CN1744428A - 自适应偏置混频器 - Google Patents

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Abstract

一种用于接收RF信号的电路网络的系统和方法，其中多个开关晶体管接收电路网络输出的RF信号，并与在LO输入端接收的本机振荡(LO)信号进行混频。有源偏置电路对设置在LO输入端和多个开关晶体管的输出端之间的反馈环路中对多个开关晶体管进行有源偏置。

Description

自适应偏置混频器
技术领域
本发明一般涉及无线通信领域。更具体地说，本发明涉及无线通信系统的自适应偏置混频器。
背景技术
近来对便携式无线通信系统，例如无线局域网(LAN)、家庭无线控制系统和无线多媒体中心等的需求显著增长。随着晶体管按比例缩小技术和电路技术的不断改进，出现了越来越多的小型芯片系统，例如蜂窝电话、无线网络卡、个人无线电电子信函系统以及控制装置等，这些系统已被许多人使用。
由于许多无线装置工作在同一频带，这些装置之间的干扰日益严重。目前，无线系统要求无线装置能抗信道外干扰，这个要求的意思就是无线接收装置必须更加线性。但随着半导体技术在尺寸上的缩小，电路线性变差。这主要是由于较小特征尺寸技术的电源电压通常较小，且电路电压的峰值储备也较小，这就影响了电路线性。虽然有些技术有可能支持两种不同的电源电压，但仍很难用在高频(例如无线电频率，或RF)应用中，因为高电源电压装置一般用于较低速度。而且，双或三电源电压由于其在电路板上复杂的供电路由以及涉及的成本增加，对于无线芯片系统来说不是可行的选择。
因此，能用低电源电压工作的高线性混频器是提供高线性无线装置的一种优选选择。由于下变换混频器的噪声系数影响无线接收器的噪声性能，混频器的低噪声特性也是首选的特性。
需要高线性混频器的另一区域是发射器线性化环路。目前无线通信装置的便携特性要求节能的接收和发射。为满足此要求，一直在研究使用低功率放大器，特别是在使用线性化技术方面，以提高功率放大器的线性，从而避免带内失真和邻近频带的干扰。这些线性化技术通常与调幅信号结合使用，例如QAM(正交调幅)信号。这是因为功率放大器会使基频信号的包络失真。利用线性化环路，用高节能的非线性放大器，例如C类或E类放大器(其功耗比具有低效线性功率放大器(例如A类放大器)的耗电发射器就低得多)，就可实现线性功率放大器。在计算无线通信系统的总体效率时需将线性化系统所消耗的附加功率考虑在内。
目前有数种传统的线性化技术可以使用。表1列出这些技术的不同特性。第一种特性是区分所述技术是模拟的或数字的，第二种特性区分所述技术是补偿技术或是信号分路技术。
表1-线性化技术
  线性化   模拟   数字
  补偿技术信号分路技术   笛卡尔环路，极坐标环路，包络反馈，相位校正反馈，前馈CALLUM，LINC，包络消除和恢复   映象技术，复增益预失真，极坐标预失真LINC
在这些技术中，笛卡尔调制反馈环路和极坐标调制反馈环路要求有高线性的下变换混频器来提高发射器的线性。笛卡尔环路和极坐标环路因结构简单通常用在集成发射器线性化实施方案中，并且发射器的线性决定于环路中下变换混频器的线性，所以需要有高线性的混频器。与在接收器侧已经进行的讨论相同的理由，混频器还需容许低电源电压。
下变换混频器将输入的RF信号乘以本机振荡(LO)信号将其转换成较低的频率。利用这种降低频率的技术，就比较容易在接收器链中获得所需的增益，通过改变本机振荡频率来实现RF调谐，以及在许多不同频带上分配增益以避免寄生反馈环路引起的潜在振荡。由于在现代高性能的电信系统中动态范围的要求相当严格，在某些实例中接近100dB，所以对伴随大输入信号的严重非线性要有较高的起点就比较好，这限制了系统动态范围的上限。在无线接收器链中，下变换混频器是限制动态范围上限提高的重要组件。
自从大约70年前阿姆斯特朗(Arms trong)的频率转换技术发明以来，已有许多类型的混频器用于RF通信系统，它们的基本观念就是通过转换进行频率转换。随着1990年开始的将RF系统做成单个CMOS芯片的趋势，这些电路体系结构也用在了CMOS技术中。图1示出混频器电路100，它是传统的无线接收器的一种通用选择，所述混频器电路对应于吉尔伯特(Gilbert)乘法器体系结构，属于”有源”类混频器。RF信号通过差分对RFP、RFN馈入混频器电路100，其中混频器放大RF信号并隔离与第一级低噪声放大器(LNA)混频的信号。由LO信号LOP、LON(差分对)驱动的具有大摆幅的四个开关晶体管进行双平衡频率转换。通过这种平衡转换，偶次非线性可被抵消。利用配备有BIAS信号输入的DC电流源来偏置混频器电路100。
有些目前的实施方案使用半个电路作为单一RF输入的混频器，这相当于图1所示的双平衡结构的对应单平衡结构。为了减少在LO频率中来自点A和B的噪声成分，如图1所示，曾有人建议使用电感器L在LO频率下调谐点A和B，以降低噪声向下混频的效应。
虽然图1的吉尔伯特型双平衡混频器电路100很简单且在双极技术中使用很多，但它在深度亚微米CMOS技术中有一些缺点。第一，深度亚微米CMOS技术中的低电源电压限制了混频器的线性。它是一种三层器件，且器件的每一层都要消耗电压的峰值储备。电阻负载上的电压摆幅应小于电源电压减去三层晶体管的电压峰值储备，否则输出会失真且线性变差。第二，当采用NMOS晶体管和直接转换接收器结构时(这是用于无线接收器最通用和简单的结构并可做成较小的RF接收器芯片)，闪烁噪声会影响混频器的噪声性能。虽然全PMOS晶体管实施方案可作为另一候选方案，但PMOS晶体管的低阈值频率fT抵制了这种替代，因为当其用作混频器中的RF输入放大器对时，工作性能不佳。第三，因为其特征尺寸放大晶体管的缘故，这种类型的混频器还有失配问题，所述特征尺寸放大晶体管在较大器件上的匹配特性不良，因而正交电流源也失配。
和其它器件相比，LO开关晶体管的匹配要求不那么严格，因为输入的LO信号具有大摆幅并很快使开关器件饱和。由于失配引入的偏移，偶次互调不能通过差分电路完全抵消，且偶次线性比通常假定的还要差。此外，LO信号的偏压应稍高于一般情况所需以适应过程的变化，这也会消耗电压峰值储备。
为了提高混频器的线性性能，对图1的原始吉尔伯特型双平衡混频器电路100进行一些改动。图2示出本专业中众所周知的第一次修改的吉尔伯特型双平衡混频器电路200，其中RF差分信号对RFP、RFN通过耦合电容器C1、C2注入电路，且电流-电压(I-V)转换，通过使用开关晶体管直接向下转换到低频。整个电路由BIAS信号所提供的两个单独的DC电流源进行偏置。
图2的第一次修改的吉尔伯特双平衡混频器电路200，与图1的混频器电路100相比，对混频器电路提供了更多的电压峰值储备并具有更好的线性性能。但在使用NMOS晶体管和直接转换结构时仍然有被转换到带内的高闪烁噪声的缺点。而且，因电流源失配引入的偶次信号失真没有得到改进，对于混频器的线性而言仍然是个问题。
图3示出第二次修改的吉尔伯特型双平衡混频器电路300，它对图2的混频器电路200进行了改进。输入RF放大晶体管T1、T2由外部镜面电路进行偏置(见电阻器R1和R2、电容器C1和C2以及偏置信号BIAS)并在RF频率具有一定的增益。由于放大晶体管T1、T2的电压开销低于DC电流源的开销，所以图3的第二次修改的混频器电路300的电压峰值储备大于图2所示。但RF输入晶体管对会引起失真，所以对图2所示的混频器电路200和图3所示的混频器电路300的线性性能只能根据逐个情况进行比较。而且，它仍然有和图1和图2的混频器电路100、200同样的闪烁噪声和偶次非线性的问题。
为了改进直接转换RF接收器中下变换混频器的噪声性能，提出了折叠式PMOS双平衡混频器电路400，如图4所示，混频器电路400对应于”有源”混频器。如图4所示，PMOS晶体管P1、P2、P3、P4用作开关器件，进行频率转换，而RF输入信号差分对RFP、RFN通过NMOS晶体管N1、N2馈入。这样，就避免了PMOS晶体管在RF范围的速度限制，而由于fT很低就很难得到合理的增益。但在开关晶体管中没有这种严格的限制，因为它是由任意的大LO信号LOP、LON所驱动且非线性工作。由于PMOS器件比NMOS器件的闪烁噪声小得多，PMOS混频器的带内噪声性能优于NMOS混频器。而且，与图1所示的NMOS吉尔伯特型双平衡混频器电路100相比，图4的混频器电路400，因为有折叠结构，就具有更多的电压峰值储备，且线性性能也较好。但图4的混频器电路400因失配引入的偶次非线性没有得到改进，且LO偏置对过程变化很敏感。
上述传统的混频器电路属于有源混频器类，这些混频器电路在LO信号的控制下将电流转换到电阻器负载，在此进行信号频率转换。还有另一种类型的混频器电路，它使用电压抽样保持电路进行RF信号的下变换，此时没有DC电流流过开关晶体管，这种混频器电路分类为”无源”混频器。
图5示出传统的NMOS双平衡”无源”混频器电路500。RF输入差分对RFP、RFN通过耦合电容器C1、C2馈入混频器电路500，耦合电容器C1、C2也用作混频器电路500和前级无线电路(未示出)之间的DC隔离器。输出OP、ON被偏置到所需电压。在混频器电路500工作时，开关晶体管T6、T7、T8、T9由LO信号LOP、LON控制其断开或接通。当开关接通时，它跟踪输入信号；当开关断开时，跟踪的电压被保持。通过开关的这种跟踪保持来完成频率转换。
由于在无源混频器中没有DC电流，考虑到CMOS技术可以提供优异的开关，所以无源混频器有可能用于极低功率的工作。但图5的无源混频器电路有以下缺点：1)虽然有偶次线性问题的单平衡无源混频器会具有正增益，但双平衡混频器电路一般都有损耗，其噪声性能也不好；2)其晶体管与具有DC偏置电流的晶体管相比开关缓慢，可以认为它是一个受电压控制的电阻器并会使线性变差；3)虽然在NMOS晶体管中没有DC电流，闪烁噪声并不能去除，因为仍有瞬时充/放电电流，它包含着信道闪烁噪声；以及4)由于无源混频器使用电压跟踪保持，它对器件失配很敏感。所有这些缺点减少了无源混频器在RF接收器设计中的普遍采用。
还探索过将具有合并的LNA和混频器的RF前端用于RF接收器设计中，如图6中的混频器/LNA电路600所示。电路600包括差分LNA610和双平衡混频器620。所述设计的主要目的是重新使用LNA和混频器的DC电流，以降低RF前端的总功耗。由于仍然使用如图1、2、3所示的类似结构，而且电路电压的峰值储备并未增加，所以性能改善如果有的话也不多。
发明内容
本发明的一个方面提供一种自适应偏置混频器，它包括接收RF差分信号对和输出差分信号对的电路网络。所述混频器还包括多个开关晶体管，它们接收电路网络输出的差分信号对并与在LO输入端接收的差分本机振荡(LO)信号对进行混频。混频器还包括有源偏置电路，所述有源电路在LO输入端和多个开关晶体管的差分输出端之间所提供的反馈环路中对多个开关晶体管进行有源偏置。
本发明的另一个方面提出提供混频器的高线性输出的方法，所述方法包括接收由低噪声放大器输出的RF差分信号对的步骤。所述方法还包括以下步骤：将所述RF差分信号对与在LO差分输入端接收的差分本机振荡(LO)信号对接通或断开(switch)，进行差分信号对和LO信号对的混频，以提供差分混频信号对，这种接通或断开(switch)利用多个开关晶体管进行。所述方法还包括以下步骤：对设置在LO差分输入端和混频器的差分输出端之间的反馈环路中的多个开关晶体管进行有源偏置。
对本专业的技术人员来说，从以下的详细说明中可以明白本发明的其它特征和优点。但应理解，详细说明和具体实例，虽然说明了本发明的优选实施例，但都是为了说明而非限制。在不背离本发明的精神的条件下，可以在本发明的范围内作出许多变化和修改，本发明包括所有这些修改。
附图说明
参阅以下的详细说明和附图，可以明白本发明的上述优点和特征，附图中：
图1示出传统的直接转换混频器；
图2示出另一个传统的直接转换有源混频器；
图3示出又一个传统的直接转换有源混频器；
图4示出再一个传统的直接转换有源混频器；
图5示出传统的无源混频器；
图6示出具有合并的LNA和混频器的传统的RF前端；
图7以方框图形式示出按照本发明第一实施例的自适应偏置混频器；
图8以电路形式示出按照本发明第一实施例的自适应偏置混频器；
图9以电路形式示出按照本发明第二实施例的自适应偏置混频器；
图10示出可以用在本发明任一实施例的自适应偏置混频器中的DC抵消电路；以及
图11以电路形式示出按照本发明第三实施例的自适应偏置混频器。
具体实施方式
根据至少一个实施例，本发明针对用于RF接收器的高线性混频器，例如用于无线RF接收系统。
图7示出按照本发明第一实施例的具有自适应偏置电路的混频器方框图。所述混频器在直接转换结构中具有改进的接收器噪声、线性性能并可使用单一低电源电压，这些都是有利的特征。开关晶体管的偏置电压由反馈环路确定，所述反馈环路根据输出共模电压来自适应控制LO偏置电压。由于反馈环路有利地具有大闭环增益，所以输出共模电压可以被精确控制，而且如果在另外的实施方案中采用单独的偏置环路的话，由开关器件引入的失配也可由自适应偏置电路抵消。
第一实施例利用有源反馈偏置电路来偏置混频器中使用的非线性开关晶体管的LO信号DC电压。更具体地说，按照第一实施例的混频器700包括负载网络710(它接收输出混频信号对OP，ON)、开关晶体管720(它们接收L0差分对LOP、LON)、电路网络730(它接收输入差分对IP，IN)、以及有源偏置电路740。有源偏置电路740配置在关于开关晶体管720的反馈环路中。
图8示出按照第一实施例的混频器/LNA电路800的PMOS实施方案。混频器820使用低闪烁噪声的PMOS晶体管P10、P11、P12、P13、P14、P15、P16、P17作为开关，并由反馈环路自适应偏置，以支持输出中所需的共模电压。RF信号直接从LNA 810馈入混频器820(LNAP、LNAN是输入到LNA 810的RF信号差分对)，并转换成电流模式和电压模式的基带信号。由于混频器/LNA电路800的偏置电流相当小，并且反馈环路的额外电流消耗比起LNA的电流消耗来说也可忽略不计，故所述折叠合并RF前端具有低功耗。
在图8的电路结构中，OpAmp 830、840对应于图7中的部分有源偏置电路740，而电阻器R5、R6、R7、R8对应于有源偏置电路740的其余部分。请注意：混频器部分800的信号OIP、OIN、OQP、OQN输入到OpAmp 830、840，这些元件之间的连线未予示出，以使所述图更易于观看。
在RF接收器中，需要高线性以使RF接收器即使在有强邻近信道干扰时也能正常工作。在设计良好的接收器链中限制线性的因素一般是下变换混频器，特别是对于直接转换结构。本发明的第一实施例提供了具有高线性和低噪声性能的自适应偏置混频器电路，它能在低电源电压下工作，且其输出DC电压可以很好地加以控制且不受过程变化的影响。
偏移抵消单元860还可以被包括在图8的电路中，以便改进混频器的偶次失真特性，因此，偏移抵消单元860对本征失配和在直接转换接收器中产生的DC失配电压不敏感。偏移抵消单元860的一个可能的电路实施方案用图10的偏移抵消电路1000示出。
如图8所示，图中左边的方框是差分输入LNA 810。LNA 810的输出直接送到正交开关晶体管，图8所示的混频器使用PMOS晶体管。LO信号偏置电路是第一实施例混频器的重要特征，所述混频器不用DC偏置电流。在第一实施例中，利用反馈环路来偏置LO信号，因此，所述反馈环路对I支路差分输出OIP和OIN的共模电压和运算放大器OPAMP的预定的基带共模电压进行比较，并相应地调节LO信号的DC偏置电压。因此，预定的基带共模电压和混频器负载电阻决定了在由第一实施例的反馈环路所控制的混频器中的偏置电流。
通过使用自适应偏置混频器技术，输出电压的峰值储备等于电源电压减去开关晶体管的开销电压，这大于传统的有源混频器的峰值储备，故具有较好的线性。而且，由于它在信号通路中采用较少的晶体管并支持相同的增益水平，故噪声性能也得到改善。与无源混频器相比，开关晶体管有DC偏置电流，能比无源混频器中的开关晶体管工作得更快。因此，由无源混频器的缓慢转换引起的非线性减轻了，可以获得比无源混频器更好的线性性能。有了正增益，按照第一实施例的自适应偏置混频器也比无源混频器具有更好的噪声性能。而且，自适应偏置混频器内的失配也减轻了，因为反馈环路用高环路增益衰减了电路失配效应。如果电路失配要求不是非常严格，那么可以使用具有共用偏置电路900的更小型的混频器电路，如图9所示，它对应于本发明的第二实施例。图9中，在反馈环路中仅使用一个OpAmp930，而在图8中用了两个单独的OpAmp830、840。
虽然电路失配效应因具有反馈环路而改善，但因LO信号和RF信号自混频而产生的偏移DC电压所引起的失配依然存在，而且在采用直接转换结构时变得更为严重。这是因为部分LO信号被耦合到混频器输入端或LNA输入端，它以所需信号的形式再次被发送到混频器并与LO信号相乘，成为DC电压。在直接转换接收器中，自混频所产生的DC电压落到频带内，降低了接收信号的质量，如果不被抵消，它还会在混频器和RF接收器链的随后电路中引起偏移电压，这又引发偶次非线性。在外差式接收器或高IF接收器中，自混频所产生的DC电压使电路不平衡并且也引起偶次非线性。
因此，混频器内的DC偏移电压抵消电路可以用来去除自混频所产生的DC电压，从而改善偶次线性性能。图10示出DC偏移抵消电路1000，它可以用于第一或第二实施例的混频器。混频器中I信道差分对OIP、OIN以及Q信道差分对OQP、OQN上的输出电压被发送到DC偏移抵消电路1000，并利用第一有源滤波器滤波，所述第一有源滤波器由运算放大器OPAMP、电阻器R1和R2以及电容器C1和C2组成。
受电阻器/电容器对R1、C1和电阻器/电容器对R2、C2控制的滤波边缘部分可以低至数千赫兹。所以，产生的DC偏移电压由运算放大器的增益放大，而低通滤波器衰减在所需的高频信号。现参阅图8，将来自运算放大器1010的滤波DC电压按指定比例从混频器输出OIP、OIN和OQP、OQN中减去，所述比例由图8所示的下变换混频器负载电阻器R1、R2、R3、R4和图10所示的DC偏移抵消电路1000中的电阻器R3、R4确定。
按照本发明至少一个实施例的自适应偏置下变换混频器可以利用NMOS作为其开关晶体管，如果闪烁噪声不是很重要的话；而且所述体系结构也可用在双极或BiCMOS技术中。图11示出按照本发明第三实施例的自适应偏置混频器1100的NMOS实施方案实例。
这样，以上已对高线性低噪声混频器作了说明，所述混频器至少具有以下特性之一：a)自适应偏置环路，通过利用有源反馈来支持混频器中LO信号的DC偏压，它可增加电路中的峰值储备并扩大电压动态范围，以改善线性。这可用于各种不同类型的技术。b)与LNA合并的折叠混频器体系结构，它可增加混频器电路中的电压峰值储备并改善线性性能。这可用于其它类型的技术中，例如CMOS、双极、和BiCMOS。c)单独的自适应偏置环电路，它们通过高闭环增益来抵消电路正交失配。这可衰减因电路失配引起的偶次失真。d)本机DC偏移抵消电路，用以去除LO自混频或RF信号自混频所产生的DC偏移电压。当在接收器侧或发射器侧有强LO漏电时，混频器偶次线性度的改善可以大于20dB。
对本发明实施例的上述说明是为了图示和说明。说明并非详尽无遗或将本发明限制在公开的精确形式，根据上述内容或从本发明的实践中可以作各种修改和变化。实施例的选取和说明是为了解释本发明的原理及其实际应用，以使本专业的技术人员能在各种实施例中利用本发明并进行各种适合于特定用途的改动，例如，虽然在实施例中示出的开关晶体管是金属氧化物半导体(MOS)晶体管，但其它类型的开关晶体管，例如双极结型晶体管(BJT)和/或场效应晶体管(FET)也可用于不同的实施例中。

Claims (27)

1.一种自适应偏置混频器，它包括：
电路网络，它接收RF差分信号对并输出差分信号对；
多个开关晶体管，它们接收由所述电路网络输出的所述差分信号对并与在LO输入端接收的差分本机振荡(LO)信号对进行混频；以及
有源偏置电路，它对设置在所述LO输入端和所述多个开关晶体管的差分输出端之间的反馈环路中的多个开关晶体管进行有源偏置。
2.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中还包括：
负载网络，它连接到所述多个开关晶体管的所述差分输出，并为所述多个开关晶体管的所述差分输出提供负载。
3.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中还包括：
设置在所述多个开关晶体管和所述有源偏置电路之间的DC偏移抵消电路。
4.如权利要求2所述的自适应偏置混频器，其中还包括：
设置在所述多个开关晶体管和所述有源偏置电路之间的DC偏移抵消电路。
5.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中，所述多个开关晶体管中至少一个是N型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管。
6.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中，所述多个开关晶体管中至少一个是P型金属氧化物半导体(PMOS)晶体管。
7.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中，所述多个开关晶体管中至少一个是双极结型晶体管(BJT)。
8.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中，所述多个开关晶体管中至少一个是场效应晶体管(FET)。
9.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中，所述有源偏置电路包括运算放大器。
10.如权利要求1所述的自适应偏置混频器，其中还包括：
与所述混频器合并的低噪声放大器(LNA)。
11.一种自适应偏置混频器，它包括：
输入电路装置，用于接收RF信号；
开关装置，它利用在LO输入端上接收的本机振荡信号转换所述RF信号，将所述RF信号与所述本机信号的混频，以提供混频信号；以及
有源偏置装置，它对设置在所述LO输入端和所述开关装置的输出端之间的反馈环路中的所述开关装置进行有源偏置。
12.如权利要求11所述的自适应偏置混频器，其中所述接收的RF信号是差分RF信号对，并且其中所述开关装置利用在所述LO输出端接收的差分本机振荡信号对进行混频。
13.如权利要求12所述的自适应偏置混频器，其中还包括：
负载装置，用于为所述开关装置的所述差分输出提供负载。
14.如权利要求11所述的自适应偏置混频器，其中还包括：
DC偏移抵消装置，用于抵消所述自适应偏置混频器输出的信号中的DC偏移。
15.如权利要求11所述的自适应偏置混频器，其中所述开关装置包括至少一个金属氧化物半导体(MOS)开关晶体管。
16.如权利要求11所述的自适应偏置混频器，其中所述开关装置包括至少一个双极结型(BJT)开关晶体管。
17.如权利要求11所述的自适应偏置混频器，其中所述开关装置包括至少一个场效应(FET)开关晶体管。
18.如权利要求11所述的自适应偏置混频器，其中所述有源偏置装置包括运算放大器。
19.一种为混频器提供高线性输出的方法，所述方法包括：
接收由低噪声放大器输出的RF信号；
利用在LO输入端上接收的本机振荡(LO)信号转换所述RF信号，进行所述RF信号和所述LO信号的混频，以提供混频信号，所述转换是利用多个开关晶体管进行的；以及
对设置在所述LO输入端和所述混频器的输出端之间的反馈环路中的所述多个开关晶体管进行有源偏置。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述接收的RF信号是差分RF信号对，并且其中所述转换步骤利用在所述LO输出端接收的差分本机振荡信号对进行混频。
21.如权利要求19所述的方法，其中所述多个开关晶体管中至少一个是金属氧化物半导体(MOS)开关晶体管。
22.如权利要求19所述的方法，其中所述多个开关晶体管中至少一个是双极结型晶体管(BJT)。
23.如权利要求19所述的方法，其中所述多个开关晶体管中至少一个是场效应晶体管(FET)。.
24.如权利要求19所述的方法，其中所述有源偏置步骤包括通过运算放大器反向反馈信号。
25.如权利要求19所述的方法，其中还包括：
抵消所述混频器输出的信号中的DC偏移。
26.如权利要求19所述的方法，其中还包括：
向负载网络提供所述混频信号。
27.如权利要求19所述的方法，其中还包括：
将低噪声放大器和所述混频器合并，以提供折叠结构。
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