流可以是有用的。这种监控可用于闭环控制，例如脉冲宽度调制(PWM)的电流模式控制，以及故障保护，例如过流保护和负载电流限制。如果开关变换器电路在开关频率范围内工作，则电流监测应该在该频率范围内有效。
电感器电流信号感测应该准确、快速和干净。准确的电流感测不仅意味着感测要准确反映直流或直流电流值，而且意味着感测的电流值不应随着频率范围的变化而被夸大或最小化。在频域波特图中，电流感测增益应该是平坦的直线，从零频率到开关频率，相位超前和滞后为零。从闭环控制的角度来看，无失真的比例增益不会产生不希望的极点和零点，这会使反馈回路设计复杂化。从故障保护的角度来看，无失真比例电流检测还提供一致的直流电流限制和一致的动态电流限制。
快速电流感测是指感应到的电流信号实时跟踪电流瞬时波形。例如，在峰值电流模式控制中，控制场效应晶体管(FET)由系统时钟导通，当控制FET导通时，电感器电流线性上升。当电流感测信号上升到指定的峰值电流阈值时，控制FET将关闭并保持关闭状态，直到下一次开启时间。如果感测的电流信号没有立即跟踪实时电流波形，PWM控制将被延迟并可运行不稳定。
干净的电流感测意味着感测到的电流信号没有信号噪声。感测干净的电流波形对于稳定的PWM控制至关重要，尤其是对于电流模式PWM控制。对于电流模式PWM，控制机制对尖峰或振铃等信号噪声很敏感。在峰值电流模式控制中，控制FET导通时间期间的尖峰会错误地触发控制中使用的电流比较器并提前终止导通时间。
与其他形式的开关控制相比，感测到的电感器电流波形为开关电源转换器的控制系统提供了更完整的信息，虽然电流模式PWM控制通常只使用一个完整开关周期的一个时间间隔的感应电流波形。例如，对于峰值电流模式控制的转换器，脉宽调制只需要控制FET导通期间的波形。然而，在同步FET导通期间检测到的电流波形对于控制系统也很重要。如果由于负载动态或故障事件，此期间的电流检测信号高于阈值，则控制器将不会打开下一个开关周期的控制FET。对于平均电流模式转换器，电感器电流感测信号的全部导通和关断时间用于闭环调节。此外，对于任何控制架构中的不连续传导模式操作，需要实时电感器电流感测来检测电流的过零。
电感器电流感测的一种方法是将感测电阻器与电感器串联，并通过监测电阻器两端的电压来确定电感器电流。这种使用与电感器串联的电流检测电阻器的方法是精确的，但会导致不希望的功率损耗。
另一种方法是直流电阻(DCR)电流感测，它使用电感等效绕组电阻来推导电感器电流。这种方法不会在系统中增加功率损耗来检测电流。DCR电流感测的缺点是由于制造商的DCR值的变化以及DCR值随温度变化，增益变化范围很宽。
又一种电流感测方法使用功率FET的导通电阻作为有源感测电路元件。这种方法也不会给系统增加功率损耗。有源感测电路测量导通电阻上的压降，并将其除以电阻以生成与功率器件上的电流成正比的电流。在集成电路工艺中，可以使该电阻密切跟踪功率场效应管器件的工艺变化和温度系数，从而使电流感应增益保持一致。然而，由于开关模式功率转换器中功率FET器件的开关特性，感测信号在开关边缘周围不可避免地会出现尖峰或下降，这会增加系统控制的噪声。此外，功率FET器件上的电流在器件的关断到导通转换期间表现出阶跃变化特性。由于电流检测放大器的带宽是有限的，因此很难克服检测延迟。对于高频小占空比开关转换器，导通时间可短至几十纳秒。基于FET导通电阻的电流感测的噪声和延迟限制了其在用于开关变换器电路的电感器电流感测中的应用。
图1是开关变换器电路100的例子的电路图。该电路具有降压转换器拓扑并使用驱动器和金属氧化物半导体场效应晶体管(DRMOS)控制。DrMOS集成功率器件(例如功率FET)和功率器件驱动器。控制器102控制FET的开关以在电路负载RLOAD处产生经调节的输出电压Vo。当功率器件开启时，DrMOS中的电流传感器感测通过功率器件的电流，并提供和吸收与功率器件电流成比例的电流信号。因为功率器件的电流总和等于电感器电流，所以电流传感器的输出电流是与电感器电流成正比的电流(Kcs·iL)。使用电流感测电路元件Rcs将该电流转换为电压信号Vsns。电流传感器使用中间直流电压(Vbias_DC)进行偏置，以便为电流传感器的电路提供裕量。电压信号Vsns代表感测的电流并且控制器102可以使用Vsns用于电流模式PWM控制、过流保护或负载限制。
由电容C1和电阻Rcs形成的低通滤波器衰减来自电流传感器电路的高频噪声。由电阻R1和电容C2形成的高通滤波器将来自开关节点SW的高频信号注入到感测电流信号中。希望电流感测电路的增益具有平坦的频率响应以提供准确的电流感测，并且理想地从直流到无限频率保持恒定。
图2为图1电路的电流感测增益的波德图曲线图(Vsns(s)/iL(s))。波德图示出源自DrMOS的低通滤波电流信号204的频率响应、高通滤波SW注入信号206的频率响应以及高通和低通滤波的复合频率响应208。SW注入信号206的频率响应在功率级的谐振频率(ωo＝1/(L·Cout)1/2)处示出陷波。波德图显示，仅当低通滤波器的选定转角频率fc远高于功率级谐振频率时，增益平坦的复合频率响应才是。当转角频率比功率级谐振频率高一个数量级时，曲线图显示平坦的复合频率响应(如图210所示)，并且随着转角频率越来越接近谐振频率(如图212和214中所示)，响应不平坦。
图3是多相开关变换器电路300的例子的电路示意图。该电路包括多个功率级或相位级，其根据负载的变化而被激活和去激活。使用多相开关转换器时，在电流检测中实现平坦增益的挑战变得更加困难。图4示出图3的多相开关转换器的电流感测的增益和相位的波德图。该图显示电流感测增益取决于激活相的数量。
如本文先前所解释的，将转角频率移动到远高于功率级的谐振频率可以提供平坦的电流感测频率响应。然而，在实践中，电流传感器的噪声非常强，以至于转角频率必须接近或低于功率级谐振频率，这是很常见的。因此，在实践中难以实现具有平坦增益频率响应的电流感测。
图5是与图4的例子相比具有改进的频率响应的开关变换器电路500的示意图。开关变换器电路包括电感电路元件504，其中可以是分立电感器或在集成电路(IC)上制造的电感器件。开关变换器电路还包括具有顶部和底部功率器件(例如，功率FET)的DrMOS开关电路506。DrMOS控制对电感电路元件504充电和放电，以产生输出电压VO给电路负载RLOAD。输出电压VO连接到控制器502的VOSNS引脚。VOSNS信号馈送到电压调节环路误差放大器508的反相输入端，该放大器将感测的输出电压与连接到同相输入端的电压参考Vref进行比较。误差放大器的输出可以馈送到电压调节电路回路，该回路调节DrMOS的开关以调节输出。放大的误差被馈送到控制器502中的脉冲调制(PWM)电路和其他电路。在软启动期间，参考电压平滑地上升到其最终DC值，并且闭环反馈控制调节DrMOS的开关以强制输出电压Vo跟踪参考电压。
开关变换器电路还包括电流感测电路来感测电感器电流。DrMOS提供与电感器电流成比例的电流(KCS·iL)，并且源出的电流被施加到电流感测电路元件RCS以产生与源出的电流成正比并因此与电感器电流iL成比例的电压VSNS。由于DrMOS检测的电流基于功率FET的导通电阻，因此源电流(KCS·iL)是噪声信号，并且可具有噪声尖峰、噪声下降和信号延迟。感测到的电压VSNS被滤波并提供给控制器502。与RCS并联的电容器C1衰减感测电压VSNS中的噪声。R1-C2路径提供高频组件，因此VSNS是电感器电流的完整代表。VSNS可用于DrMOS控制的过流保护、负载限制或电流模式脉冲开关调制(PWM)。
由于在DrMOS的电流源中有一个或多个有源器件，因此电流感测电路元件RCS的偏置电路节点被偏置到高于低电源电压(例如地)和低于高电源电压(例如VCC)的中间共模电压，以为有源器件提供裕量。然而，偏置不是对共模的DC偏置。相反，开关变换器电路包括动态偏置电路，该电路将动态偏置电压施加到偏置电路节点。动态偏置电压包括随时间变化并跟踪输出电压Vo的AC信号分量的AC分量vO(t)。
输出电压Vo还包括等于参考电压Vref的DC信号分量。该DC信号分量被动态偏置电路去除。在图5的例子中，动态偏置电路包括差分放大器510。参考电压Vref被施加到放大器510的反相端子并且感测的输出电压VOSNS被馈送到具有DC偏置(Vbias_DC)的同相输入。这会从Vo中去除Vref，同时保留AC分量并添加新的DC偏置Vbias_DC。差分放大器输出的动态偏置电压为：
Vbias_Dyn(t)＝vO(t)–Vref+Vbias_DC.
差分放大器510的输出连接到信号限制器(例如钳位电路)以限制动态偏置电压的幅度。限制器512确保Vbias_Dyn(t)在DrMOS电流源所需的偏置电压范围内。
开关变换器电路500还包括耦合到低通滤波器RCSC1的高通滤波器和连接到电感电路元件504的开关电路节点(SW)。高通滤波器包括串联连接的电阻器R1和电容器C2。高通滤波器过滤注入控制器电流检测输入和电流检测电阻RCS的电流。
图6示出图5的电路例子的电流感测的增益(Vsns(s)/iL(s))的波德图的图。波德图显示低通滤波电流信号604的频率响应、高通滤波SW注入信号606的频率响应以及高通和低通滤波的复合频率响应608。与图2的波德图相比，高通滤波的SW注入信号606的频率响应不包括陷波。因此，增益的复合频率响应608在频率范围内是平坦的。
通过使用动态偏置电压Vbias_Dyn(t)，低通滤波器转角频率不受功率级谐振频率的限制。正确选择高通滤波器元件值可以在低通滤波器转角频率及以上，甚至低于功率级的谐振频率时感应出成比例的电流感测信号。动态偏置电压技术还为多相开关变换器电路的电流感测电路的增益提供平坦的频率响应。在图3的例子中，电流感测电路元件与DC偏置的连接被替换为与动态偏置电路的连接。
动态偏置技术克服直流偏置系统的限制有明确的物理原因。在交叉频率fc以上，电流感测信号依赖于来自SW节点注入的信号，因为来自DrMOS的电流信号被强烈衰减。电感两端的电压是SW电路节点的电压减去输出电压Vo。两个信号的动态决定电感器电流。为了反映电感器电流的动态行为，来自SW节点注入的信号耦合到相同的动态信号。使用如图1所示的示例电路中的DC偏置电压，注入支路下端接直流偏置电压，使Vo失去动态。
图7是开关变换器电路700的另一示例的电路示意图。该示例类似于图5中的示例，除了用于调节和偏置的感测输出电压VFB是输出电压Vo的分压版本。差分放大器输出的动态偏置电压为：
Vbias_Dyn(t)＝k·vO(t)–Vref+Vbias_DC,
其中k是分压电阻的比值。
图8是开关变换器电路的另一示例的电路示意图。在这个例子中，注入信号在控制器内部。这消除了与SW电路节点的连接，并允许电容器C1、C2和电阻器R1位于控制器内部。占空比信号d用于PWM并激活DrMOS开关电路的开关电路元件以提供经调节的输出电压。占空比信号d是用作注入信号的信号，该信号经过高通滤波并注入控制器的电流感测输入和电流感测电阻器RCS。
图9是开关变换器电路的另一示例的电路示意图。开关变换器电路是降压转换器电路。示例中未显示控制器，但控制器在输入SNS+和SNS-处接收感测电压VSNS。动态偏置电路显示为电压源Vbias_Dyn。在图9的例子中，仅感测底部功率FET的电流。
对于高频开关小占空比降压转换器，顶部开关的导通时间很短。由于反向恢复和其他开关噪声，在顶部FET导通期间很难提供准确的电流信号。即使对于平均测量也是如此，因为夸大或低估的电流检测信号可能会使平均电流读数失真。此外，顶部开关电流感测在硬件中实现要复杂得多，因为它是飞越电路。
仅检测底部FET平均电流来表示平均电感器电流是可行的。底部FET的平均电流可以通过对底部FET导通期间的信号求平均值，或在底部FET导通时间的中间采样来获得。
电流感测电路包括采样和保持电路914，其对底部FET的电流进行采样以生成采样电流感测信号(KCS·iSAM)。采样的电流信号被施加到电流感测电路元件并且采样和保持电路跟踪低频信号。低通滤波器电路对采样的电流检测信号进行滤波。来自SW电路节点的电流注入提供了以前的高频信号分量。
图10是对底侧FET的电流(Ibot)进行采样的示例的图示。图示显示在底部FET导通时间的中间采样电流。尽管采样效应将该平均信号的可用带宽限制在远低于开关频率的1/10，但通过所提出的技术，有效的高频注入可以构成实时电流感测信号。
图11示出图9的电路示例的电流感测增益的波德图1110和电流感测相位的波德图1120。相位波德图1120显示采样和滤波的平均电流信号由于采样效应而表现出显着的延迟。增益波德图1110示出采样的底侧FET电流(IBOT(s)/iL(s))的低频信号的频率响应1122。采样的底部FET电流与高通滤波的SW注入信号和动态偏置相结合，以重建电流感测信号(Vsns(s)/iL(s))。图1108示出用动态偏置电压重构的电流感测信号的增益，并且图1106示出了用恒定偏置电压重构的电流感测信号的增益。波德图1110显示具有动态偏置电压的电流感测的频率响应的增益在频率范围内是平坦的。
图12是混合开关电容器PWM降压稳压器1200的电路示意图。混合开关电容器PWM稳压器具有比本文先前描述的示例的开关变换器电路更高的功率转换效率，特别是对于高压高频应用。混合开关电容PWM调节器包括电荷泵电路级和功率级。电荷泵电路包括四个串联的开关管(Q1、Q2、Q3、Q4)、中点电容器CMID和飞跨电容器CFLY。开关晶体管之间有三个开关电路节点(SW1、SW2、SW3)。功率级包括连接到SW3和CFLY的电感器L。
驱动电路1202控制开关晶体管的激活以在连接到负载RLOAD的输出端产生输出电压VO。驱动器电路1202可以使用电压调节来调节开关晶体管的开关占空比以产生经调节的输出电压。驱动器电路成对地激活开关晶体管，其中高端晶体管之一被低端晶体管之一激活。在激活阶段，器件Q1和Q3导通，而在续流阶段，器件Q2和Q4导通。
图13是示出在激活阶段和续流阶段期间开关晶体管中的漏极至源极(Ids)电流波形的曲线图。在激活阶段，电感器电流(iL)是Q1电流和Q3电流的总和，或
iL(t)|激活＝ids_Q1(t)+ids_Q3(t)。
需要注意的是，电流分布可能不等，这取决于CFLY和CMID设计。因此，仅感测Q1电流或Q3电流无法推断电感器电流信号。
在续流阶段，电感器电流为Q4电流减去Q2电流，或
iL(t)|续流＝-ids_Q4(t)-ids_Q2(t)。
图14示出电感器电流(iL)、Q2电流(iQ2)、Q4电流(iQ4)和Q4-Q2电流(iQ4-iQ2)的波形。在Q2和Q4导通的续流期间，从波形中可以看出，电感器电流等于Q4电流减去Q2电流。
在某些特殊情况下，如果Q2电流很小且可以忽略不计，则Q4电流等于电感器电流。这些特殊情况包括但不限于：i)飞跨电容和中间电容足够大，使得Q2电流很小；ii)FET的导通电阻很小，以至于到Q2和Q4导通时间的中间，Q2电流已经衰减到可以忽略不计的值；和iii)拓扑改进，将Q2降低到较小的值。
混合开关电容器转换器具有多个浮动功率MOSFET。与简单的降压转换器相比，对多个浮动MOSFET的感测电流信号的传输和求和更为复杂。对于Q1和Q3尤其如此，因为这些开关晶体管是“飞行”开关。由于晶体管Q2位于CMID的稳定电压VMID上，并且Q4参考地，因此Q2和Q4(或在特殊情况下仅Q4)的电流检测更容易。
通过使用具有采样和保持电路和动态偏置电路的电流感测电路，如图所示。如图9所示，可以感测Q1和Q3在激活阶段的平均总电流，或者最好是Q2和Q4在续流阶段的平均总电流，并使用采样信号作为低频电感电流信号。超过交叉频率，高频注入信号接管电流感应信号。电感器电流重构采样低频电流信号和高频注入电流信号。
图15是操作开关变换器电路的方法1500的示例的流程图，例如这里描述的任何开关变换器电路。在块1505处，使用驱动器电路对电感电路元件进行充电和放电，以生成开关变换器电路的输出。驱动器电路可以是DrMOS开关电路。
在1510，使用电流感测电路监测电感器电流。感测的电流可由驱动器电路提供。在一些方面，驱动器电路提供由电流感测电路低通滤波的电流信号，并且来自开关节点的电流信号被高通滤波，并通过注入电流感测电路的电路元件与低通滤波信号相加。在一些方面，由驱动器电路提供的电流信号被采样并且通过使用采样的低通滤波电流信号和高通滤波电流信号重构电感器电流信号来推断指示器电流。
在1515，动态偏置电压被施加到电流感测电路的偏置电路节点。动态偏置电压包括跟踪输出电压的AC信号分量的AC分量。DC偏置分量被添加到AC分量中，以为提供电流的器件提供余量以进行监控。
所描述的系统、设备和方法的若干示例可用于监控开关模式功率转换器和混合开关电容器转换器的电感器电流。电流感测是准确的，是实时提供的，并且对信号噪声具有鲁棒性。
附加说明和方面
第一方面(方面1)包括主题(例如开关变换器电路)，包括：电感电路元件；驱动器开关电路，被配置为向所述电感电路元件提供能量以产生输出电压，该输出电压具有交流(AC)信号分量和直流(DC)信号分量；电流感测电路，耦合到偏置电路节点并被配置为产生代表所述电感电路元件的电感器电流的电流感测信号；和动态偏置电路，被配置为向所述偏置电路节点施加动态偏置电压；和所述动态偏置电压包括跟踪所述输出电压的AC信号分量的AC分量。
在方面2，方面1的主题可选地包括：动态偏置电路被配置为将所述输出电压的DC信号分量与所述输出电压的AC信号分量分离，并将DC偏置分量添加到AC信号分量以产生动态偏置电压。
在方面3，方面2的主题可选地包括：误差放大器，被配置为将感测的输出电压与参考电压进行比较；和所述动态偏置电路包括差分放大器，被配置为从所述输出电压中减去参考电压，加上DC偏置分量，并保留AC信号分量以生成动态偏置电压。
在方面4，方面1-3的一个或任意组合的主题可选地包括：钳位电路，被配置为限制所述动态偏置电路的幅度。
在方面5，方面1-4的一个或任意组合的主题可选地包括：电流感测电路元件，包括在所述电流感测电路中并且被配置为产生代表电感器电流的感测电压；低通滤波器电路，被配置为对所述感测电压进行滤波；和高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路；和开关电路节点，可操作地耦合到所述电感电路元件。
在方面6，方面1-4的一个或任意组合的主题可选地包括：电流感测电路元件，包括在所述电流感测电路中并且被配置为产生代表电感器电流的感测电压信号,低通滤波器电路，被配置为对所述感测电压信号进行滤波,电压调节电路回路，被配置为监测所述输出电压并产生占空比信号以激活所述驱动器开关电路的开关电路元件以提供经调节的输出电压；和高通滤波器电路，被配置为将高通滤波的占空比信号施加到所述电流感测元件。
在方面7，方面1-4的一个或任意组合的主题可选地包括：低通滤波器电路,高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路；和开关电路节点，可操作地耦合到所述电感电路元件；和所述电流感测电路包括采样和保持电路，被配置为生成所述驱动器开关电路的开关电路元件中的电流的采样电流感测信号，并且所述低通滤波器电路被配置为对采样的电流感测信号进行滤波。
方面8包括主题(例如一种操作开关电路的方法)，或者可以任选地与方面1-7的一个或任何组合组合以包括这样的主题，包括：使用驱动器和MOSFET(DrMOS)开关电路对电感电路元件进行充放电，以产生所述开关变换器电路的输出电压；使用电流感测电路监测所述电感电路元件的电感器电流；和向所述电流感测电路的偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪输出电压的AC信号分量的交流(AC)分量。
在方面9，方面8的主题可选地包括：除去所述输出电压的直流(DC)信号分量以产生所述动态偏置电压的AC分量；和向所述动态偏置电压的AC分量添加DC偏置分量。
在方面10，方面9的主题可选地包括：通过使用误差放大器将输出电压与参考电压进行比较来调节输出电压，从所述输出电压中减去参考电压。
在方面11，例子8-10的一个或任意组合的主题可选地包括：使用钳位电路来限制所述动态偏置电压的幅度。
在方面12，例子8-11的一个或任意组合的主题可选地包括：通过感测电流感测电路元件的电压来感测所述电感器电流，并使用低通滤波器电路对感测的电压进行滤波；和将电流从连接到所述电感电路元件的开关电路节点施加到所述电流感测元件，并使用高通滤波器电路滤波电流。
在方面13，方面8-12的一个或任意组合的主题可选地包括：根据占空比信号激活DrMOS开关电路的开关电路元件以产生输出电压；通过感测电流感测电路元件的电压来感测所述电感器电流，并使用低通滤波器电路对感测的电压进行滤波；和将所述占空比信号施加到所述电流感测元件并使用高通滤波器电路对所述占空比信号进行滤波。
在方面14，方面8-14的一个或任意组合的主题可选地包括：通过与电感电路元件连接的DrMOS的开关电路元件的采样电流来感测电感器电流以产生采样信号；和使用低通滤波器电路对采样信号进行滤波；和将来自连接所述电感电路元件的开关电路节点的电流施加到所述电流感测元件，并使用高通滤波器电路滤波电流。
方面15包括主题(例如电压转换器电路)或可以可选地与方面1-14中的一个或任何组合结合以包括此类主题，包括：电荷泵电路，包括多个串联的开关晶体管,电感电路元件，耦合于所述多个开关晶体管中的第一低侧开关晶体管和第二高侧开关晶体管之间的第一开关电路开关节点,驱动器电路，被配置为控制所述多个开关晶体管的激活以在电压转换器电路的输出端产生输出电压,该输出电压具有交流(AC)信号分量和直流(DC)信号分量,电流感测电路，产生代表所述电感电路元件的电感器电流的电流感测信号，其中所述电流感测电路耦合到偏置电路节点；和动态偏置电路，被配置为向所述偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪所述输出电压的AC信号分量的AC分量。
在方面16，方面15的主题可选地包括：所述电流感测电路包括耦合到所述低侧开关晶体管并且被配置为生成所述低侧开关晶体管中的电流的采样电流感测信号的采样和保持电路。
在方面17，方面16的主题可选地包括：低通滤波器电路，被配置为对采样的电流感测信号进行滤波；和高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路和所述开关电路节点。
在方面18，方面15-17的一个或任意组合的主题可选地包括：所述动态偏置电路被配置为从反馈输出电压中去除DC信号分量并且将DC偏置分量添加到所述反馈输出电压的AC信号分量以生成动态偏置电压。
在方面19，方面15-18的一个或任意组合的主题可选地包括：钳位电路，被配置为限制所述动态偏置电路的幅度。
在方面20，方面15和18-19的一个或任意组合的主题可选地包括：电流感测电路元件，包括在所述电流感测电路中并且被配置为产生代表电感器电流的感测电压信号,低通滤波器电路，被配置为对所述感测电压信号进行滤波；和高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路；和开关电路节点，可操作地耦合到所述电感电路元件。
这几个方面可以以任何排列或组合进行组合。以上详细说明包括对附图的引用，附图构成详细说明的一部分。附图通过说明的方式示出了可以实践本发明的特定实施例。这些实施例在本文中也称为“例子”。本文件中提及的所有出版物、专利和专利文件均通过引用整体并入本文，就好像单独通过引用并入一样。如果本文件与以引用方式并入的那些文件的用法不一致，则应将所引用的参考文献中的用法视为对本文件用法的补充；对于不可调和的不一致，以本文档中的用法为准。
在本文件中，术语“一个”或“一个”在专利文件中很常见，用于包括一个或多个，独立于“至少一个”或“一个或多个”的任何其他实例或用法”。在本文档中，除非另有说明，否则术语“或”用于指代非排他性的或，例如“A或B”包括“A但不是B”、“B但不是A”和“A和B”。在所附权利要求中，术语“包括”和“其中”用作相应术语“包括”和“其中”的简单英语等价物。此外，在以下权利要求中，术语“包括”和“包含”是开放式的，也就是说，系统、设备、物品或过程还包括权利要求中此类术语之后列出的元素之外的元素被视为属于该权利要求的范围。此外，在所附权利要求中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅用作标记，并不旨在对其对象强加数字要求。本文描述的方法示例可以是机器或至少部分由计算机实现。
以上描述旨在说明性而非限制性。例如，上述示例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。可以使用其他实施例，例如本领域的普通技术人员在阅读以上描述后。提供摘要以符合37 C.F.R.§1.72(b)，允许读者快速确定技术公开的性质。提交的理解是它不会用于解释或限制权利要求的范围或含义。此外，在上述详细描述中，各种特征可以组合在一起以简化本公开。这不应被解释为意在未要求保护的公开特征对于任何权利要求是必不可少的。相反，本发明的主题可能在于少于特定公开实施例的所有特征。因此，以下权利要求特此并入详细说明中，每个权利要求独立作为单独的实施例。本发明的范围应参考所附权利要求以及这些权利要求所赋予的等效物的全部范围来确定。

Claims (20)

1.开关变换器电路，包括：
电感电路元件；
驱动器开关电路，被配置为向所述电感电路元件提供能量以产生所述开关变换器电路的输出电压，该输出电压具有交流(AC)信号分量和直流(DC)信号分量；
电流感测电路，被配置为产生代表所述电感电路元件的电感器电流的电流感测信号，其中所述电流感测电路的输出耦合到偏置电路节点；和
动态偏置电路，被配置为向所述偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪所述输出电压的AC信号分量的AC分量。
2.根据权利要求1所述的开关变换器电路，其中所述动态偏置电路被配置为将所述输出电压的DC信号分量与所述输出电压的AC信号分量分离，并将DC偏置分量添加到AC信号分量以产生动态偏置电压。
3.根据权利要求2所述的开关变换器电路，包括：
误差放大器，被配置为将感测的输出电压与参考电压进行比较；和
其中所述动态偏置电路包括差分放大器，被配置为从所述输出电压中减去参考电压，加上DC偏置分量，并保留AC信号分量以生成动态偏置电压。
4.根据权利要求1所述的开关变换器电路，包括钳位电路，被配置为限制所述动态偏置电路的幅度。
5.根据权利要求1所述的开关变换器电路，包括：
电流感测电路元件，包括在所述电流感测电路中并且被配置为产生代表电感器电流的感测电压；
低通滤波器电路，被配置为对所述感测电压进行滤波；和
高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路，和
开关电路节点，可操作地耦合到所述电感电路元件。
6.根据权利要求1所述的开关变换器电路，包括：
电流感测电路元件，包括在所述电流感测电路中并且被配置为产生代表电感器电流的感测电压信号；
低通滤波器电路，被配置为对所述感测电压信号进行滤波；
电压调节电路回路，被配置为监测所述输出电压并产生占空比信号以激活所述驱动器开关电路的开关电路元件以提供经调节的输出电压；和
高通滤波器电路，被配置为将高通滤波的占空比信号施加到所述电流感测元件。
7.根据权利要求1所述的开关变换器电路，包括：
低通滤波器电路；
高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路；和
开关电路节点，可操作地耦合到所述电感电路元件；和
其中所述电流感测电路包括采样和保持电路，被配置为生成所述驱动器开关电路的开关电路元件中的电流的采样电流感测信号，并且所述低通滤波器电路被配置为对采样的电流感测信号进行滤波。
8.一种操作开关变换器电路的方法，该方法包括：
使用驱动器和MOSFET(DrMOS)开关电路对电感电路元件进行充放电，以产生所述开关变换器电路的输出电压；
使用电流感测电路监测所述电感电路元件的电感器电流；和
向所述电流感测电路的偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪输出电压的AC信号分量的交流(AC)分量。
9.根据权利要求8所述的方法，其中施加动态偏置电压包括：
去除所述输出电压的直流(DC)信号分量以产生所述动态偏置电压的AC分量；和
向所述动态偏置电压的AC分量添加DC偏置分量。
10.根据权利要求9所述的方法，包括：
通过使用误差放大器将输出电压与参考电压进行比较来调节输出电压；和
其中去除所述输出电压的直流(DC)信号分量包括从所述输出电压中减去参考电压。
11.根据权利要求8所述的方法，包括使用钳位电路来限制所述动态偏置电压的幅度。
12.根据权利要求8所述的方法，包括：
通过感测电流感测电路元件的电压来感测所述电感器电流，并使用低通滤波器电路对感测的电压进行滤波；和
将电流从连接到所述电感电路元件的开关电路节点施加到所述电流感测元件，并使用高通滤波器电路滤波电流。
13.根据权利要求8所述的方法，包括：
根据占空比信号激活DrMOS开关电路的开关电路元件以产生输出电压；
通过感测电流感测电路元件的电压来感测所述电感器电流，并使用低通滤波器电路对感测的电压进行滤波；和
将所述占空比信号施加到所述电流感测元件并使用高通滤波器电路对所述占空比信号进行滤波。
14.根据权利要求8所述的方法，包括：
通过与电感电路元件连接的DrMOS的开关电路元件的采样电流来感测电感器电流以产生采样信号，并使用低通滤波器电路对采样信号进行滤波；和
将来自连接所述电感电路元件的开关电路节点的电流施加到所述电流感测元件，并使用高通滤波器电路滤波电流。
15.电压转换器电路，包括：
电荷泵电路，包括多个串联的开关晶体管；
电感电路元件，耦合于所述多个开关晶体管中的第一低侧开关晶体管和第二高侧开关晶体管之间的第一开关电路开关节点；
驱动器电路，被配置为控制所述多个开关晶体管的激活以在电压转换器电路的输出端产生输出电压，该输出电压具有交流(AC)信号分量和直流(DC)信号分量；
电流感测电路，产生代表所述电感电路元件的电感器电流的电流感测信号，其中所述电流感测电路耦合到偏置电路节点；和
动态偏置电路，被配置为向所述偏置电路节点施加动态偏置电压，其中所述动态偏置电压包括跟踪所述输出电压的AC信号分量的AC分量。
16.根据权利要求15所述的电压转换器电路，其中所述电流感测电路包括耦合到所述低侧开关晶体管并且被配置为生成所述低侧开关晶体管中的电流的采样电流感测信号的采样和保持电路。
17.根据权利要求16所述的电压转换器电路，包括：
低通滤波器电路，被配置为对采样的电流感测信号进行滤波；和
高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路和所述开关电路节点。
18.根据权利要求15所述的电压转换器电路，其中所述动态偏置电路被配置为从反馈输出电压中去除DC信号分量并且将DC偏置分量添加到所述反馈输出电压的AC信号分量以生成动态偏置电压。
19.根据权利要求15所述的电压转换器电路，包括钳位电路，被配置为限制所述动态偏置电路的幅度。
20.根据权利要求15所述的电压转换器电路，包括：
电流感测电路元件，包括在所述电流感测电路中并且被配置为产生代表电感器电流的感测电压信号；
低通滤波器电路，被配置为对所述感测电压信号进行滤波；和
高通滤波器电路，可操作地耦合到所述低通滤波器电路；和
开关电路节点，可操作地耦合到所述电感电路元件。
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