JP2022062700A - 強化されたｍｏｓｆｅｔのオン抵抗ベースの電流感知のための動的バイアス技術 - Google Patents

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Abstract

【課題】電流監視がスイッチング周波数の範囲にわたって適切な動作を行う電力コンバータの切り替えおよびその動作方法を提供する。【解決手段】スイッチングコンバータ回路は、誘導回路素子と、誘導回路素子にエネルギーを提供してスイッチングコンバータ回路の出力電圧を生成するように構成されたドライバスイッチング回路であって、出力電圧が、交流（ＡＣ）信号成分および直流（ＤＣ）信号成分を有する、ドライバスイッチング回路と、誘導回路素子のインダクタ電流を表す電流感知信号を生成するように構成された電流感知回路であって、電流感知回路の出力が、バイアス回路ノードに結合されている、電流感知回路と、バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加するように構成された動的バイアス回路であって、動的バイアス電圧が、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、動的バイアス回路と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、強化されたＭＯＳＦＥＴのオン抵抗ベースの電流感知のための動的バイアス技術に関する。
電子システムは、安定化電源を必要とするデバイスを含むことができる。電源回路を使用して、安定化された電圧を有する回路電源レールを提供することができる。一部の電源回路は、スイッチングコンバータ回路である。電源回路の電流を監視することが望ましい。これは、過電流状態の検出を提供することができ、または電源回路の出力を安定化するために使用することができる。電流監視は、スイッチング周波数の範囲にわたって適切な動作を提供する必要がある。
本文献は概ね、電力コンバータの切り替えおよびその動作方法に関するものである。スイッチングコンバータ回路の実施例は、誘導回路素子と、誘導回路素子にエネルギーを提供して、交流（ＡＣ）信号成分および直流（ＤＣ）信号成分を有する出力電圧を生成するように構成されたドライバスイッチング回路と、バイアス回路ノードに結合され、誘導回路素子のインダクタ電流を表す電流感知信号を生成するように構成された電流感知回路と、バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加するように構成された動的バイアス回路と、を含み、動的バイアス電圧は、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む。
スイッチングコンバータ回路を動作させる方法の実施例は、ドライバおよびＭＯＳＦＥＴ（ＤｒＭＯＳ）スイッチング回路を使用して誘導回路素子を充放電してスイッチングコンバータ回路の出力電圧を生成することと、電流感知回路を使用して誘導回路素子のインダクタ電流を監視することと、電流感知回路のバイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加することであって、動的バイアス電圧が、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、印加することと、を含む。
電圧コンバータ回路の実施例は、直列に接続された複数のスイッチングトランジスタを含むチャージポンプ回路と、複数のスイッチングトランジスタの第１の低側スイッチングトランジスタと第２の高側スイッチングトランジスタとの間の第１のスイッチング回路ノードに結合された誘導回路素子と、複数のスイッチングトランジスタのアクティブ化を制御して電圧コンバータ回路の出力端子に出力電圧を生成するように構成されたドライバ回路であって、出力電圧が交流（ＡＣ）信号成分および直流（ＤＣ）信号成分を有する、ドライバ回路と、誘導回路素子のインダクタ電流を表す電流感知信号を生成するための電流感知回路であって、電流感知回路がバイアス回路ノードに結合されている、電流感知回路と、バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加するように構成された動的バイアス回路であって、動的バイアス電圧が、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、動的バイアス回路と、を含む。
このセクションは、本特許出願の主題の概要を提供することを意図している。本発明の排他的または網羅的な説明を提供することを意図するものではない。詳細な説明は、本特許出願に関してさらなる情報を提供するために含まれている。
図面において、必ずしも縮尺通りに描かれているわけではなく、同様の数字は、異なる図において同様の構成要素を記述する場合がある。異なる文字の接尾辞を有する同様の数字は、同様の構成要素の異なる例を表す場合がある。図面は、限定ではなく例として、本文献で論じられている様々な実施形態を概して図示している。
スイッチングコンバータ回路の実施例の回路図である。 図１の回路の電流感知のゲインのボード線図のグラフを示す。 多相スイッチングコンバータ回路の回路概略図である。 図３の多相スイッチングコンバータの電流感知のゲインおよび位相のボード線図を示す。 スイッチングコンバータ回路の別の実施例の回路概略図である。 図５の回路実施例の電流感知のゲインのボード線図のグラフを示す。 スイッチングコンバータ回路の別の実施例の回路概略図である。 スイッチングコンバータ回路のさらに別の実施例の回路概略図である。 スイッチングコンバータ回路のさらなる実施例の回路概略図である。 スイッチングコンバータ回路のドライバ回路の下部側電力デバイスの電流をサンプリングする実施例の図示である。 図９の回路実施例についての電流感知のゲインおよび位相のボード線図を示す。 ハイブリッドスイッチトキャパシタプル幅変調ステップダウン電圧レギュレータの回路概略図である。 図１２の回路のスイッチングトランジスタのドレインソース間電流（Ｉｄｓ）波形を示すグラフである。 図１２の回路のインダクタ電流およびスイッチングトランジスタの電流波形を示す。 スイッチングコンバータ回路を動作させる方法の実施例の流れ図である。
電源回路は、電子システムの電気回路電源として、固定または安定した出力電圧を提供する必要があり得る。一部の電源回路は、入力電圧を安定化された出力電圧に変換するスイッチングコンバータ回路である。安定化電圧変換は、レギュレータの入力電圧よりも高い、入力電圧よりも低い、または入力電圧から反転された安定化出力電圧を提供することができる。安定化は、典型的には、エネルギー源からインダクタを繰り返し充電し、次いでインダクタのエネルギーを放電して負荷を駆動することによって達成される。充放電は、トランジスタを含む電子スイッチを使用して果たすことができる。
インダクタ電流を監視することは、役立ち得る。この監視は、パルス幅変調（ＰＷＭ）の電流モード制御などの閉ループ制御、および過電流保護、負荷電流制限などの障害保護に使用することができる。スイッチングコンバータ回路がスイッチング周波数の範囲にわたって動作する場合、電流監視は周波数範囲にわたって有効である必要がある。
インダクタ電流信号の感知は、正確で、高速で、クリーンでなければならない。正確な電流感知とは、感知が直流またはＤＣ電流値を正確に反映する必要があることを意味するだけでなく、感知電流値が、周波数範囲が変化するとき誇張または最小化されてはならないことを意味する。周波数ドメインのボード線図では、電流感知ゲインは、ゼロ周波数からスイッチング周波数まで、位相の進みと遅れとがゼロの平坦な直線である必要がある。閉ループ制御の観点から、歪みのない比例ゲインは、フィードバックループ設計を複雑にする可能性がある望ましくない極および零点を生み出さない。障害保護の観点から、歪みのない比例電流感知はまた、一貫したＤＣ電流制限および一貫した動的電流制限を提供する。
高速電流感知とは、感知電流信号が、電流瞬時波形をリアルタイムで追跡することを意味する。例えば、ピーク電流モード制御において、制御電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）は、システムクロックによってオンにされ、制御ＦＥＴがオンになると、インダクタ電流は直線的に上昇する。電流感知信号が指定されたピーク電流閾値まで上昇すると、制御ＦＥＴはオフになり、次のオン時間までオフのままになる。感知電流信号がリアルタイムの電流波形を直ちに追跡しない場合、ＰＷＭ制御は遅延し、不安定になることがある。
クリーンな電流感知とは、感知電流信号に信号ノイズがないことを意味する。クリーンな電流波形を感知することは、安定したＰＷＭ制御、特に電流モードＰＷＭ制御にとって重要である。電流モードＰＷＭの場合、制御機構はスパイクやリンギングのような信号ノイズに敏感である。ピーク電流モード制御では、制御ＦＥＴオン時間中のスパイクは、制御で使用される電流比較器を誤ってトリップし、オン時間を早まって終了させる可能性がある。
他の形態のスイッチング制御と比較して、感知インダクタ電流波形は、スイッチングモード電力コンバータの制御システムにより完全な情報を提供するが、電流モードＰＷＭ制御は、通常、完全なスイッチングサイクルの１つの時間間隔の感知電流波形のみを使用する。例えば、ピーク電流モード制御コンバータの場合、パルス幅変調には、制御ＦＥＴオン時間中の波形のみが必要である。しかしながら、同期ＦＥＴのオン時間中に感知される電流波形はまた、制御システムにとっても重要である。この期間中に感知された電流信号が、負荷の動的または障害イベントにより閾値を超えている場合、コントローラは次のスイッチングサイクルの制御ＦＥＴをオンにしない。平均電流モードコンバータの場合、インダクタ電流感知信号の完全なオン時間およびオフ時間が閉ループ安定化のために使用される。さらに、任意の制御アーキテクチャにおける不連続導通モード動作の場合、電流のゼロ交差の検出のためにリアルタイムのインダクタ電流感知が必要である。
インダクタ電流感知の１つのアプローチは、感知抵抗器をインダクタと直列に配置し、抵抗器の両端の電圧を監視することによってインダクタ電流を決定することである。インダクタと直列に電流感知抵抗器を使用するこの方法は正確であるが、望ましくない電力損失を誘発する。
別のアプローチは、インダクタの等価巻線抵抗を使用してインダクタ電流を推定するＤＣ抵抗（ＤＣＲ）電流感知である。このアプローチは、電流を感知するためにシステムに電力損失を加えない。ＤＣＲ電流感知の欠点は、メーカーのＤＣＲ値の変動により、およびまたＤＣＲ値が温度に応じて変化するために、ゲインの変動範囲が広いことである。
さらに別の電流感知方法は、アクティブ感知回路素子として電力ＦＥＴのオン抵抗を使用する。このアプローチもまた、システムに電力損失を加えない。アクティブ感知回路は、オン抵抗上の電圧降下を測定し、それを抵抗で割って、電力デバイスの電流に比例した電流を生成する。集積回路プロセスでは、この抵抗は、電力ＦＥＴデバイスのプロセス変動および温度係数を厳密に追跡するように作ることができ、その結果、電流感知ゲインが一貫している。しかしながら、スイッチングモード電力コンバータにおける電力ＦＥＴデバイスのスイッチングの性質により、感知信号は、スイッチングエッジの周りに必然的なスパイクまたはディップを有し、これはシステム制御にノイズを加える。さらに、電力ＦＥＴデバイスにおける電流は、デバイスのオフからオンへの遷移中のステップ変化の性質を提示する。電流感知増幅器の帯域幅は有限であるため、感知遅延を克服することは困難である。高周波小デューティサイクルスイッチングコンバータの場合、オン時間は数十ナノ秒と短くなる可能性がある。ＦＥＴのオン抵抗ベースの電流感知のノイズおよび遅延は、スイッチングコンバータ回路のインダクタ電流感知におけるその応用を制限する。
図１は、スイッチングコンバータ回路１００の実施例の回路図である。回路は、バックコンバータトポロジーを有し、ドライバおよび金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＤＲＭＯＳ）制御を使用する。ＤｒＭＯＳは、電力デバイス（例えば、電力ＦＥＴ）および電力デバイスドライバを統合する。コントローラ１０２は、回路負荷Ｒ負荷で安定化出力電圧Ｖｏを生成するためにＦＥＴのスイッチングを制御する。ＤｒＭＯＳ内の電流センサは、電力デバイスがオンのときに電力デバイスを通る電流を感知し、電力デバイスの電流に比例した電流信号を供給およびシンクする。電力デバイスの電流の合計がインダクタ電流に等しいため、電流センサの出力電流は、インダクタ電流（Ｋｃｓ・ｉＬ）に比例する電流である。この電流は、電流感知回路素子Ｒｃｓを使用して電圧信号Ｖｓｎｓに変換される。電流センサは、電流センサの回路にヘッドルームを提供するために、中間ＤＣ電圧（Ｖバイアス＿ＤＣ）を使用してバイアスされる。電圧信号Ｖｓｎｓは、感知電流を表し、コントローラ１０２は、電流モードＰＷＭ制御、過電流保護、または負荷制限のためにＶｓｎｓを使用し得る。
キャパシタンスＣ１および抵抗Ｒｃｓによって形成されたローパスフィルタは、電流センサ回路からの高周波ノイズを減衰させる。抵抗Ｒ１およびキャパシタンスＣ２によって形成されたハイパスフィルタは、スイッチングノードＳＷからの高周波信号を感知電流信号に注入する。電流感知回路のゲインは、正確な電流感知を提供するために平坦な周波数応答を有し、理想的には、ＤＣから無限大周波数まで一定のままであることが望ましい。
図２は、図１の回路の電流感知のゲイン（Ｖｓｎｓ（ｓ）／ｉＬ（ｓ））のボード線図のグラフを示す。ボード線図は、ＤｒＭＯＳから供給されたローパスフィルタリングされた電流信号の周波数応答２０４、ハイパスフィルタリングされたＳＷ注入信号の周波数応答２０６、ならびにハイパスおよびローパスフィルタリングの複合周波数応答２０８を示す。ＳＷ注入信号２０６の周波数応答は、電力ステージの共振周波数（ωｏ＝１／（Ｌ・Ｃｏｕｔ）１／２）でノッチを示す。ボード線図は、ローパスフィルタの選択されたコーナ周波数ｆｃが電力ステージの共振周波数をはるかに上回っている場合にのみ、ゲイン平坦の複合周波数応答であることを示している。グラフは、コーナ周波数が電力ステージ共振周波数よりも１桁高いときに平坦な複合周波数応答を示しており（グラフ２１０に示すように）、コーナ周波数が共振周波数に近づくにつれて、応答は平坦でない（グラフ２１２および２１４に示されるように）。
図３は、多相スイッチングコンバータ回路３００の実施例の回路概略図である。回路は、負荷の変化に応じてアクティブ化および非アクティブ化される複数の電力ステージまたは位相ステージを含む。多相スイッチコンバータを使用するとき、電流感知で平坦なゲインを実装するという課題はより困難になる。図４は、図３の多相スイッチコンバータの電流感知のゲインおよび位相のボード線図を示す。プロットは、電流感知ゲインがアクティブな位相の数に依存していることを示している。
本明細書で先に説明したように、コーナ周波数を電力ステージの共振周波数よりもはるかに高く移動させることは、平坦な電流感知周波数応答を提供することができる。しかしながら、実際には、電流センサからのノイズが非常に強いため、コーナ周波数が電力ステージ共振周波数に近いか、それより低くなければならないのが一般的である。このため、実際には、平坦なゲイン周波数応答を有する電流感知を実装することは困難である。
図５は、図１の実施例よりも改善された周波数応答を有するスイッチングコンバータ回路５００の回路概略図である。スイッチングコンバータ回路は、とりわけ、集積回路（ＩＣ）上に製造されたディスクリートインダクタまたは誘導デバイスであり得る誘導回路素子５０４を含む。スイッチングコンバータ回路はまた、上部および下部の電力デバイス（例えば、電力ＦＥＴ）を有するＤｒＭＯＳスイッチング回路５０６を含む。ＤｒＭＯＳ制御は、誘導回路素子５０４を充放電して、回路負荷Ｒ負荷への出力電圧Ｖｏを生成する。出力電圧Ｖｏは、コントローラ５０２のＶＯＳＮＳピンに接続されている。ＶＯＳＮＳ信号は、感知出力電圧を非反転入力に接続された電圧基準Ｖｒｅｆと比較する、電圧安定化ループ誤差増幅器５０８の反転入力に供給される。誤差増幅器の出力は、出力を安定化するためにＤｒＭＯＳのスイッチングを調整する電圧安定化回路ループに供給することができる。増幅された誤差は、コントローラ５０２内のパルス変調（ＰＷＭ）回路および他の回路に供給される。ソフト起動中、基準電圧はその最終ＤＣ値までスムーズに上昇し、閉ループフィードバック制御は、出力電圧Ｖｏに基準電圧を追跡させるためにＤｒＭＯＳのスイッチングを調整する。
スイッチングコンバータ回路はまた、インダクタ電流を感知するための電流感知回路を含む。ＤｒＭＯＳはインダクタ電流（ＫＣＳ・ｉＬ）に比例した電流を供給し、供給された電流は電流感知回路素子ＲＣＳに印加されて、供給された電流に比例し、したがってインダクタ電流ｉＬに比例する電圧ＶＳＮＳを生成する。ＤｒＭＯＳによって感知された電流は、電力ＦＥＴのオン抵抗に基づいているため、供給された電流（ＫＣＳ・ｉＬ）はノイズの多い信号であり、ノイズスパイク、ノイズディップ、および信号遅延を有し得る。感知電圧ＶＳＮＳはフィルタリングされ、コントローラ５０２に提供される。ＲＣＳに並列に接続されたキャパシタＣ１は、感知電圧ＶＳＮＳのノイズを減衰させる。Ｒ１～Ｃ２経路は、ＶＳＮＳがインダクタ電流を完全に表すように高周波成分を供給する。ＶＳＮＳは、ＤｒＭＯＳ制御の過電流保護、負荷制限、または電流モードパルススイッチ変調（ＰＷＭ）に使用することができる。
ＤｒＭＯＳの電流源には１つ以上のアクティブなデバイスがあるため、電流感知回路素子ＲＣＳのバイアス回路ノードは、アクティブなデバイスにヘッドルームを提供するために、低い供給電圧（例えば、接地）を上回り、高い供給電圧（例えば、ＶＣＣ）を下回る中間コモンモード電圧にバイアスされる。しかしながら、バイアスは、コモンモードに対するＤＣバイアスではない。代わりに、スイッチングコンバータ回路は、バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加する動的バイアス回路を含む。動的バイアス電圧は、時間変化している
Figure 2022062700000002
 を含み、出力電圧ＶｏのＡＣ信号成分を追跡する。
出力電圧Ｖｏはまた、基準電圧Ｖｒｅｆに等しいＤＣ信号成分を含む。このＤＣ信号成分は、動的バイアス回路によって除去される。図５の実施例では、動的バイアス回路は、差動増幅器５１０を含む。基準電圧Ｖｒｅｆは、増幅器５１０の反転端子に印加され、感知出力電圧ＶＯＳＮＳは、ＤＣバイアス（Ｖバイアス＿ＤＣ）とともに非反転入力に供給される。これは、ＡＣ成分を保持し、新しいＤＣバイアスＶバイアス＿ＤＣを追加しながら、ＶｏからＶｒｅｆを除去する。差動増幅器によって出力される動的バイアス電圧は、
Figure 2022062700000003
 である。
差動増幅器５１０の出力は、信号リミッタ（例えば、クランプ回路）に接続されて、動的バイアス電圧の振幅を制限する。リミッタ５１２は、
Figure 2022062700000004
 がＤｒＭＯＳ電流源によって必要とされるバイアス電圧範囲内にあることを保証する。
スイッチングコンバータ回路５００はまた、ローパスフィルタＲＣＳＣ１に結合されたハイパスフィルタおよび誘導回路素子５０４に接続されたスイッチング回路ノード（ＳＷ）を含む。ハイパスフィルタは、直列に接続された抵抗器Ｒ１およびキャパシタＣ２を含む。ハイパスフィルタは、コントローラの電流感知入力および電流感知抵抗器ＲＣＳに注入される電流をフィルタリングする。
図６は、図５の回路実施例についての電流感知（Ｖｓｎｓ（ｓ）／ｉＬ（ｓ））のゲインのボード線図のグラフを示す。ボード線図は、ローパスフィルタリングされた電流信号の周波数応答６０４、ハイパスフィルタリングされたＳＷ注入信号の周波数応答６０６、ならびにハイパスおよびローパスフィルタリングの複合周波数応答６０８を示す。図２のボード線図と比較して、ハイパスフィルタリングされたＳＷ注入信号の周波数応答６０６は、ノッチを含まない。結果として、ゲインの複合周波数応答６０８は、周波数範囲全体で平坦である。
Figure 2022062700000005
 を使用することによって、ローパスフィルタコーナ周波数は、電力ステージの共振周波数によって制限されない。ハイパスフィルタ成分値の適切な選択により、電力ステージの共振周波数を下回っていても、ローパスフィルタコーナ周波数以上の比例電流感知信号を誘導することができる。動的バイアス電圧技術はまた、多相スイッチングコンバータ回路の電流感知回路のゲインに対して平坦な周波数応答を提供する。図３の実施例における、ＤＣバイアスへの電流感知回路素子の接続は、動的バイアス回路への接続に置き換えられる。
動的バイアス技術がＤＣバイアスを有するシステムの限界を克服する明確な物理的理由がある。クロスオーバー周波数ｆｃを上回ると、ＤｒＭＯＳからの電流信号が強く減衰するため、電流感知信号はＳＷノード注入からの信号に依拠する。インダクタの両端の電圧は、ＳＷ回路ノードの電圧から出力電圧Ｖｏを引いたものである。両方の信号の動的性質が、インダクタ電流を決定する。インダクタ電流の動的挙動を反映するために、ＳＷノード注入からの信号は、同じ動的信号に結合する。図１の例示的な回路におけるようなＤＣバイアス電圧では、注入分岐の下端がＤＣバイアス電圧に接続され、その結果、Ｖｏの動的性質が失われる。
図７は、スイッチングコンバータ回路７００の別の実施例の回路概略図である。この実施例は、安定化およびバイアスのための感知出力電圧ＶＦＢが出力電圧Ｖｏの分割されたバージョンであることを除いて、図５の場合の実施例と同様である。差動増幅器によって出力される動的バイアス電圧は、
Figure 2022062700000006
 である。
式中、
Figure 2022062700000007
 は、分割抵抗器の比である。
図８は、スイッチングコンバータ回路の別の実施例の回路概略図である。この実施例では、注入信号は、コントローラの内部にある。これは、ＳＷ回路ノードへの接続を削除し、キャパシタＣ１、Ｃ２および抵抗器Ｒ１がコントローラの内部にあることを可能にする。
Figure 2022062700000008
 は、ＰＷＭに使用され、ＤｒＭＯＳスイッチング回路のスイッチング回路素子をアクティブ化させて、安定化出力電圧を提供する。
Figure 2022062700000009
 は、ハイパスフィルタリングされ、かつコントローラの電流感知入力および電流感知抵抗器ＲＣＳに注入される、注入信号として使用される信号である。
図９は、スイッチングコンバータ回路の別の実施例の回路概略図である。スイッチングコンバータ回路は、バックコンバータ回路である。コントローラは実施例に示されていないが、コントローラは、入力ＳＮＳ＋およびＳＮＳ－で感知電圧ＶＳＮＳを受信する。動的バイアス回路は、電圧源Ｖバイアス＿Ｄｙｎとして示されている。図９の実施例において、下部側電力ＦＥＴの電流のみが感知される。
高周波スイッチング小デューティサイクルバックコンバータの場合、上部側スイッチのオン時間は短い。リバースリカバリーや他のスイッチングノイズがあるため、上部側ＦＥＴのオン時間中に正確な電流信号を提供することは困難である。これは、過大評価または過小評価された電流感知信号が、平均電流読み取り値を歪めることがあるため、平均測定の場合であっても当てはまる。さらに、上部側スイッチの電流感知は、フライング回路であるため、ハードウェアに実装するのがはるかに複雑である。
平均インダクタ電流を表すために、下部ＦＥＴ平均電流だけを感知することは実現可能である。下部ＦＥＴの平均電流は、下部ＦＥＴオン時間中に信号を平均するか、または下部ＦＥＴオン時間の中間でサンプリングすることによって得ることができる。
電流感知回路は、下部ＦＥＴの電流をサンプリングして、サンプリングされた電流感知信号（ＫＣＳ・ｉＳＡＭ）を生成するサンプルホールド回路９１４を含む。サンプリングされた電流信号は、電流感知回路素子に印加され、サンプルホールド回路は、低周波信号を追跡する。ローパスフィルタ回路は、サンプリングされた電流感知信号をフィルタリングする。ＳＷ回路ノードからの電流注入は、前と同様に高周波信号成分を提供する。
図１０は、下部側ＦＥＴの電流（Ｉｂｏｔ）をサンプリングする実施例の図示である。図は、下部側ＦＥＴのオン時間の中間で電流がサンプリングされていることを示している。サンプリング効果は、この平均信号の使用可能な帯域幅を、スイッチング周波数の１／１０をはるかに下回るように制限するが、提案された技術では、効果的な高周波注入により、リアルタイムの電流感知信号を作り上げることができる。
図１１は、図９の回路実施例についての電流感知のゲインのボード線図１１１０および電流感知の位相のボード線図１１２０を示す。位相ボード線図１１２０は、サンプリングおよびフィルタリングされた平均電流信号が、サンプリング効果のために著しい遅延を提示することを示している。ゲインボード線図１１１０は、サンプリングされた下部側ＦＥＴ電流の低周波信号（ＩＢＯＴ（ｓ）／ｉＬ（ｓ））の周波数応答１１２２を示す。サンプリングされた下部側のＦＥＴ電流は、ハイパスフィルタリングされたＳＷ注入信号および動的バイアスと組み合わされて、電流感知信号（Ｖｓｎｓ（ｓ）／ｉＬ（ｓ））を再構築する。グラフ１１０８は、動的バイアス電圧で再構築された電流感知信号のゲインを示し、グラフ１１０６は、一定バイアス電圧で再構築された電流感知信号のゲインを示す。ボード線図１１１０は、動的バイアス電圧を有する電流感知の周波数応答のゲインが、周波数範囲全体で平坦であることを示す。
図１２は、ハイブリッドスイッチトキャパシタＰＷＭステップダウン電圧レギュレータ１２００の回路概略図である。ハイブリッドスイッチトキャパシタＰＷＭレギュレータは、特に高電圧高周波の用途の場合に、本明細書で前述の実施例のスイッチングコンバータ回路よりも高い電力変換効率を有する。ハイブリッドスイッチトキャパシタＰＷＭレギュレータは、チャージポンプ回路ステージおよび電力ステージを含む。チャージポンプ回路は、直列に接続された４つのスイッチングトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）、ミッドポイントキャパシタＣＭＩＤ、およびフライングキャパシタＣＦＬＹを含む。スイッチングトランジスタの間には３つのスイッチング回路ノード（ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３）がある。電力ステージは、ＳＷ３およびＣＦＬＹに接続されたインダクタＬを含む。
ドライバ回路１２０２は、スイッチングトランジスタのアクティブ化を制御して、負荷Ｒ負荷に接続された出力端子に出力電圧ＶＯを生成する。ドライバ回路１２０２は、電圧安定化を使用して、安定化出力電圧を生成するように、スイッチングトランジスタのスイッチングデューティサイクルを調整し得る。ドライバ回路は、低側トランジスタのうちの１つでアクティブ化された高側トランジスタのうちの１つと対になって、スイッチングトランジスタをアクティブ化する。アクティブステージの間、デバイスＱ１およびＱ３がオンであり、フリーホイーリングステージでは、デバイスＱ２およびＱ４がオンである。
図１３は、アクティブステージおよびフリーホイーリングステージ中のスイッチングトランジスタのドレインソース間電流（Ｉｄｓ）波形を示すグラフである。アクティブステージ中、インダクタ電流（ｉＬ）は、Ｑ１電流とＱ３電流との合計であり、または
Figure 2022062700000010
 である。
電流分布は等しくない可能性があり、それはＣＦＬＹおよびＣＭＩＤの設計に依存することに留意されたい。したがって、Ｑ１電流またはＱ３電流のみを感知しても、インダクタ電流信号を推測することはできない。
フリーホイーリングステージ中、インダクタ電流はＱ４電流からＱ２電流を引いたものであり、または
Figure 2022062700000011
 である。
図１４は、インダクタ電流（ｉＬ）、Ｑ２電流（ｉＱ２）、Ｑ４電流（ｉＱ４）、およびＱ４－Ｑ２電流（ｉＱ４－ｉＱ２）の波形を示す。Ｑ２およびＱ４がオンであるフリーホイーリング期間中、インダクタ電流が、Ｑ４電流からＱ２電流を引いたものに等しいことが波形からわかる。
いくつかの特別な場合において、Ｑ２電流が小さく、無視可能である場合、Ｑ４電流はインダクタ電流に等しい。これらの特別な場合は、限定はされないが、ｉ）フライングキャパシタおよびミッドキャパシタが十分に大きく、その結果、Ｑ２電流が小さい、ｉｉ）ＦＥＴのオン抵抗が小さく、その結果、Ｑ２およびＱ４のオン時間の中間までに、Ｑ２電流は無視可能な値まで減衰する、およびｉｉｉ）Ｑ２を小さい値に減少させるトポロジの改善、を含む。
ハイブリッドスイッチトキャパシタコンバータは、複数のフローティング電力ＭＯＳＦＥＴを有する。単純なバックコンバータと比較して、複数のフローティングＭＯＳＦＥＴの感知電流信号を転送および合計することはより複雑である。これは、Ｑ１およびＱ３に特に当てはまり、これらのスイッチングトランジスタが「フライング」スイッチであるためである。トランジスタＱ２はＣＭＩＤの安定な電圧ＶＭＩＤ上にあり、Ｑ４は接地を参照するため、Ｑ２およびＱ４（または、特別な場合はＱ４のみ）の電流感知はより簡単である。
図９の実施例のように、サンプルホールド回路および動的バイアス回路を有する電流感知回路を使用することによって、アクティブステージ中のＱ１およびＱ３の平均合計電流、または好ましくはフリーホイーリングステージ中のＱ２およびＱ４の平均合計電流を感知し、サンプリングされた信号を低周波インダクタ電流信号として使用することができる。クロスオーバー周波数を超えると、高周波注入信号が電流感知信号を引き継ぐ。インダクタ電流は、サンプリングされた低周波電流信号および高周波注入電流信号で再構築される。
図１５は、例えば、本明細書に記載のスイッチングコンバータ回路のいずれかなどのスイッチングコンバータ回路を動作させる方法１５００の実施例の流れ図である。ブロック１５０５において、誘導回路素子は、ドライバ回路を使用して充放電されて、スイッチングコンバータ回路の出力電圧を生成する。ドライバ回路は、ＤｒＭＯＳスイッチング回路であってもよい。
１５１０において、インダクタ電流は、電流感知回路を使用して監視される。感知された電流は、ドライバ回路によって供給され得る。いくつかの態様では、ドライバ回路は、電流感知回路によってローパスフィルタリングされる電流信号を供給し、スイッチングノードからの電流信号が、ハイパスフィルタリングされ、電流感知回路の回路素子への注入によって、ローパスフィルタリングされた信号と合計される。いくつかの態様では、ドライバ回路によって提供される電流信号がサンプリングされ、サンプリングされたローパスフィルタリングされた電流信号およびハイパスフィルタリングされた電流信号を使用してインダクタ電流を再構築することによって、インダクタ電流が推測される。
１５１５において、動的バイアス電圧が、電流感知回路のバイアス回路ノードに印加される。動的バイアス電圧は、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む。ＤＣバイアス成分がＡＣ成分に加えられて、監視のための電流を供給するデバイスにヘッドルームを提供する。
記載されるシステム、デバイス、および方法のいくつかの実施例は、スイッチングモード電力コンバータおよびハイブリッドスイッチトキャパシタコンバータのためのインダクタ電流を監視するために使用することができる。電流感知は正確で、リアルタイムで提供され、信号ノイズに対して堅牢である。
追加の説明および態様
第１の態様（態様１）は、誘導回路素子と、誘導回路素子にエネルギーを提供して、交流（ＡＣ）信号成分および直流（ＤＣ）信号成分を有する出力電圧を生成するように構成されたドライバスイッチング回路と、バイアス回路ノードに結合され、誘導回路素子のインダクタ電流を表す電流感知信号を生成するように構成された電流感知回路と、バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加するように構成された動的バイアス回路と、を備え、動的バイアス電圧は、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、主題（スイッチングコンバータ回路など）を含む。
態様２において、態様１の主題は、任意選択で、出力電圧のＡＣ信号成分から出力電圧のＤＣ信号成分を分離し、ＡＣ信号成分にＤＣバイアス成分を追加して、動的バイアス電圧を生成するように構成された動的バイアス回路を含む。
態様３において、態様２の主題は、任意選択で、感知出力電圧を基準電圧と比較するように構成された誤差増幅器と、出力電圧から基準電圧を減算し、ＤＣバイアス成分を追加し、ＡＣ信号成分を保持して動的バイアス電圧を生成するように構成された差動増幅器を含む動的バイアス回路と、を含む。
態様４において、態様１～３のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、動的バイアス回路の振幅を制限するように構成されたクランプ回路を含む。
態様５において、態様１～４のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、電流感知回路に含まれ、インダクタ電流を表す感知電圧を生成するように構成された電流感知回路素子と、感知電圧をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、ローパスフィルタ回路および誘導回路素子に動作可能に結合されたスイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、を含む。
態様６において、態様１～４のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、電流感知回路に含まれ、インダクタ電流を表す感知電圧信号を生成するように構成された電流感知回路素子と、感知電圧信号をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、出力電圧を監視し、デューティサイクル信号を生成して、ドライバスイッチング回路のスイッチング回路素子をアクティブ化させて、安定化出力電圧を提供するように構成された電圧安定化回路ループと、電流感知素子にハイパスフィルタリングされたデューティサイクル信号を印加するように構成されたハイパスフィルタ回路と、を含む。
態様７において、態様１～４のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、ローパスフィルタ回路と、ローパスフィルタ回路および誘導回路素子に動作可能に結合されたスイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、ドライバスイッチング回路のスイッチング回路素子内の電流のサンプリングされた電流感知信号を生成するように構成されたサンプルホールド回路を含む電流感知回路と、を含み、ローパスフィルタ回路は、サンプリングされた電流感知信号をフィルタリングするように構成されている。
態様８は、主題（スイッチングコンバータ回路を動作させる方法など）を含むか、または任意選択で、そのような主題を含むように態様１～７のうちの１つまたは任意の組み合わせと組み合わせることができ、ドライバおよびＭＯＳＦＥＴ（ＤｒＭＯＳ）スイッチング回路を使用して誘導回路素子を充放電して、スイッチングコンバータ回路の出力電圧を生成することと、電流感知回路を使用して誘導回路素子のインダクタ電流を監視することと、電流感知回路のバイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加することであって、動的バイアス電圧が、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡する交流（ＡＣ）成分を含む、印加することと、を含む。
態様９において、態様８の主題は、任意選択で、出力電圧の直流（ＤＣ）信号成分を除去して、動的バイアス電圧のＡＣ成分を生成することと、動的バイアス電圧のＡＣ成分にＤＣバイアス成分を追加することと、を含む。
態様１０において、態様９の主題は、任意選択で、誤差増幅器を使用して出力電圧を電圧基準と比較し、出力電圧から基準電圧を減算することによって、出力電圧を安定化することを含む。
態様１１では、実施例８～１０のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、クランプ回路を使用して動的バイアス電圧の振幅を制限することを含む。
態様１２において、実施例８～１１のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、電流感知回路素子の電圧を感知することによってインダクタ電流を感知し、ローパスフィルタ回路を使用して感知電圧をフィルタリングすることと、誘導回路素子に接続されたスイッチング回路ノードから電流感知回路素子に電流を印加し、ハイパスフィルタ回路を使用して電流をフィルタリングすることと、を含む。
態様１３において、態様８～１２のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、デューティサイクル信号に従ってＤｒＭＯＳスイッチング回路のスイッチング回路素子をアクティブ化させて、出力電圧を生成することと、電流感知回路素子の電圧を感知することによってインダクタ電流を感知し、ローパスフィルタ回路を使用して感知電圧をフィルタリングすることと、電流感知素子にデューティサイクル信号を印加し、ハイパスフィルタ回路を使用してデューティサイクル信号をフィルタリングすることと、を含む。
態様１４において、態様８～１４のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、誘導回路素子に接続されたＤｒＭＯＳスイッチング回路のスイッチング回路素子の電流をサンプリングすることによってインダクタ電流を感知して、サンプリングされた信号を生成し、ローパスフィルタ回路を使用してサンプリングされた信号をフィルタリングすることと、誘導回路素子に接続されたスイッチング回路ノードから電流感知素子に電流を印加し、ハイパスフィルタ回路を使用して電流をフィルタリングすることと、を含む。
態様１５は、主題（電圧コンバータ回路など）を含むか、または任意選択で、そのような主題を含むように態様１～１４のうちの１つまたは任意の組み合わせと組み合わせることができ、直列に接続された複数のスイッチングトランジスタを含むチャージポンプ回路と、複数のスイッチングトランジスタの第１の低側スイッチングトランジスタと第２の高側スイッチングトランジスタとの間の第１のスイッチング回路ノードに結合された誘導回路素子と、複数のスイッチングトランジスタのアクティブ化を制御して、電圧コンバータ回路の出力端子に出力電圧を生成するように構成されたドライバ回路であって、出力電圧が、交流（ＡＣ）信号成分および直流（ＤＣ）信号成分を有する、ドライバ回路と、誘導回路素子のインダクタ電流を表す電流感知信号を生成するための電流感知回路であって、電流感知回路が、バイアス回路ノードに結合されている、電流感知回路と、バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加するように構成された動的バイアス回路であって、動的バイアス電圧が、出力電圧のＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、動的バイアス回路と、を備える。
態様１６において、態様１５の主題は、任意選択で、低側スイッチングトランジスタに結合されたサンプルホールド回路を含み、低側スイッチングトランジスタ内の電流のサンプリングされた電流感知信号を生成するように構成された電流感知回路を含む。
態様１７において、態様１６の主題は、任意選択で、サンプリングされた電流感知信号をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、ローパスフィルタ回路およびスイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、を含む。
態様１８において、態様１５～１７のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、フィードバック出力電圧からＤＣ信号成分を除去し、フィードバック出力電圧のＡＣ信号成分にＤＣバイアス成分を追加して、動的バイアス電圧を生成するように構成された動的バイアス回路を含む。
態様１９において、態様１５～１８のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、動的バイアス回路の振幅を制限するように構成されたクランプ回路を含む。
態様２０において、態様１５および態様１８～１９のうちの１つまたは任意の組み合わせの主題は、任意選択で、電流感知回路に含まれ、インダクタ電流を表す感知電圧信号を生成するように構成された電流感知回路素子と、感知電圧信号をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、ローパスフィルタ回路および誘導回路素子に動作可能に結合されたスイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、を含む。
これらのいくつかの態様は、任意の順列または組み合わせで組み合わせることができる。上記の詳細な説明は、詳細な説明の一部を形成する添付図面への参照を含む。図面は、例証として、本発明を実施することができる特定の実施形態を示す。これらの実施形態はまた、本明細書では「実施例」とも呼ばれる。本文献において言及される全ての公開物、特許、および特許文献は、参照により個別に組み込まれるかのように、それらの全体が参照により本明細書に組み込まれる。本文献と参照により組み込まれる文献との間に不整合な使用法がある場合には、組み込まれる参照における使用法が、本文献の使用法の補足と見なされるべきであり、調和しない不整合については、本文献における使用法が支配する。
本文献では、「ａ」または「ａｎ」という用語は、特許文献で一般的であるように、「少なくとも１つ」または「１つ以上」の他の例または使用法とは関係なく、１つまたは１つを超えるを含むように使用される。本文献では、「または」という用語は、特に指定のない限り、「ＡまたはＢ」が「ＡであるがＢではない」、「ＢであるがＡではない」、および「ＡおよびＢ」を含むように、非排他的な「または」を指すために使用される。添付の特許請求の範囲では、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」および「そこで（ｉｎ ｗｈｉｃｈ）」という用語は、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」および「そこで（ｗｈｅｒｅｉｎ）」というそれぞれの用語の平易な英語の同等語として使用される。また、以下の特許請求の範囲において、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」および「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という用語は制限のないものであり、すなわち、請求項でそのような用語の後に列挙されたものに加えて、要素を含むシステム、デバイス、物品、またはプロセスは、依然としてその請求項の範囲内にあると考えられる。さらに、以下の特許請求の範囲では、「第１」、「第２」、および「第３」などの用語は単にラベルとして使用され、その対象に数値的な要件を課すことを意図するものではない。本明細書に記載される方法の実施例は、少なくとも部分的に機械またはコンピュータに実装することができる。
上記の説明は例示を意図しており、限定的なものではない。例えば、上記の実施例（またはその１つ以上の態様）を互いに組み合わせて使用することができる。当業者であれば、上記の説明を検討することにより、他の実施形態を使用することができる。要約は、読者が技術的開示の性質を迅速に確認することを可能にするために、３７Ｃ．Ｆ．Ｒ．§１．７２（ｂ）に準拠して提供される。要約は、特許請求の範囲または意味を解釈または限定するために使用されないということを理解した上で提出される。また、上記の発明を実施するための形態では、開示を簡素化するために、様々な特徴をグループ化してまとめることができる。これは、特許請求されていない開示された特徴がいずれかの請求項に不可欠であることを意図するものとして解釈されるべきではない。むしろ、発明の主題は、特定の開示された実施形態のすべての特徴にない場合がある。したがって、以下の特許請求の範囲は、発明を実施するための形態に組み込まれ、各請求項は別個の実施形態としてそれ自体で成り立つ。本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲を参照して、そのような特許請求の範囲が権利を与えられる均等物の全範囲とともに決定されるべきである。
１００ スイッチングコンバータ回路
１０２ コントローラ
２０４ 周波数応答
２０６ ＳＷ注入信号
２０６ 周波数応答
２０８ 複合周波数応答
３００ 多相スイッチングコンバータ回路
５００ スイッチングコンバータ回路
５０２ コントローラ
５０４ 誘導回路素子
５０６ ＤｒＭＯＳスイッチング回路
５０８ 電圧安定化ループ誤差増幅器
５１０ 差動増幅器
５１２ リミッタ
６０４ 周波数応答
６０６ 周波数応答
６０８ 複合周波数応答
７００ スイッチングコンバータ回路
９１４ サンプルホールド回路
１１０６ グラフ
１１０８ グラフ
１１１０ ゲインボード線図
１１２０ 位相ボード線図
１１２２ 周波数応答
１２００ ハイブリッドスイッチトキャパシタＰＷＭステップダウン電圧レギュレータ
１２０２ ドライバ回路
１５００ 方法

Claims (20)

  1. スイッチングコンバータ回路であって、
    誘導回路素子と、
    前記誘導回路素子にエネルギーを提供して前記スイッチングコンバータ回路の出力電圧を生成するように構成されたドライバスイッチング回路であって、前記出力電圧が、交流（ＡＣ）信号成分および直流（ＤＣ）信号成分を有する、ドライバスイッチング回路と、
    前記誘導回路素子のインダクタ電流を表す電流感知信号を生成するように構成された電流感知回路であって、前記電流感知回路の出力が、バイアス回路ノードに結合されている、電流感知回路と、
    前記バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加するように構成された動的バイアス回路であって、前記動的バイアス電圧が、前記出力電圧の前記ＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、動的バイアス回路と、を備える、スイッチングコンバータ回路。
  2. 前記動的バイアス回路が、前記出力電圧の前記ＡＣ信号成分から前記出力電圧の前記ＤＣ信号成分を分離し、前記ＡＣ信号成分にＤＣバイアス成分を追加して、前記動的バイアス電圧を生成するように構成されている、請求項１に記載のスイッチングコンバータ回路。
  3. 感知出力電圧を基準電圧と比較するように構成された誤差増幅器を含み、
    前記動的バイアス回路が、前記出力電圧から前記基準電圧を減算し、前記ＤＣバイアス成分を追加し、前記ＡＣ信号成分を保持して前記動的バイアス電圧を生成するように構成された差動増幅器を含む、請求項２に記載のスイッチングコンバータ回路。
  4. 前記動的バイアス回路の振幅を制限するように構成されたクランプ回路を含む、請求項１に記載のスイッチングコンバータ回路。
  5. 前記電流感知回路に含まれ、前記インダクタ電流を表す感知電圧を生成するように構成された電流感知回路素子と、
    前記感知電圧をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、
    前記ローパスフィルタ回路および前記誘導回路素子に動作可能に結合されたスイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、を含む、請求項１に記載のスイッチングコンバータ回路。
  6. 前記電流感知回路に含まれ、前記インダクタ電流を表す感知電圧信号を生成するように構成された電流感知回路素子と、
    前記感知電圧信号をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、
    前記出力電圧を監視し、デューティサイクル信号を生成して、前記ドライバスイッチング回路のスイッチング回路素子をアクティブ化させて、安定化出力電圧を提供するように構成された電圧安定化回路ループと、
    前記電流感知素子にハイパスフィルタリングされたデューティサイクル信号を印加するように構成されたハイパスフィルタ回路と、を含む、請求項１に記載のスイッチングコンバータ回路。
  7. ローパスフィルタ回路と、
    前記ローパスフィルタ回路および前記誘導回路素子に動作可能に結合されたスイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、を含み、
    前記電流感知回路が、前記ドライバスイッチング回路のスイッチング回路素子内の電流のサンプリングされた電流感知信号を生成するように構成されたサンプルホールド回路を含み、前記ローパスフィルタ回路が、前記サンプリングされた電流感知信号をフィルタリングするように構成されている、請求項１に記載のスイッチングコンバータ回路。
  8. スイッチングコンバータ回路を動作させる方法であって、
    ドライバおよびＭＯＳＦＥＴ（ＤｒＭＯＳ）スイッチング回路を使用して誘導回路素子を充放電して、前記スイッチングコンバータ回路の出力電圧を生成することと、
    電流感知回路を使用して前記誘導回路素子のインダクタ電流を監視することと、
    前記電流感知回路のバイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加することであって、前記動的バイアス電圧が、前記出力電圧の交流（ＡＣ）信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、印加することと、を含む、方法。
  9. 前記動的バイアス電圧を印加することが、
    前記出力電圧の直流（ＤＣ）信号成分を除去して、前記動的バイアス電圧の前記ＡＣ成分を生成することと、
    前記動的バイアス電圧の前記ＡＣ成分にＤＣバイアス成分を追加することと、を含む、請求項８に記載の方法。
  10. 誤差増幅器を使用して前記出力電圧を電圧基準と比較することによって、前記出力電圧を安定化することを含み、
    前記出力電圧の前記直流（ＤＣ）信号成分を除去することが、前記出力電圧から前記基準電圧を減算することを含む、請求項９に記載の方法。
  11. クランプ回路を使用して前記動的バイアス電圧の振幅を制限することを含む、請求項８に記載の方法。
  12. 電流感知回路素子の電圧を感知することによって前記インダクタ電流を感知し、ローパスフィルタ回路を使用して前記感知電圧をフィルタリングすることと、
    前記誘導回路素子に接続されたスイッチング回路ノードから前記電流感知回路素子に電流を印加し、ハイパスフィルタ回路を使用して前記電流をフィルタリングすることと、を含む、請求項８に記載の方法。
  13. デューティサイクル信号に従って前記ＤｒＭＯＳスイッチング回路のスイッチング回路素子をアクティブ化させて、前記出力電圧を生成することと、
    電流感知回路素子の電圧を感知することによって前記インダクタ電流を感知し、ローパスフィルタ回路を使用して前記感知電圧をフィルタリングすることと、
    前記電流感知素子に前記デューティサイクル信号を印加し、ハイパスフィルタ回路を使用して前記デューティサイクル信号をフィルタリングすることと、を含む、請求項８に記載の方法。
  14. 前記誘導回路素子に接続された前記ＤｒＭＯＳスイッチング回路のスイッチング回路素子の電流をサンプリングすることによって前記インダクタ電流を感知してサンプリングされた信号を生成し、ローパスフィルタ回路を使用して前記サンプリングされた信号をフィルタリングすることと、
    前記誘導回路素子に接続された前記スイッチング回路ノードから前記電流感知素子に電流を印加し、ハイパスフィルタ回路を使用して前記電流をフィルタリングすることと、を含む、請求項８に記載の方法。
  15. 電圧コンバータ回路であって、
    直列に接続された複数のスイッチングトランジスタを含むチャージポンプ回路と、
    前記複数のスイッチングトランジスタの第１の低側スイッチングトランジスタと第２の高側スイッチングトランジスタとの間の第１のスイッチング回路ノードに結合された誘導回路素子と、
    前記複数のスイッチングトランジスタのアクティブ化を制御して前記電圧コンバータ回路の出力端子に出力電圧を生成するように構成されたドライバ回路であって、前記出力電圧が、交流（ＡＣ）信号成分および直流（ＤＣ）信号成分を有する、ドライバ回路と、
    前記誘導回路素子のインダクタ電流を表す電流感知信号を生成するための電流感知回路であって、前記電流感知回路が、バイアス回路ノードに結合されている、電流感知回路と、
    前記バイアス回路ノードに動的バイアス電圧を印加するように構成された動的バイアス回路であって、前記動的バイアス電圧が、前記出力電圧の前記ＡＣ信号成分を追跡するＡＣ成分を含む、動的バイアス回路と、を含む、電圧コンバータ回路。
  16. 前記電流感知回路が、前記低側スイッチングトランジスタに結合されたサンプルホールド回路を含み、前記低側スイッチングトランジスタ内の電流のサンプリングされた電流感知信号を生成するように構成された、請求項１５に記載の電圧コンバータ回路。
  17. 前記サンプリングされた電流感知信号をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、
    前記ローパスフィルタ回路および前記スイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、を含む、請求項１６に記載の電圧コンバータ回路。
  18. 前記動的バイアス回路が、フィードバック出力電圧から前記ＤＣ信号成分を除去し、前記フィードバック出力電圧の前記ＡＣ信号成分にＤＣバイアス成分を追加して、前記動的バイアス電圧を生成するように構成されている、請求項１５に記載の電圧コンバータ回路。
  19. 前記動的バイアス回路の振幅を制限するように構成されたクランプ回路を含む、請求項１５に記載の電圧コンバータ回路。
  20. 前記電流感知回路に含まれ、前記インダクタ電流を表す感知電圧信号を生成するように構成された電流感知回路素子と、
    前記感知電圧信号をフィルタリングするように構成されたローパスフィルタ回路と、
    前記ローパスフィルタ回路および前記誘導回路素子に動作可能に結合されたスイッチング回路ノードに動作可能に結合されたハイパスフィルタ回路と、を含む、請求項１５に記載の電圧コンバータ回路。
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