CN101764582B - 用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法 - Google Patents

用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101764582B
CN101764582B CN2009102610773A CN200910261077A CN101764582B CN 101764582 B CN101764582 B CN 101764582B CN 2009102610773 A CN2009102610773 A CN 2009102610773A CN 200910261077 A CN200910261077 A CN 200910261077A CN 101764582 B CN101764582 B CN 101764582B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
self
amplifier
bias circuit
mixing
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2009102610773A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101764582A (zh
Inventor
李洞护
安奎焕
李彰浩
乔伊·拉斯卡尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electro Mechanics Co Ltd
Georgia Tech Research Institute
Georgia Tech Research Corp
Original Assignee
Samsung Electro Mechanics Co Ltd
Georgia Tech Research Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electro Mechanics Co Ltd, Georgia Tech Research Corp filed Critical Samsung Electro Mechanics Co Ltd
Publication of CN101764582A publication Critical patent/CN101764582A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101764582B publication Critical patent/CN101764582B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3205—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in field-effect transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
    • H03F1/223—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively with MOSFET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/18—Indexing scheme relating to amplifiers the bias of the gate of a FET being controlled by a control signal

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

提供了一种用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法。所述自混合自适应偏置电路包括混合器、低通滤波器或移相器、偏置供给块。自混合自适应偏置电路可根据输入信号功率级产生自适应偏置信号。由于输入功率级升高，所以自适应偏置电路增加偏置电压或偏置电流，以使功率放大器与传统的偏置技术相比在低功率操作水平节省电流消耗，并在高功率操作水平获得更好的线性。此外，可使用自适应偏置输出信号来去除三阶互调谱项(IM3)，以进一步增强线性作为辅助效果。

Description

用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法
本申请要求于2008年12月24日提交的、标题为“SYSTEM ANDMETHODS FOR SELF-MIXING ADAPTIVE BIAS CIRCUIT FOR POWERAMPLIFIER(用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法)”的第61/140,661号美国专利申请的优先权，该申请完全公开于此以资参考。
技术领域
本发明总体涉及功率放大器，更具体地讲，涉及用于自适应偏置功率放大器的系统和方法。
背景技术
放大器通常在低功率区域具有低效率和大的线性裕度(margin)，在高功率区域具有高效率和小的线性裕度。对于线性放大器，线性被限制在最高输出功率条件(为公知的饱和区域)。放大器的线性和效率可受放大器的偏置条件的影响。
可根据放大器的相关偏置电平和电流导通角来将放大器分类。这些分类包括A类、B类、AB类和C类放大器。例如，A类放大器具有最高偏置电平和最高线性，C类具有最低偏置电平和最低线性。相反，A类放大器具有最低效率，C类放大器具有最高效率。这是因为，通常放大器的效率比放大器的线性更与偏置条件成反作用。
功率放大器的大多数传统自适应偏置方案的基本配置包括信号采样器、低通滤波器、功率检测器和偏置供给模块。图1显示具有传统自适应偏置电路的传统功率放大器的示意图。图 1 还显示，假设输入信号是两颜色信号的在几个点的信号频谱和时域信号。对于图 1 中显示的功率放大器(PA)，信号采样器对输出信号进行采样，并由低通滤波器对采样的信号进行滤波。由功率检测器对滤波后的信号功率进行检测，并通过偏置供给模块将检测后的信号供给到功率放大器。根据功率放大器的输出功率动态地改变功率放大器的偏置。最终，自适应偏置方案调整功率放大器以在允许的失真的情况下使效率最大化。
发明内容
本发明的示例性实施例可提供一种自混合自适应偏置电路，所述自混合自适应偏置电路可包括混合器、低通滤波器和偏置供给块。在本发明的示例性实施例中，自混合自适应偏置电路可根据输入信号功率级产生自适应偏置信号。由于输入功率级升高，所以自适应偏置电路增加偏置电压或偏置电流。此外，可使用自适应偏置输出信号来去除三阶互调谱项(IM3)。这将增强线性作为辅助效果。
根据本发明的示例性实施例，存在一种自混合自适应偏置电路。所述自混合自适应偏置电路可包括：信号采样器，对放大器的输出信号进行采样，以产生采用的输出信号；混合器，将采样的输出信号与放大器的输入信号混合，以产生混合的信号，其中，采样的输出信号和输入信号具有相同的载波频率；低通滤波器，从混合的信号中滤除高频分量，以产生自适应偏置信号；和偏置供给块，将自适应偏置信号提供给放大器的输入。
根据本发明的另一示例性实施例，存在一种自混合自适应偏置电路。所述自混合自适应偏置电路可包括：信号采样器，对放大器的输出信号进行采样，以产生采用的输出信号；混合器，将采样的输出信号与放大器的输入信号混合，以产生具有基带信号和第二谐波信号的混合的信号，其中，采样的输出信号和输入信号具有相同的载波频率；移相器，移动混合的信号的基带或第二谐波信号的相位，以实现去除由放大器的非线性产生的三阶互调谱项；偏置供给块，将自适应偏置信号提供给放大器的输入。
附图说明
因此已整体描述了本发明，现在将描述附图，附图没有必要按比例绘制，其中：
图1是具有传统自适应偏置电路的功率放大器的示意图；
图2示出根据本发明示例性实施例的用于功率放大器和自混合自适应偏置电路的示例性系统；
图3示出根据本发明的示例性实施例的用于功率放大器和自混合自适应偏置电路的另一示例性系统；
图4示出根据本发明示例性实施例的示例性自混合自适应偏置电路的示意图；
图5示出根据本发明示例性实施例的另一示例性自混合自适应偏置电路的示意图；
图6示出根据本发明示例性实施例的栅地阴地功率放大器和示例性的自混合自适应偏置电路；
图7示出根据本发明示例性实施例的具有两级自混合自适应偏置电路的差分放大器的示例性系统；
图8示出根据本发明示例性实施例的具有两级自混合自适应偏置电路的差分放大器的示例性系统；
图9示出根据本发明示例性实施例的具有多个自混合自适应偏置电路的示例性多级放大器。
具体实施方式
现在将在以下参照附图更全面地描述本发明的实施例，在附图中显示了本发明的一些实施例，而非全部实施例。实际上，可以以许多不同的形式来实施这些发明，不应该将发明解释为限于这里阐述的实施例；相反，提供这些实施例以使本公开将满足可适用的法律要求。相同的编号始终表示相同的部件。
本发明的示例性实施例可提供功率放大器的自适应偏置。如这里所描述的，自适应偏置可产生合适的偏置，以增强关于功率放大器的输入和/或输出功率级的功率放大器的性能。实际上，如果自适应地控制放大器的偏置，则可实现比具有固定偏置条件的放大器好的性能。例如，根据本发明的示例性实施例，如果放大器在低功率区域被偏置为接近B类，并且在高功率区域被偏置为接近A类，则在低功率区域满足可接受的线性规范，并在高功率区域满足可接受的效率规范的同时，可在低功率区域实现更好的效率，并在高功率区域实现更好的线性。
尽管关于场效应晶体管(FET)(例如，金属氧化物半导体FET(MOSFET))示出了本发明的示例性实施例，但应该理解，可同样地利用双极结型晶体管(BJT)来代替FET。作为示例，FET可具有各自的栅极、源极和漏极，而BJT可具有各自的基极、发射极和集电极。因此，在不脱离本发明的示例性实施例的情况下，这里公开的FET的任何栅极、源极或漏极可用BJT的相应的基极、发射极或集电极来代替。
图2示出根据本发明示例性实施例的用于功率放大器(PA)201和示例性自混合自适应偏置电路的系统200。功率放大器(PA)201可通常用于放大射频(RF)输入信号RFIN，并产生RF输出信号RFOUT。根据示例性实施例，PA 201可包括一个或多个晶体管，所述一个或多个晶体管包括一个或多个金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极结型晶体管(BJT)。
自混合自适应偏置电路可用于基于输入(例如，RFIN)和/或输出(例如，RFOUT)功率级产生用于PA 201的操作的合适的自适应偏置信号。如图2所示，自混合自适应偏置电路可包括信号采样器202、混合器203、低通滤波器204和偏置供给电路或块205。信号采样器202可用于对输出信号RFOUT采样，以产生采样的输出信号。在本发明的示例性实施例中，信号采样器202可包括电容器、线耦合器或另一装置。混合器203可用于混合PA 201输入信号和由信号采样器202提供的采样的输出信号。根据本发明的示例性实施例，混合器203可包括一个或多个晶体管，所述一个或多个晶体管包括MOSFET或BJT。低通滤波器204可用于滤除高频分量(例如，RFIN/RFOUT的载波频率)。根据本发明的示例性实施例，低通滤波器204可包括至少一个电容器，可选择地包括至少一个电阻器。偏置供给电路或块205可用于执行DC电平移动和将滤波后的自适应偏置供给到PA 201输入。作为示例，输入RFIN可连接到晶体管栅极(或者可选的，基极)并在第一电压(例如，0.5V)被偏置，同时低通滤波器204的输出连接到晶体管漏极(或者可选的，集电极)，并在高于第一电压的第二电压(例如，3.3V)被偏置。由于对于偏置供给电路或块205可不利用DC阻塞电容器，所以可由偏置供给电路或块205执行DC电平移动，以将第二电压(例如，3.3V)移动到第一电压(例如，0.5V)。根据本发明的示例性实施例，偏置供给电路或块205可包括一个或多个晶体管，所述一个或多个晶体管包括MOSFET或BJT。
继续参照图2，根据本发明的示例性实施例，输入信号RFIN可包含不具有任何谐波和互调的纯信号。输出信号RFOUT可包含放大的输入信号以及由功率放大器(例如，PA 201)的非线性产生的谐波和互调。在示例性实施例中，混合器203可混合两个输入-(i)PA输入信号和(ii)由采样器202产生的采样的输出信号。混合器203的输出可以是混合信号，所述混合信号包含大的第二谐波、大的基带信号和由于两个混合器输入具有相同的谐波频率所导致的小的基本信号的泄露，其中，相同频率的混合被称为自混合。可将由混合器203输出的自混合信号提供给低通滤波器204，低通滤波器204滤除高频谱项，以产生自适应偏置信号。因此，由低通滤波器204输出的自适应偏置信号可包括来自载波频率的自混合的基带信号。通过偏置供给电路或块205将自适应偏置信号从低通滤波器204供给到PA 201的输入，所述自适应偏置信号包括具有基带信号的低通滤波后的信号。偏置供给电路或块205可产生具有被应用于从低通滤波器204接收的自适应偏置信号的简单DC电平移动的合适的偏置电平。由于与RFIN和RFOUT相应的输入和输出功率的增加，所以混合器203输出功率增加，混合器203输出的混合信号随后被低通滤波器204进行低通滤波，并经偏置供给电路或块205作为自适应偏置信号被供给到PA201的输入。根据本发明的示例性实施例，因为输入和输出功率的增加，所以功率放大器201的MOSFET的栅极偏置(或者可选的，BJT的基极电流)随着输入信号RFIN的包络也增加。
图3示出根据本发明的示例性实施例的用于功率放大器和示例性自混合自适应偏置电路的系统300。功率放大器(PA)306可通常用于放大射频(RF)输入信号RFIN，并产生RF输出信号RFOUT。根据本发明的示例性实施例，PA 306可包括一个或多个晶体管，所述一个或多个晶体管包括一个或多个金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极结型晶体管(BJT)。
自混合自适应偏置电路可用于基于输入和/或输出功率级产生用于PA306的操作的合适的自适应偏置信号。如图3所示，自混合自适应偏置电路可包括信号采样器307、混合器308、移相器309和偏置供给电路或块310。信号采样器307可用于对输出信号RFOUT采样，以产生采样的输出信号。在本发明的示例性实施例中，信号采样器307可包括电容器、线耦合器或另一装置。混合器308可用于混合PA 306输入信号和由信号采样器307提供的采样的输出信号。根据本发明的示例性实施例，混合器308可包括一个或多个晶体管，所述一个或多个晶体管包括MOSFET或BJT。移相器309可用于将混合器308的输出信号移相，以产生移相的混合信号。根据本发明的示例性实施例，移相器309可包括电容器。偏置供给电路或块310可用于将移相的自适应偏置信号供给到PA 306输入。根据本发明的示例性实施例，偏置供给电路或块310可包括一个或多个晶体管，所述一个或多个晶体管包括MOSFET或BJT。
继续参照图3，根据本发明的示例性实施例，输入信号RFIN可包含不具有任何谐波和互调的纯信号。输出信号RFOUT可包含放大的输入信号以及由功率放大器(例如，PA 306)的非线性产生的谐波和互调。在示例性实施例中，混合器308可混合两个输入-(i)PA输入信号和(ii)由采样器307产生的采样的输出信号。混合器308的输出可包含大的第二谐波、大的基带信号和由于两个混合器输入具有相同的谐波频率所导致的小的基本信号的泄露，其中，相同频率的混合被称为自混合。可将由混合器308输出的自混合信号提供给移相器309，移相器309移动混合器308输出的混合信号的相位，以产生自适应偏置信号。可通过偏置供给电路或块310将包括移相信号的自适应偏置信号从移相器309供给到功率放大器306的输入，如上所述，偏置供给电路或块310可将简单的DC电平移动应用于自适应偏置信号。移相的基带信号和第二谐波信号或基带信号和移相的第二谐波信号可产生另外的三阶互调谱项。在本发明的示例性实施例中，另外的三阶互调谱项可以与由放大器(例如，PA 306)的非线性产生的原始三阶互调谱项异相，但大小相等，所以输出三阶互调可被取消。可用移相器309来控制三阶互调谱项的相位，可由混合器308控制三阶互调谱项的插入损耗(或增益)。因为与RFIN和RFOUT相应的输入和输出功率的增加，所以混合器308输出功率增加，由混合器308输出的结果混合信号被移相，并被供给到放大器306的输入。因此，根据本发明的示例性实施例，由于输入和输出功率的增加，所以PA 306的MOSFET的栅极偏置(或者可选的，BJT的基极电流)随着具有移相的基带和第二谐波谱项的输入信号RFIN的包络也增加。
图4示出根据本发明示例性实施例的功率放大器(PA)402和示例性自混合自适应偏置电路404的示意图400。应该理解，图4的示意图400可表现参照图2或图3描述的示例性功率放大器和自混合自适应偏置电路的示例性实现。
如图4所示，功率放大器(PA)402可用于放大输入信号RFIN，并产生输出信号RFOUT。根据本发明的示例性实施例，PA 402可包括至少一个晶体管411，所述至少一个晶体管411可以是FET，更具体地讲，N沟道MOSFET。晶体管411可包括栅极、源极和漏极。晶体管411的源极可接地(GND)。晶体管411的栅极可连接到输入信号RFIN和自适应偏置电路404。晶体管411的漏极可提供输出信号RFOUT。晶体管411的漏极还可连接到自适应偏置电路404以及扼流电感器412的第一端。扼流电感器412的第二端可连接到电源电压VDD。
自混合自适应偏置电路404可包括信号采样器406、混合器408、滤波器或移相器409以及偏置供给电路或块409。信号采样器406可包括电容器415，电容器415的第一端电连接到PA 402的漏极用于接收输出信号RFOUT，电容器415的第二端连接到混合器408的晶体管413的栅极。可选的，信号采样器可以是不是被电连接到而是被磁耦合到输出信号RFOUT的线耦合器。信号采样器406可用于对输出信号RFOUT采样，并将采样的输出信号提供给混合器408。
混合器408可包括晶体管413。根据本发明的示例性实施例，晶体管413可以是FET，更具体地讲，N沟道MOSFET。晶体管413可具有栅极、源极和漏极。可分别通过偏置电阻器416、417和418在相同的DC电平(参考电压VREF)偏置晶体管413的栅极、漏极和源极。然而，晶体管413可不消耗DC电流。晶体管413可通过晶体管413的栅极(例如，混合器408的第一输入端)从信号采样器406接收采样的输出信号。另外，晶体管413还可通过晶体管413的源极(例如，混合器408的第二输入端)接收PA 402输入信号，所述晶体管413的源极连接到DC阻塞电容器414的第一端。如在这里进一步详细描述的，DC阻塞电容器414的第二端连接到晶体管402的栅极以及偏置供给电路或块409。应该理解，因为晶体管413可以是在其栅极需要高压摆动以用作无源混合器408的FET(例如，MOSFET)，晶体管411的漏极比所述栅极具有更高的电压摆动，所以晶体管413的源极通过DC阻塞电容器414与PA 402的栅极连接。
包括晶体管413的混合器408可混合PA402输入信号和采样的输出信号，以产生通过晶体管413的漏极(例如，混合器408的输出端)输出的混合信号。移相器或低通滤波器408可从晶体管413接收混合信号。移相器或低通滤波器408可用于移动相位，或从接收的混合信号滤除高频分量，以产生自适应偏置信号。移相器或低通滤波器408可包括电容器419。电容器419可具有连接到晶体管413的漏极以及偏置供给电路或块409的晶体管420的栅极的第一端和接地(GND)的第二端。根据本发明的示例性实施例，应该理解，电容器419可用作低通滤波器或移相器。如果电容器419大的足以拒绝第二谐波，则可认为电容器419是低通滤波器。根据本发明的示例性实施例，如果电容器419太小不足以拒绝第二谐波，但足以移动信号的相位，则可认为电容器419是移相器。实际上，移相器可包括电容器419(例如，并联电容器(shunt capacitor))连同混合器408的串联电阻(例如，来自晶体管413的漏极或集电极的电阻)。
可将自适应偏置信号提供给偏置供给电路或块409，所述自适应偏置信号可包括从滤波器或移相器408滤波的或移相的混合信号。偏置供给电路或块409可施加合适的DC电平移动，并可通过晶体管411的栅极将移相的或滤波的自适应偏置信号供给到PA 402。偏置供给电路或块409可包括第一晶体管420、电阻器422和第二晶体管421。根据本发明的示例性实施例，晶体管420和421可以是FET，更具体地讲，N沟道MOSFET。
根据本发明的示例性实施例，第一晶体管420可被构造为源极跟随器(或者，可选的，如果利用BJT来代替FET，则为发射极跟随器)。源极跟随器(经晶体管413的漏极)将混合器408输出的电压电平移动到PA 402的晶体管411的栅极。为此，第一晶体管420的栅极可连接到(滤波器或移相器408)电容器419的第一端和(混合器408的)晶体管413的栅极。第一晶体管420的漏极可连接到电压电源VREF。应该理解，参考电压VREF不仅通过偏置电阻器416、417和418来偏置无源晶体管413，还将电流提供给包括第一晶体管420的源极跟随器。第一晶体管420的源极连接到PA 402的晶体管411的栅极。因此，电平移动混合器408输出信号可作为输入提供给PA 402。
第一晶体管420的源极还可连接到电阻器422的第一端，电阻器422的第二端连接到二极管连接的晶体管421的漏极。为了获得二极管连接的晶体管421，晶体管421的栅极可连接到晶体管421的漏极。二极管连接的晶体管421的源极可接地(GND)。因此，二极管连接的晶体管421和电阻器422可以是一用于包括第一晶体管420的源极跟随器的电流路径。电阻器422可防止通过二极管连接的晶体管421的RF信号泄露。应该理解，在本发明的可选实施例中，可利用二极管来代替二极管连接的晶体管421。
可根据参考电压VREF、电阻器422和二极管连接的晶体管421来确定自混合自适应偏置电路或块409的初始电压。因为输入和输出功率的增加，所以混合器408输出功率增加。混合器408输出信号被低通滤波或移相，以产生自适应偏置信号。低通滤波或移相的混合信号的DC电平被包括晶体管420的源极跟随器进行电平移动，电平移动的自适应偏置信号被供给到PA 402的晶体管411的栅极。因此，因为输入和输出功率的增加，所以PA 402的栅极偏置(如果PA 402利用BJT代替FET，则为基极电流)随着输入的包络也增加。
图5示出根据本发明示例性实施例的功率放大器(PA)402和示例性自混合自适应偏置电路504的示意图500。应该理解，图5的自混合自适应偏置电路504与图4的自混合自适应偏置电路404类似，除了用作源极跟随器或发射极跟随器的晶体管420的漏极连接到电源电压VDD而不是参考电压VREF。因此，可独立于参考电压VREF来使用电源电压VDD，以偏置源极跟随器或发射极跟随器。根据电源电压VDD的源极跟随器或发射极跟随器的偏置可初始化自适应偏置输出信号，以被放大器402接收。另外，使用参考电压VREF分别通过偏置电阻器416、417、418偏置(混合器408的)晶体管413的栅极、漏极和源极。然而，由于参考电压VREF不需要将电流流入混合器408，因此用简单的分压结构来实现VREF产生块。在本发明的示例性实施例中，示例性的分压结构可在电源电压VDD和地之间包括两个串联电阻器，可从两个串联电阻器的中间节点来获得分压。因此，VREF产生块可容易地与单个半导体芯片中的其他块集成。
图6示出根据本发明示例性实施例的栅地阴地功率放大器602和示例性的自混合自适应偏置电路604。如图6所示，栅地阴地功率放大器602可包括共源放大器(CS)650和共栅放大器(CG)651，共源放大器(CS)650和共栅放大器(CG)651可放大输入信号RFIN，并产生输出信号RFOUT。自混合自适应偏置电路604可包括：信号采样器606，在栅地阴地功率放大器602的两个晶体管650和651之间的节点处对信号进行采样；混合器608，将栅地阴地PA 602的输入信号和来自两个晶体管650和650之间的节点的采样信号混合；低通滤波器或移相器619；和偏置供给电路或块609，可将滤波的或移相的自适应偏置供给到栅地阴地PA 652的输入。
仍参照图6，栅地阴地功率放大器602在晶体管650的栅极接收输入信号RFIN，并在晶体管651的漏极产生放大的输出信号RFOUT。混合器608可包括晶体管653(例如，场效应晶体管(FET))，晶体管653具有分别通过偏置电阻器656、657、658在参考电压VREF被偏置的栅极、漏极和源极。混合器608的晶体管653的栅极通过信号采样器606与栅地阴地功率放大器602的两个晶体管650和651之间的节点连接，所述信号采样器606可包括DC阻塞电容器655。可以理解，因为混合器608可包括用于晶体管653的FET，在其栅极需要高电压摆动用作无源混合器，并且在两个晶体管650和651之间的节点具有比所述栅极更高的电压摆动，所以混合器608的晶体管653的源极可通过DC阻塞电容器654与栅地阴地功率放大器602的输入连接。另外，因为栅地阴地功率放大器602的输出节点RFOUT不与自混合自适应偏置电路604直接连接，所以上述连接可降低自混合自适应偏置电路604的输出功率损失。
偏置供给电路或块609的晶体管660可被配置为源极跟随器，所述源极跟随器经晶体管650的栅极将混合器653输出的电压电平移动到栅地阴地功率放大器602的输入。二极管连接的晶体管661和电阻器662还形成偏置供给电路或块609的一部分，并可提供被配置为源极跟随器(或者，可选的，当对于晶体管660利用BJT代替FET时，是发射极跟随器)的晶体管660的电流路径。电阻器662可防止通过二极管连接的晶体管661(其栅极连接到漏极)的RF信号泄露。晶体管660的源极可经晶体管650的栅极与栅地阴地功率放大器602的输入连接。因此，经晶体管650的栅极将电平移动混合器608的输出信号提供给栅地阴地功率放大器602的输入。电容器619可用作(1)低通滤波器或(2)移相器。如果电容器619大的足以拒绝第二谐波，则可认为电容器619是低通滤波器。如果电容器619太小不足以拒绝第二谐波，但足以移动信号的相位，则可认为电容器619是移相器。晶体管660的漏极与电压VDD连接。可根据参考电压VREF、电阻器662和二极管连接的晶体管661来确定自混合自适应偏置电路604的初始偏置电压。因为参考电压VREF不需要将电流流到混合器608，所以可用简单的分压结构来实现VREF产生块。因此，VREF产生块可与其他块容易地集成。因为输入和输出功率的增加，所以混合器608的输出功率增加。由低通滤波器或移相器608将混合器608输出信号低通滤波或移相，以产生自适应偏置信号。用包括晶体管660的源极跟随器(或者，可选的，发射极跟随器)来移动自适应偏置信号的DC电平，并可经晶体管650的栅极将电平移动后的信号供给到栅地阴地功率放大器602的输入。因此，由于输入和输出功率的增加，所以栅地阴地放大器602的晶体管650的栅极偏置(或者，可选的，双极结型晶体管(BJT)的基极电流)随着输入的包络也增加。
图7示出根据本发明示例性实施例的差分功率放大器701和示例性自混合自适应偏置电路的示例性系统700。差分功率放大器701可通常用于放大差分信号RFIN+、RFIN-，并产生差分输出信号RFOUT+和RFOUT-。根据本发明的示例性实施例，差分放大器可包括诸如FET或BJT的晶体管。
自混合自适应偏置电路可用于基于输入和/或输出功率级产生用于PA701的操作的合适的偏置信号。如图7所示，自适应偏置电路可包括：两个信号采样器702和703，分别对输出信号RFOUT+、RFOUT-采样；两个混合器704和705，混合PA 701的差分侧的每个路径的输入信号和采样输出信号；两个低通滤波器706和707，可滤除PA 701的差分侧的每个路径的高频分量；两个偏置供给块708和709，可施加DC电平移动，并分别将滤波后的信号供给到PA 701的差分输入。
图8示出根据本发明示例性实施例的差分功率放大器821和示例性自混合自适应偏置电路的示例性系统800。差分功率放大器(PA)821可通常用于放大差分信号RFIN+、RFIN-，并产生差分输出信号RFOUT+和RFOUT-。根据本发明的示例性实施例，差分放大器可包括诸如FET或BJT的晶体管。
自混合自适应偏置电路可用于基于输入和/或输出功率级产生用于PA821的操作的合适的偏置信号。如图8所示，自适应偏置电路可包括：两个信号采样器822和823，分别对输出信号RFOUT+、RFOUT-采样；两个混合器824和825，混合差分PA 821的每个各个侧的输入信号和采样的输出信号；两个移相器826和827，可移动PA 821的差分侧的每个路径上的混合器的输出信号的相位；两个偏置供给块828和829，可分别将滤波后的信号供给到PA 821的差分输入。
应该理解，根据本发明的示例性实施例，可在多级放大器中的一级或多级中设置自混合自适应电路。例如，如图9所示，可存在第一级930和第二级950。第一级930接收RFIN，并提供输出，该输出被接收为第二级950的输入。第二级950的输出是RFOUT。第一级930可包括具有第一自混合自适应偏置电路的驱动器放大器901。同样如这里所描述的，第一自适应偏置电路可包括信号采样器902、混合器903、低通滤波器或移相器904和偏置供给电路或块905。第二级950可包括具有第二自混合自适应偏置电路的功率放大器950。同样如这里所描述的，第二自适应偏置电路可包括信号采样器912、混合器913、低通滤波器或移相器914和偏置供给电路或块905。另外，可在多个并行放大器各自的一级或多级中设置多个自混合自适应偏置电路。在该情节中，根据本发明的示例性实施例，每个自混合自适应偏置电路可具有不同的各自的初始偏置和不同的自适应偏置范围。
本发明所属领域的技术人员应该理解，本发明的许多修改和其他实施例也可行，并具有在前描述和附图中呈现的教导的利益。因此，应该理解，本发明不限于这里公开的特定实施例，其他实施例意在被包括在权利要求的范围内。尽管这里采用了特定术语，但仅仅为了一般和描述的目的而不是为了限制的目的来使用这些术语。

Claims (18)

1.一种自混合自适应偏置电路，包括：
信号采样器，对放大器的输出信号进行采样，以产生采样的输出信号；
混合器，将采样的输出信号与放大器的输入信号混合，以产生混合的信号，其中，采样的输出信号和输入信号具有相同的载波频率；
低通滤波器，从混合的信号中滤除高频分量，以产生自适应偏置信号；和
偏置供给块，将自适应偏置信号提供给放大器的输入，
其中，偏置供给块包括源极跟随器或发射极跟随器，所述源极跟随器或发射极跟随器用于在放大器的输入进行接收之前对自适应偏置信号提供DC电平移动。
2.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，其中，自适应偏置信号包括在放大器的输入接收的栅极电压或基极电流。
3.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，其中，高频分量包括相同载波频率的分量。
4.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，其中，信号采样器电连接到或磁耦合到放大器的输出。
5.如权利要求4所述的自混合自适应偏置电路，其中，信号采样器是(i)电连接到输出的电容器或(ii)用于磁耦合到输出的线耦合器。
6.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，其中，混合器包括无源混合器，所述无源混合器包括场效应晶体管。
7.如权利要求6所述的自混合自适应偏置电路，其中，混合器的场效应晶体管包括栅极、源极和漏极，其中，栅极和源极被用作采样的输出信号和输入信号各自的输入端口，其中，漏极被用作产生的混合信号的输出端口，其中，通过各个偏置电阻器按相同的DC电平偏置栅极、源极和漏极。
8.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，其中，低通滤波器包括电容器。
9.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，其中，偏置供给块还包括用于为源极跟随器或发射极跟随器提供电流路径的电阻器和二极管连接的晶体管。
10.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，其中，放大器是栅地阴地放大器，所述栅地阴地放大器包括第一晶体管和第二晶体管，其中，信号采样器对来自第一晶体管和第二晶体管之间的节点的输出信号进行采样。
11.如权利要求1所述的自混合自适应偏置电路，
其中，放大器是差分放大器，所述差分放大器具有与第一差分输出信号相应的第一差分输入信号和与第二差分输出信号相应的第二差分输入信号，
其中，信号采样器对第一差分输出信号进行采样，其中，混合器将采样的输出信号与第一差分输入信号进行混合，以产生混合的信号。
12.一种自混合自适应偏置电路，包括：
信号采样器，对放大器的输出信号进行采样，以产生采样的输出信号；
混合器，将采样的输出信号与放大器的输入信号混合，以产生具有基带信号和第二谐波信号的混合的信号，其中，采样的输出信号和输入信号具有相同的载波频率；
移相器，移动混合的信号的基带或第二谐波信号的相位，以实现去除由放大器的非线性产生的三阶互调谱项；
偏置供给块，将自适应偏置信号提供给放大器的输入，
其中，偏置供给块包括源极跟随器或发射极跟随器，所述源极跟随器或发射极跟随器用于在放大器的输入进行接收之前对自适应偏置信号提供DC电平移动。
13.如权利要求12所述的自混合自适应偏置电路，其中，自适应偏置信号包括在放大器的输入接收的栅极电压或基极电流。
14.如权利要求12所述的自混合自适应偏置电路，其中，信号采样器电连接到或磁耦合到放大器的输出。
15.如权利要求12所述的自混合自适应偏置电路，其中，混合器包括无源混合器，所述无源混合器包括场效应晶体管。
16.如权利要求12所述的自混合自适应偏置电路，其中，移相器包括并联电容器和来自混合器的串联电阻。
17.如权利要求12所述的自混合自适应偏置电路，其中，偏置供给块还包括用于为源极跟随器或发射极跟随器提供电流路径的电阻器和二极管连接的晶体管。
18.如权利要求12所述的自混合自适应偏置电路，
其中，放大器是差分放大器，所述差分放大器具有与第一差分输出信号相应的第一差分输入信号和与第二差分输出信号相应的第二差分输入信号，
其中，信号采样器对第一差分输出信号进行采样，其中，混合器将采样的输出信号与第一差分输入信号进行混合，以产生混合的信号。
CN2009102610773A 2008-12-24 2009-12-22 用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法 Expired - Fee Related CN101764582B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14066108P 2008-12-24 2008-12-24
US61/140,661 2008-12-24
US12/623,136 2009-11-20
US12/623,136 US8106712B2 (en) 2008-12-24 2009-11-20 Systems and methods for self-mixing adaptive bias circuit for power amplifier

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101764582A CN101764582A (zh) 2010-06-30
CN101764582B true CN101764582B (zh) 2013-01-02

Family

ID=42265123

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2009102610773A Expired - Fee Related CN101764582B (zh) 2008-12-24 2009-12-22 用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8106712B2 (zh)
KR (1) KR101101575B1 (zh)
CN (1) CN101764582B (zh)

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8204468B2 (en) * 2009-07-01 2012-06-19 Broadcom Corporation Constant output DC bias circuit using an open loop scheme
CN103168480B (zh) 2010-06-14 2016-03-30 乌龟海岸公司 改善的参量信号处理和发射器系统及相关方法
US8908751B2 (en) * 2011-02-28 2014-12-09 Intel Mobile Communications GmbH Joint adaptive bias point adjustment and digital pre-distortion for power amplifier
WO2013106596A1 (en) 2012-01-10 2013-07-18 Parametric Sound Corporation Amplification systems, carrier tracking systems and related methods for use in parametric sound systems
US8958580B2 (en) 2012-04-18 2015-02-17 Turtle Beach Corporation Parametric transducers and related methods
US8934650B1 (en) 2012-07-03 2015-01-13 Turtle Beach Corporation Low profile parametric transducers and related methods
US8903104B2 (en) 2013-04-16 2014-12-02 Turtle Beach Corporation Video gaming system with ultrasonic speakers
WO2014185436A1 (ja) * 2013-05-17 2014-11-20 株式会社村田製作所 高周波増幅回路および高周波増幅回路の制御電圧設定方法
US8988911B2 (en) 2013-06-13 2015-03-24 Turtle Beach Corporation Self-bias emitter circuit
US9332344B2 (en) 2013-06-13 2016-05-03 Turtle Beach Corporation Self-bias emitter circuit
US9768743B1 (en) * 2014-06-16 2017-09-19 Marvell International Ltd. Memory effect reduction using low impedance cascode biasing
US9450537B2 (en) 2014-08-25 2016-09-20 Tensorcom, Inc. Method and apparatus to detect LO leakage and image rejection using a single transistor
US9077300B1 (en) 2014-10-27 2015-07-07 King Fahd University Of Petroleum And Minerals Predistortion circuit with concave characteristic
CN104954035B (zh) * 2015-06-29 2018-03-30 英特尔公司 直流偏压电路及使用直流偏压电路的射频接收器电路
US20170005624A1 (en) 2015-06-30 2017-01-05 Skyworks Solutions, Inc. Parallel amplifier linearization in a radio frequency system
TWI549423B (zh) * 2015-07-30 2016-09-11 絡達科技股份有限公司 具有動態偏壓之放大器
JP2017092526A (ja) * 2015-11-02 2017-05-25 株式会社村田製作所 電力増幅回路
CN106849879B (zh) 2015-12-04 2020-08-04 财团法人工业技术研究院 功率放大器电路
US10103691B2 (en) 2016-01-27 2018-10-16 Mediatek Inc. Power amplifier system and associated bias circuit
US9634613B1 (en) * 2016-03-18 2017-04-25 Raytheon Company Bias circuit having reduced power consumption
US10256811B2 (en) * 2016-11-22 2019-04-09 Electronics And Telecommunications Research Institute Cascode switch circuit including level shifter
US10666200B2 (en) * 2017-04-04 2020-05-26 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for bias switching of power amplifiers
CN107453721B (zh) * 2017-05-22 2023-04-18 公安海警学院 高频功率放大电路
KR102004803B1 (ko) 2017-08-24 2019-10-01 삼성전기주식회사 엔벨로프 트래킹 바이어스 회로
KR101952875B1 (ko) * 2017-08-24 2019-05-23 삼성전기주식회사 전력 증폭기 및 이를 포함하는 집적회로
US10505498B2 (en) 2017-10-24 2019-12-10 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Envelope tracking bias circuit and power amplifying device
US10454427B2 (en) * 2017-11-01 2019-10-22 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Power amplifier system and learning-based autotuning method thereof
US10171765B1 (en) * 2017-12-22 2019-01-01 Omnivision Technologies, Inc. Bit line boost for fast settling with current source of adjustable size
US10348246B1 (en) 2018-01-04 2019-07-09 Qualcomm Incorporated Mixer biasing with baseband filter common-mode voltage
US10855383B2 (en) * 2019-03-14 2020-12-01 Anokiwave, Inc. Calibration of active electronically steered antennas using trim bits and non-volatile memory
CN111030605B (zh) * 2019-12-19 2023-08-29 广州慧智微电子股份有限公司 一种射频功率放大器的增益压缩补偿电路
US11356167B1 (en) 2020-04-14 2022-06-07 Anokiwave, Inc. Selective calibration of signal processing integrated circuits in a phased array system
CN113890643B (zh) * 2021-09-08 2024-03-01 杭州紫光通信技术股份有限公司 一种用于无源互调测量的宽带可调标准件及调节方法
CN114567270B (zh) * 2022-04-29 2022-08-16 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种低成本线性功率放大器
CN115498967B (zh) * 2022-11-21 2023-03-24 宜确半导体（苏州）有限公司 放大器偏置电路及射频功率放大器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6069530A (en) * 1998-09-16 2000-05-30 Motorola, Inc. Apparatus and method for linear power amplification
CN1744428A (zh) * 2004-07-14 2006-03-08 Sst通信公司 自适应偏置混频器
CN1744429A (zh) * 2005-09-28 2006-03-08 吴龙祥 消除交越失真的具有动态同步电压偏置电路的功率放大器
CN1788412A (zh) * 2002-12-16 2006-06-14 皇家飞利浦电子股份有限公司 在线性功率放大器中用于使能对静态电流的动态控制的可自适应的偏置电路

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5420536A (en) 1993-03-16 1995-05-30 Victoria University Of Technology Linearized power amplifier
US5712593A (en) 1996-02-05 1998-01-27 Motorola, Inc. Linear power amplifier with distortion detection
KR20050097665A (ko) 2004-04-02 2005-10-10 삼성전자주식회사 초고주파 도허티 증폭기에서 게이트 바이어스 전압 제어장치
TW200623608A (en) 2004-12-21 2006-07-01 Richwave Technology Corp Active mixer with self-adaptive bias feedback
KR100813660B1 (ko) 2006-07-27 2008-03-14 삼성전자주식회사 고주파 신호의 피크 엔벨롭 변조를 위한 전력 증폭기 회로
US7679448B1 (en) * 2007-08-30 2010-03-16 Pmc-Sierra, Inc. Continuous wave based bias method and apparatus for minimizing MOS transistor distortion

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6069530A (en) * 1998-09-16 2000-05-30 Motorola, Inc. Apparatus and method for linear power amplification
CN1788412A (zh) * 2002-12-16 2006-06-14 皇家飞利浦电子股份有限公司 在线性功率放大器中用于使能对静态电流的动态控制的可自适应的偏置电路
CN1744428A (zh) * 2004-07-14 2006-03-08 Sst通信公司 自适应偏置混频器
CN1744429A (zh) * 2005-09-28 2006-03-08 吴龙祥 消除交越失真的具有动态同步电压偏置电路的功率放大器

Also Published As

Publication number Publication date
KR20100075416A (ko) 2010-07-02
CN101764582A (zh) 2010-06-30
US8106712B2 (en) 2012-01-31
KR101101575B1 (ko) 2012-01-02
US20100156536A1 (en) 2010-06-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101764582B (zh) 用于功率放大器的自混合自适应偏置电路的系统和方法
US10574191B2 (en) Multistage amplifier linearization in a radio frequency system
US11855586B2 (en) Power amplifier module
CN101764580B (zh) 用于控制放大器的操作的自适应偏置电路及功率放大系统
CN106452377B (zh) 一种自适应补偿的射频功率放大器
US8482351B2 (en) Power amplifier and method for amplifying signal based on power amplifier
CN1841923B (zh) 具有可变增益模式的低噪音放大器和差分放大器
US7692493B1 (en) High-efficiency single to differential amplifier
JP2008516510A (ja) デュアルバイアス制御回路
JP2015130558A (ja) 増幅器
US20180287571A1 (en) Power amplification module
CN110868165A (zh) 多适应性可切换片上低噪声放大器及工作方法
JP2016213547A (ja) 電力増幅モジュール
JP2000223963A (ja) 高周波増幅器
CN101521489A (zh) 放大器和ab类放大器
CN101212202B (zh) 具有滤波模块来滤除低频成分以降低噪声指数的混频器
WO2019082793A1 (ja) 高周波電力増幅回路及び通信装置
KR19990050607A (ko) 보상소자를 이용한 병렬 푸시풀 증폭기
US20070146078A1 (en) Selective amplifier
CN117013968B (zh) 功率放大电路及射频功放模组
US11437965B2 (en) Variable gain amplifier and wireless communication device
JP2011004174A (ja) 高周波電力増幅器および無線通信装置
JP2004357091A (ja) ミキサ回路
CN106301244A (zh) 低噪声放大器
US20140266463A1 (en) Linear amplifier arrangement for high-frequency signals

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20130102

Termination date: 20181222