CN106452377B - 一种自适应补偿的射频功率放大器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种自适应补偿的射频功率放大器。转换电路产生两路同相的输入信号。驱动级电路中，PMOSFET一和NMOSFET一的漏极相连并作为驱动级电路的输出端，同时向功率级电路和反馈电路输出中间信号。输入信号一为PMOSFET一提供直流偏置和交流输入。输入信号二叠加反馈信号为NMOSFET一提供动态偏置和交流输入。反馈电路将该中间信号中的交流高频分量滤除，仅保留直流分量和交流低频分量得到反馈信号，送往NMOSFET一的栅极。功率级电路中，中间信号为NMOSFET二提供动态偏置和交流输入，使NMOSFET二偏置在AB类并且具有增益扩展。NMOSFET二的漏极作为所述功率级电路的输出端，对外输出射频输出信号。本申请同时实现了射频功率放大器的高线性度、高效率和高功率三个目标。

Description

一种自适应补偿的射频功率放大器

技术领域

本申请涉及一种射频功率放大器。

背景技术

射频功率放大器(RF power amplifier)是一种电子放大器，用来将较低功率的射频信号转换为较高功率。射频功率放大器的典型应用是用来驱动发射机(transmitter)中的天线，即将已调制射频信号放大到所需功率值后送天线发射。射频功率放大器的设计指标通常包括增益(gain)、输出功率、带宽、效率(efficiency)、线性度(linearity)、输入及输出阻抗匹配(impedance matching)、发热量等。

射频功率放大器的效率是指其将电源的直流功率转换为射频信号输出功率的能力。未转换为射频信号输出功率的电源功率就变为热量散发出来，因此低效率的射频功率放大器就具有较高的发热量。

射频功率放大器的线性度是指其输出功率与输入功率之间的线性关系。理想情况下，射频功率放大器仅提高输入信号的功率而不改变信号的内容，这要求射频功率放大器在其工作频段内保持相同增益。然而大多数功率放大元件的增益都随着频率升高而降低，因此无法达到理想的线性度。采用复杂调制方式的射频信号对于射频功率放大器的线性度要求更高。

现代的射频功率放大器可以采用砷化镓(GaAs)HBT(heterojunction bipolartransistor，异质结双极晶体管)、LDMOS(laterally diffused metal oxidesemiconductor，横向扩散金属氧化物半导体)、CMOS(complementary metal-oxide-semiconductor，互补式金属氧化物半导体)等作为功率放大元件。其中采用CMOS器件实现的射频功率放大器具有兼容性好、集成度高、成本低的优点，也存在线性度低、耐压值低的缺点。因此如何采用CMOS器件来实现高功率、高效率与高线性度的射频功率放大器就成为一个值得研发的课题，研发难点主要在于以下几个方面。

其一，MOS管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)是一种非线性器件。采用MOS管来实现射频功率放大器，其最大线性输出功率(maximum linear output power)较小。

请参阅图1，这是单MOS管功率放大器的增益-输出功率曲线示意图。当单MOS管功率放大器工作在A类模式时，静态偏置电流大，随输出功率增大增益先大致保持稳定而后减小，如曲线A所示。曲线A的前段增益大致稳定，称为小信号增益(small-signal gain)。曲线A的后段增益随输出功率增大而减小，即发生了增益压缩(gain compression)。当单MOS管功率放大器工作在AB类模式时，静态偏置电流小，其增益与输出功率的关系可能如曲线A，也可以如曲线B。曲线B是随输出功率增大增益先大致保持稳定而后增大再后减小。曲线B的前段增益大致稳定，称为小信号增益。曲线B的中段增益随输出功率增大而增大，即发生了增益扩展(gain expansion)。曲线B的后段增益随输出功率增大而减小，即发生了增益压缩。无论工作模式如何，在接近饱和输出功率时总会出现增益压缩，这限制了MOS管的最大线性输出功率。

其二，单MOS管功率放大器具有线性度低、效率低、最大线性输出功率小等缺点。为了弥补这些缺点，采用MOS管构成的射频功率放大器通常采用共源共栅(cascode，也称共射共基)结构，如图2所示，共分为两级。第一级MOS管采用共源极(common source)接法，即栅极作为信号输入端，漏极作为信号输入端。第二级MOS管采用共栅极(common gate)接法，即源极作为信号输入端，漏极作为信号输出端。第一级MOS管的漏极连接第二级MOS管的源极。这种共源共栅结构的射频功率放大器可以提高工作电压进而提高输出功率，提供输入和输出之间的隔离，但是效率仍然比较低，线性度也比较差。

2010年8月出版的IEEE Microwave Magazine杂志第11卷(Volume)第5期(issue)有一篇文章《The Linearity-Efficiency Compromise》，作者是Pedro M.Lavrador等。这篇文章对射频功率放大器难以同时取得高效率与高线性度的目标进行了分析，并对现有的线性化技术进行了介绍与分析。

申请公布号为CN103124162A、申请公布日为2013年5月29日的中国发明专利申请《一种高线性高效率射频功率放大器》公开了一种射频功率放大器。这份文献是通过两个NMOSFET堆叠的共源共栅结构来提高晶体管的抗击穿能力，从而提高射频功率放大器的输出功率。这份文献还通过AB类或B类功率放大电路与A类功率放大电路并联，前者具有较高的效率并产生增益扩展，后者产生增益压缩，通过前者的增益扩展与后者的增益压缩相抵消，从而实现了射频功率放大器的高线性度与高效率。然而，AB类或B类功率放大电路产生增益扩展的原理与A类功率放大电路产生增益压缩的原理并不同，难以实现精确地抵消，而且补偿效果受PVT(process，voltage，temperature，工艺、电压、温度)的影响较大。整个射频功率放大器由于包含了A类功率放大电路，实际效率也不会很高。

申请公布号为CN104333335A、申请公布日为2015年2月4日的中国发明专利申请《自适应双极型晶体管功率放大器线性偏置电路》公开了一种射频功率放大器的偏置电路，采用双极晶体管实现。这份文献是通过偏置电路来改善射频功率放大器在较大输入功率时的线性化。然而，双极晶体管采用的是电流偏置方式，而且输入端表现出二极管的伏安特性。当输入信号增大时，需要增大双极晶体管的偏置电流。因此，偏置电路要具有很低的输出阻抗，提供驱动双极晶体管的基极偏置电流。偏置电路所说的调节线性度，主要是避免过早出现明显的增益压缩，实际上对非线性失真的调节能力较弱。射频功率放大器的线性度主要取决于双极晶体管本身的线性度。如果改用MOS管，MOS管采用的是电压偏置方式，并不需要静态的偏置电流，偏置电路的借鉴意义不大。

发明内容

本申请所要解决的技术问题是提供一种射频功率放大器，采用CMOS器件实现，并具有高功率、高效率与高线性度的特点。

为解决上述技术问题，本申请提供了一种自适应补偿的射频功率放大器，包括转换电路、驱动级电路和功率级电路。

所述转换电路将一路射频输入信号转换为至少两路同相的输入信号并送往驱动级电路。

所述驱动级电路包括PMOSFET一、NMOSFET一和反馈电路。PMOSFET一的漏极和NMOSFET一的漏极相连并作为所述驱动级电路的输出端，同时向功率级电路和反馈电路输出中间信号。输入信号一送往PMOSFET一的栅极，为PMOSFET一提供直流偏置和交流输入，使PMOSFET一偏置在AB类并且在1dB压缩点之前的增益在±3dB的范围内变动。输入信号二送往NMOSFET一的栅极，输入信号二叠加反馈信号为NMOSFET一提供动态偏置和交流输入，使NMOSFET一偏置在AB类并且具有增益扩展。反馈电路位于NMOSFET一的漏极与栅极之间，将该中间信号中的交流高频分量滤除，仅保留直流分量和交流低频分量得到反馈信号，送往NMOSFET一的栅极。由图1可知，偏置在AB类的MOS管的增益-输出功率曲线可以在曲线A至曲线B之间变动。PMOSFET一的偏置状态满足在1dB压缩点之前增益变动范围为小信号增益±3dB。符合这种偏置状态的PMOSFET一有两种可能：一种是不具有增益扩展，另一种是具有增益扩展但增益扩展始终小于或等于小信号增益+3dB。PMOSFET二的偏置状态满足具有增益扩展，也就是导通角更接近180°。所述功率级电路包括NMOSFET二。该中间信号送往NMOSFET二的栅极，为NMOSFET二提供动态偏置和交流输入，使NMOSFET二偏置在AB类并且具有增益扩展。NMOSFET二的漏极作为所述功率级电路的输出端，对外输出射频输出信号。

或者，任意NMOSFET改为N沟道JFET(junction gate fieldeffect transistor，结型场效应管)、N沟道MESFET(metal semiconductor field effect transistor，金属半导体场效应管)、N沟道HEMT(high electron mobility transistor，高电子迁移率晶体管)、NPN型双极晶体管中的一种或多种，任意PMOSFET改为P沟道JFET、P沟道MESFET、P沟道HEMT、PNP型双极晶体管中的一种或多种；场效应管的栅极、源极、漏极分别改为双极晶体管的基极、发射极、集电极。

本申请取得的技术效果是同时实现了射频功率放大器的高线性度、高效率和高功率三个目标。驱动级电路的输出信号能够反映整个射频功率放大器的输入功率信息，不需要增加额外的功率检测电路或从外界输入实时功率信号，不引入额外的功耗。驱动级电路中采用负反馈方式补偿电路失真，失真越大，补偿越大。反馈电路直接采样驱动级电路的输出信号的直流分量和交流低频分量，并反馈给驱动级电路的n型器件作为偏置电压。该反馈环路只包含单管放大器，环路结构简单，响应速度快，稳定性好。如果存在PVT变化，则PVT变化会同时影响失真和补偿的大小，因此本申请受工艺偏差的影响较小。

与CN103124162A、CN104333335A等现有方案相比，本申请通过反馈的方式补偿器件的非线性，可以自适应调节补偿量，补偿精度高，受PVT影响较小，接近饱和时的偏置调节可以明显提高1dB增益压缩点，调高最大线性功率和线性效率。

附图说明

图1是单MOS管功率放大器的增益-输出功率曲线示意图。

图2是共源共栅结构的射频功率放大器的结构示意图。

图3是本申请提供的射频功率放大器的实施例一的结构示意图。

图4是本申请提供的射频功率放大器的实施例一在未接近饱和时的工作原理示意图。

图5是本申请提供的射频功率放大器的实施例一的中间信号直流分量-输出功率曲线示意图。

图6是本申请提供的射频功率放大器的实施例一的增益-输出功率曲线示意图。

图7是本申请提供的射频功率放大器的实施例一在接近饱和时的工作原理示意图。

图8是本申请提供的射频功率放大器的实施例一在不同的输出功率下驱动级电路的输出信号的波形示意图。

图9是本申请提供的射频功率放大器的实施例二的结构示意图。

图10是本申请提供的射频功率放大器的实施例三的结构示意图。

图11是本申请提供的射频功率放大器的实施例四的结构示意图。

图12是本申请提供的射频功率放大器的实施例五的结构示意图。

图中附图标记说明：V+为正电源；V-为负电源；Vin为输入电压；Vout为输出电压；Rd为负载电阻；VDD1为驱动级电路的工作电压；VDD2为功率级电路的工作电压；RFin为射频输入信号；in1、in2……为输入信号；mid为中间信号(驱动级电路的输出信号)；fb为反馈信号(反馈电路的输出信号)；RFout为射频输出信号；MN1、MN2……为NMOS晶体管；MP1为PMOS晶体管。*_n和*_p表示差分结构或差分信号。

具体实施方式

请参阅图3，这是本申请提供的射频功率放大器的实施例一。所述射频功率放大器包括转换电路、驱动级电路和功率级电路。

所述转换电路用来将一路射频输入信号RFin转换为两路同相的输入信号in1和in2并送往驱动级电路。输入信号一in1是具有直流偏置电压的射频信号，可由射频输入信号RFin经过一定的幅度变换和/或相位偏移后叠加一定的直流分量而来。输入信号二in2也是射频信号，可以具有或不具有直流偏置电压，可由射频输入信号RFin经过一定的幅度变换和/或相位偏移后可选地叠加一定的直流分量而来。这两路输入信号in1和in2的直流分量大小和交流分量幅度可以相同也可以不同，但交流分量具有大致相同的相位。

所述驱动级电路包括一个p型器件、一个n型器件和一个反馈电路。所述p型器件可以是PMOSFET、P沟道JFET、P沟道MESFET、P沟道HEMT等场效应管，或者是PNP型双极晶体管等，图3中以PMOSFET一MP1为例。所述n型器件可以是NMOSFET、N沟道JFET、N沟道MESFET、N沟道HEMT等场效应管，或者是NPN型双极晶体管等，图3中以NMOSFET一MN1为例。PMOSFET一MP1和NMOSFET一MN1的漏极相连，PMOSFET一MP1的栅极接收转换电路送来的输入信号一in1，NMOSFET一MN1的栅极接收转换电路送来的输入信号二in2，PMOSFET一MP1的源极连PMOSFET接工作电压一VDD1，NMOSFET一MN1的源极接地。反馈电路位于NMOSFET一MN1的漏极与栅极之间。输入信号一in1的直流分量为PMOSFET一MP1提供栅极偏置电压，使PMOSFET一MP1偏置在AB类并且在1dB压缩点之前的增益在±3dB的范围内变动。输入信号一in1的交流分量作为PMOSFET一MP1的交流输入信号。输入信号二in2的直流分量叠加反馈信号fb的直流分量和交流低频分量后为NMOSFET一MN1提供动态变化的偏置电压，使NMOSFET一MN1偏置在AB类并且具有增益扩展。输入信号二in2的交流分量叠加反馈信号fb的可能存在的残余交流高频分量后作为NMOSFET一MN1的交流输入信号。NMOSFET一MN1的漏极是所述驱动级电路的输出端，同时向功率级电路和反馈电路输出中间信号mid。中间信号mid也是具有直流偏置电压的射频信号，中间信号mid的直流分量是跟随输入信号一in1的直流分量和输入信号二in2的直流分量的变化而变化的，中间信号mid的交流低频分量是跟随输入信号一in1的交流分量和输入信号二in2的交流分量的变化而变化的，即中间信号mid的直流分量与交流低频分量是跟随输入功率的变化而变化的，从而具备了自适应补偿的能力。所述反馈电路将该中间信号mid中的交流高频分量滤除，仅保留直流分量和交流低频分量得到反馈信号fb，送往NMOSFET一MN1的栅极。显然，反馈信号fb的直流分量与中间信号mid的直流分量一致，反馈信号fb的交流低频分量与中间信号mid的交流低频分量一致。射频功率放大器所处理的射频信号通常是由较低频率的信息信号(message signal)调制到较高频率的载波信号(carrier signal)上形成的。所述交流高频分量是指载波信号的频率附近以及更高频率的信号分量，交流低频分量是指信息信号的频率附近以及更低频率的信号分量。

所述功率级电路包括一个n型器件，图3中以NMOSFET二MN2为例。NMOSFET二MN2的栅极接收驱动级电路送来的中间信号mid，其漏极作为所述功率级电路的输出端对外输出射频输出信号RFout，其源极接地。中间信号mid的直流分量和交流低频分量为NMOSFET二MN2提供动态变化的偏置电压，使NMOSFET二MN2偏置在AB类并且具有增益扩展。中间信号mid的交流高频分量作为NMOSFET二MN2的交流输入信号。NMOSFET二MN2的漏极还例如通过负载连接工作电压二VDD2，在负载中也可包含阻抗匹配/变换电路。

优选地，在驱动级电路之前还具有输入匹配电路用来对射频输入信号RFin进行阻抗变换匹配，在驱动级电路和功率级电路之间还具有级间匹配电路用来对中间信号mid进行阻抗变换匹配，在功率级电路之后还具有输出匹配电路用来对射频输出信号RFout进行阻抗变换匹配。可选地，输入匹配电路和转换电路可以集成为一个电路单元。

可选地，当p型器件、n型器件改用双极晶体管时，MOS管的栅极、源极、漏极分别改为双极晶体管的基极、发射极、集电极。这对本申请的各个实施例均适用。

优选地，两路输入信号in1和in2的交流分量均与射频输入信号RFin一致。

优选地，输入信号二in2仅具有交流分量，不具有直流分量。此时NMOSFET一MN1和NMOSFET二MN2具有相同的偏置电压——中间信号mid中的直流分量和交流低频分量。

所述驱动级电路还到了实时检测输入功率信息的作用，驱动级电路的输出信号用来动态调节自身和功率级电路中的n型器件的偏置状态，没有增加额外的功率信息检测电路，功率检测和线性度补偿精准，而且驱动级电路本身具有较大的工作电流，具有较强的驱动能力。

所述反馈电路的最简单实现方式就是一个电阻，其他实现方式包括电阻与电感串联、电阻与电容组成的RC低通滤波器、电感与电阻与电容组成的LRC低通滤波器等。凡是能将具有直流偏置的交流信号中的交流高频分量滤除掉，仅保留直流分量和交流低频分量的电路，均可用作本申请所述的反馈电路。优选地，反馈电路采用差分电感、差分变压器等差分结构，这可以使交流高频信号相互抵消，滤除共模交流高频信号。这种差分结构的反馈电路对交流高频信号抑制效果好，反馈通路延迟小，适用于宽带信号的射频功率放大器。

图3所示的射频功率放大器的实施例一中，驱动级电路中的n型器件和功率级电路中的n型器件都偏置在AB类并且具有增益扩展，这是为了实现较低的静态偏置电压与较小的静态偏置电流，从而提高小信号模型下的效率。在小信号模型下，电路功耗主要是直流偏置功耗，因此偏置电压越低，偏置电流越小，射频功率放大器的效率越高。当输出功率越大时，直流偏置功耗占比就越小，射频功率放大器的效率就越高。然而如同图1中的曲线B所示，MOS管工作在AB类并且具有增益扩展时，随着输出功率增加会相继出现增益扩展和增益压缩现象，这对线性度带来了不利影响。为了同时实现高效率和高线性度，就需要对工作在AB类并且具有增益扩展时的MOS管的增益扩展和增益压缩现象进行补偿。由于射频功率放大器的增益跟随输出功率变化，因此就需要在不同的输出功率下通过自适应补偿来自动调节射频功率放大器的增益，在原本的增益扩展区间来降低增益，在原本的增益压缩区间来提高增益，从而使射频功率放大器最大限度地实现大致恒定的增益值，即具有高线性度。

图3所示的射频功率放大器的实施例一中，第一方面通过合理选择驱动级电路中的互补的n型器件和p型器件的尺寸可以调节它们的偏置状态。第二方面通过调节输入功率来改变驱动级电路中的n型器件和p型器件的偏置状态。第三方面，驱动级电路的输出信号通过负反馈来调节驱动级电路中n型器件的偏置状态。第四方面，驱动级电路的输出信号同时调节功率级电路中n型器件的偏置状态。所述调节偏置状态对MOS管而言是调节偏置电压，对双极型晶体管而言是调节偏置电流。以上四个方面单独或共同作用下，就可调节各器件的增益及线性度。不同器件的增益可以相互影响，不同器件的非线性失真也可以相互影响或补偿，从而使整个射频功率放大器实现高线性度。

图3所示的射频功率放大器的实施例一的工作原理如下。

请参阅图4，当射频输入信号RFin的功率由小变大时，驱动级电路的两路同相输入信号in1和in2的交流分量功率也由小变大，并且整个射频功率放大器未接近饱和工作状态。此时驱动级电路中的n型器件的驱动能力强于p型器件，n型器件的输出电流较大，p型器件的输出电流较小，从而使驱动级电路的输出信号的直流分量电压值逐渐减小，如图5中曲线E的A区间所示。所述驱动能力是指在相同输入信号的情况下的输入信号电压转化成输出电流的能力，即有效跨导(effective transconductance)。图5中的曲线D表示的是省略反馈电路的情况下，驱动级电路的输出信号的直流分量电压值保持不变。驱动级电路中的n型器件和功率级电路中的n型器件由于输入功率增大引起的驱动能力增强趋势与由于偏置电压减小引起的驱动能力减弱趋势相互抵消。此时整个射频功率放大器的增益不会出现明显的增益扩展，如图6中曲线C的A区间所示。图6中的曲线B就是图1中的曲线B，表现的是MOS管工作在AB类并且具有增益扩展的模式，对应于图5中的曲线D。比较图6中的曲线C和曲线B可以发现，本申请提供的射频功率放大器有效地补偿了MOS管工作在AB类并且具有增益扩展的模式下的增益扩展现象，从而提高了射频功率放大器的效率与线性度。

请参阅图7，随着射频输入信号RFin的功率继续增大，驱动级电路的两路同相输入信号in1和in2的交流分量功率也继续增大，整个射频功率放大器接近饱和工作状态。由于n型器件比p型器件会更早进入饱和工作状态，此时仅为驱动级电路中的n型器件和功率级电路中的n型器件均接近饱和工作状态，p型器件仍为高线性状态。所述饱和工作状态对MOS管而言是进入三极管区，对双极晶体管而言是进入饱和区。此时p型器件的驱动能力开始强于n型器件，n型器件的输出电流较小，p型器件的输出电流较大，从而使驱动级电路的输出信号的直流分量电压值逐渐增大，如图5中曲线E的B区间所示。这时驱动级电路中的n型器件和功率级电路中的n型器件由于接近饱和引起的驱动能力减弱趋势与由于偏置电压增大引起的驱动能力增强趋势相互抵消。此时整个射频功率放大器的增益略微增大，如图6中曲线C的B区间所示。这是由于功率级电路中的n型器件比驱动级电路中的n型器件稍晚接近饱和工作状态，在这个很短的时间差内功率级电路由于输入功率增大的驱动能力增强趋势与由于偏置电压增大引起的驱动能力增强趋势相互叠加，提升了整个射频功率放大器的增益。比较图6中的曲线C和曲线B可以发现，本申请提供的射频功率放大器有效地延后了MOS管工作在AB类并且具有增益扩展的模式下的增益压缩现象，表现为曲线C上的1dB压缩点对应的输出功率大于曲线B上的1dB压缩点对应的输出功率，从而提高了射频功率放大器的最大线性功率和最大线性效率。

请参阅图8，这是在不同的输出功率下驱动级电路的输出信号的波形示意图。其中的横坐标是时间，纵坐标ts表示时域波形，右侧标注为每个波形对应的输入功率，单位是dBm。输入功率越大，信号的振幅越大。在较小的输入功率情况下，例如RFpower为-12dBm、-8dBm、-4dBm时，信号波形接近为正弦波，驱动级电路的输出信号的直流分量较小。随着输入功率增大，驱动级电路的输出信号的直流分量逐渐减小。例如RFpower为-1时，信号波形的最低值接近0，即n型器件开始接近饱和工作状态，这时驱动级电路的输出信号的直流分量达到最低。随着输入功率继续增大，n型器件更加接近饱和工作状态，驱动级电路的输出信号的直流分量开始增大。

请参阅图9，这是本申请提供的射频功率放大器的实施例二。与实施例一相比，实施例二在转换电路之前增加了前级放大电路，这有助于提高整个射频功率放大器的增益。实施例一仅提供了两级放大电路——驱动级电路和功率级电路。基于实施例二的相同原理，可在实施例一的基础上在任意位置增加任意数量的放大电路，从而使整个射频功率放大器由多级组成来提高增益。

请参阅图10，这是本申请提供的射频功率放大器的实施例三。与实施例一相比，实施例三在驱动级电路中增加了另一个n型器件，图10中以NMOSFET三MN3为例。所述转换电路用来将一路射频输入信号RFin转换为三路同相的输入信号in1、in2和in3并送往驱动级电路。新增加的输入信号三in3是具有直流偏置电压的射频信号，可由射频输入信号RFin经过一定的幅度变换和/或相位偏移后叠加一定的直流分量而来。新增加的NMOSFET三MN3的漏极与PMOSFET一MP1和NMOSFET一MN1的漏极相连，NMOSFET三MN3的栅极接收转换电路送来的输入信号三in3，NMOSFET三MN3的源极接地。输入信号三in3的直流分量为NMOSFET三MN3提供栅极偏置电压，使NMOSFET三MN3偏置在AB类并且具有增益扩展。输入信号三in3的交流分量作为NMOSFET三MN3的交流输入信号。

图10所示的射频功率放大器的实施例三中，驱动级电路中的p型器件偏置在AB类并且在1dB压缩点之前的增益在±3dB的范围内变动，用于维持恒定的增益，有利于实现高线性度。驱动级电路中的原有n型器件偏置在AB类并且具有增益扩展，通过负反馈可使驱动级电路的输出信号实时反映输入功率的变化。驱动级电路中新增加的n型器件虽然不参与反馈，但会使参与反馈的原有n型器件对偏置电压的调整更强，功率级电路中的n型器件的偏置状态也会跟着变化更多。通过调节新增加的独立偏置的n型器件的尺寸和/或偏置状态，可以调节整体的反馈强度和补偿强度，进而调节整体的线性度。基于实施例三的同样原理，还可在驱动级电路中增加更多的p型器件和/或n型器件，有利于进一步提高线性度。

请参阅图11，这是本申请提供的射频功率放大器的实施例四。与实施例一相比，实施例四在功率级电路中增加了另一个n型器件，图11中以NMOSFET四MN4为例。这样便使得功率级电路构成了图2所示的共源共栅结构，有助于提高射频功率放大器的耐压值，进而提高功率级电源电压VDD2和饱和输出功率以实现高功率的目标。新增的n型器件分开了输出晶体管和共源放大管，进而减小了通过共源放大器的寄生电容产生的反馈，因此可以提高输出到输入的隔离度，提高电路的稳定性。基于实施例四的相同原理，也可在实施例二或实施例三的基础上使功率级电路构成共源共栅结构。所述共源共栅结构还可以有多级，即在第一级共源极晶体管和第二级共栅极晶体管的基础上级联更多的共栅极晶体管。

请参阅图12，这是本申请提供的射频功率放大器的实施例五。实施例五是将实施例一中的驱动级电路和/或功率级电路改为了差分结构并采用差分信号。其中的差分信号只是对交流分量而言的，直流分量为了偏置晶体管均为正值。差分电路的共模节点的信号较小，容易设计，并且差分电路可以在一定程度上抑制射频功率放大器输出的偶次谐波。优选地，反馈电路也可以采用差分结构并采用差分信号。基于实施例五的相同原理，也可将实施例二、或实施例三、或实施例四改为差分结构并采用差分信号。

本申请的发明目标有三个：提供一种高功率、高线性度、高效率的射频功率放大器。

首先，本申请通过负反馈方式进行动态补偿，使整个射频功率放大器的增益在输入信号变化时保持稳定，使整个射频功率放大器的增益从小信号到接近饱和都表现出很好的线性度。这种动态补偿也使得1dB压缩点对应的输出功率增大，最大限度地接近饱和功率，提高了最大线性输出功率以及最大线性输出功率时的最大线性效率。

其次，本申请的驱动级电路中，n型器件工作在AB类并且具有增益扩展，偏置电流较小，有利于提高效率。驱动级电路中的n型器件和p型器件复用电流，也有利于提高增益和效率。

再次，本申请的功率级电路可选地采用共源共栅结构，以便适用于高电源电压，实现高输出功率。

综上所述，本申请同时实现了高功率、高线性度、高效率的设计目标，特别适用于高功率、高性能要求的射频功率放大器。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，所述射频功率放大器包括转换电路、驱动级电路和功率级电路；

所述转换电路将一路射频输入信号转换为至少两路同相的输入信号并送往驱动级电路；

所述驱动级电路包括PMOSFET一、NMOSFET一和反馈电路；PMOSFET一的漏极和NMOSFET一的漏极相连并作为所述驱动级电路的输出端，同时向功率级电路和反馈电路输出中间信号；输入信号一为PMOSFET一提供直流偏置和交流输入，使PMOSFET一偏置在AB类并且在1dB压缩点之前的增益在±3dB的范围内变动；输入信号二叠加反馈信号为NMOSFET一提供动态偏置和交流输入，使NMOSFET一偏置在AB类并且具有增益扩展；反馈电路位于NMOSFET一的漏极与栅极之间，将中间信号中的交流高频分量滤除，仅保留直流分量和交流低频分量得到反馈信号，送往NMOSFET一的栅极；

所述功率级电路包括NMOSFET二；中间信号为NMOSFET二提供动态偏置和交流输入，使NMOSFET二偏置在AB类并且具有增益扩展；NMOSFET二的漏极作为所述功率级电路的输出端，对外输出射频输出信号；

或者，任意NMOSFET改为N沟道JFET、N沟道MESFET、N沟道HEMT、NPN型双极晶体管中的一种或多种，任意PMOSFET改为P沟道JFET、P沟道MESFET、P沟道HEMT、PNP型双极晶体管中的一种或多种；场效应管的栅极、源极、漏极分别改为双极晶体管的基极、发射极、集电极。

2.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，在驱动级电路之前、在驱动级电路和功率级电路之间、在功率级电路之后的一处或多处位置还具有匹配电路用来实现阻抗变换匹配。

3.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，当输入信号二不含直流分量时，NMOSFET一和NMOSFET二均由中间信号提供相同的动态偏置电压。

4.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，输入功率变化时，中间信号的直流分量和交流低频分量也随之变化；中间信号的直流分量和交流低频分量一方面通过负反馈调节NMOSFET一的偏置状态和增益，另一方面同时调节了NMOSFET二的偏置状态和增益，最终补偿了射频功率放大器的非线性失真，提高了线性度。

5.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，当NMOSFET一和PMOSFET一均未接近饱和时，随着输入功率增大中间信号的直流电压降低；

当NMOSFET一接近饱和时，随着输入功率增大中间信号的直流电压升高。

6.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，随着射频输入信号的功率增大，输入信号一和输入信号二的交流高频分量功率也随之增大，当整个射频功率放大器未接近饱和状态时，中间信号的直流分量和交流低频分量随之减小；此时NMOSFET一和NMOSFET二的偏置电压均逐渐减小，补偿了增益扩展现象；

随着射频输入信号的功率继续增大，输入信号一和输入信号二的的交流高频分量功率也继续增大，当整个射频功率放大器接近饱和状态时，中间信号的直流分量和交流低频分量随之增大；此时NMOSFET一和NMOSFET二的偏置电压均逐渐增大，延后了增益压缩现象。

7.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，在驱动级电路之前、在驱动级电路和功率级电路之间、在功率级电路之后的一处或多处位置增设一级或多级放大电路，以提高整个射频功率放大器的增益。

8.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，在驱动级电路中增加NMOSFET三；所述转换电路用来将一路射频输入信号转换为三路同相的输入信号并送往驱动级电路；NMOSFET三的漏极与PMOSFET一和NMOSFET一的漏极相连，NMOSFET三的栅极接收转换电路送来的输入信号三，输入信号三的直流分量为NMOSFET三提供栅极偏置电压，使NMOSFET三偏置在AB类并且具有增益扩展；输入信号三的交流分量作为NMOSFET三的交流输入信号；NMOSFET三的源极接地；

或者，NMOSFET三改为N沟道JFET、N沟道MESFET、N沟道HEMT、NPN型双极晶体管中的一种；MOS管的栅极、源极、漏极分别改为双极晶体管的基极、发射极、集电极。

9.根据权利要求1所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，在功率级电路中增加一个或多个NMOSFET，使功率级电路成为二级或多级的共源共栅结构；

或者，NMOSFET改为N沟道JFET、N沟道MESFET、N沟道HEMT、NPN型双极晶体管中的一种；MOS管的栅极、源极、漏极分别改为双极晶体管的基极、发射极、集电极。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的自适应补偿的射频功率放大器，其特征是，将所述驱动级电路和/或功率级电路改为差分结构并使用差分信号。