CN101662264B - 一种低功耗大摆幅开关型运算放大器 - Google Patents

Abstract

本发明属于微电子领域，具体涉及一种低功耗大摆幅开关型运算放大器，该运算放大器采用两级运放的形式，第二级为AB类输出，并且在第一级和第二级之间增加了电平位移电路，改变第二级MOS管的偏置状态，可以实现运放的低功耗和大摆幅，并且采用嵌套式密勒补偿以实现运放的稳定性，能够被广泛应用于通信基站、医疗设备、卫星接收系统、雷达、红外成像、数字示波器、消费类电子等领域。

Description

一种低功耗大摆幅开关型运算放大器

技术领域

本发明涉及一种可用于开关电容电路的新型开关型运算放大器，尤其涉及一种低功耗大摆幅的开关型运算放大器。

背景技术

模数转换器作为模拟信号和数字信号的接口转换电路，被广泛应用于通信基站、医疗设备、卫星接收系统、雷达、红外成像、数字示波器、消费类电子等领域。受到消费电子市场的不断推动，由电池供电的便携式设备日益普及，要求模数转换器在实现高性能的同时消耗尽可能小的功耗。同时，随着集成电路工艺的不断发展，电源电压在不断地降低，因此低电压设计也是非常的重要。

模数转换器一般通过工作在一定时钟频率下的开关电容电路实现，而开关电容电路的核心单元是运算放大器。要实现高性能的模数转换器，就需要高性能的运算放大器。图1是3种典型运算放大器的结构。图1(a)是套筒式结构的运算放大器，具有良好的频响特性，可以在较低的功耗下实现高增益，但是这种结构的运算放大器摆幅很小，不适合在低电压下工作；图1(b)是折叠式共源共栅结构的运算放大器，和套筒式结构相比，可以得到更大的摆幅但是需要消耗更大的功耗，并且工作在低电压下摆幅仍然很小，也不适合低电压工作；图1(c)是典型的两级结构的运算放大器，可以得到最大的输出摆幅，但是由于两级运放需要通过频率补偿来保证稳定性，因此运算放大器的第二级将会消耗很大的功耗。

由此可见传统的几种运算放大器结构在功耗和摆幅方面存在一定的折衷关系，很难在较低功耗的同时实现较大的摆幅。因此要实现低功耗大摆幅的运算放大器，需要从运算放大器的结构上考虑。

发明内容

本发明提供了一种新型开关型运算放大器，能够得到较大的输出摆幅和较低的功耗，可用于任何工作在一定时钟频率下的开关电容电路。

为了达到上述目的，本发明的技术方案如下：

一种低功耗大摆幅开关型运算放大器，其包含有：A.第一级放大器，用来输入放大信号；B.电平位移电路，包括NMOS管的电平位移电路和PMOS管的电平位移电路，用于接收所述第一级放大器输出的信号；C.第二级放大器，为AB类放大器，包括一NMOS管与一PMOS管以漏端相连，并以所述相连的漏端作为放大信号的输出端；所述NMOS管与PMOS管的栅极均用于接收所述电平位移电路输出的信号，同时，其偏置状态受所述电平位移电路控制；D.补偿电路，耦接于所述第一级放大器与所述第二级放大器之间，用来依据所述第二级放大器输出的放大信号产生一补偿信号，并将该补偿信号反馈至所述第一级放大器的输出端。

进一步，所述的运算放大器中所述NMOS管的电平位移电路采用2个开关电容电路实现；每个所述开关电容电路包括两个电容与四个开关，其中，第一电容连接于所述第一级放大器输出端和所述第二级放大器的NMOS管栅极之间，并通过第一开关和第二开关与第二电容两端连接，所述第二电容通过第三开关与所述第一级放大器输出共模电平连接、通过第四开关与偏置电压连接。

作为本发明优选方式之一，所述PMOS管的电平位移电路采用2个开关电容电路实现；每个所述开关电容电路包括两个电容与四个开关，其中，第一电容连接于所述第一级放大器输出端和    所述第二级放大器的PMOS管栅极之间，并通过第一开关和第二开关与第二电容两端连接，所述第二电容通过第三开关与所述第一级放大器输出共模电平连接、通过第四开关与偏置电压连接。

再者，所述PMOS管的电平位移电路采用2个电流镜像电路方式实现；每个所述电流镜像电路为PMOS电流镜，包括一个源极和栅极相连并与所述第二级放大器的PMOS管栅极相连的PMOS管，及连接在PMOS管和地之间的NMOS管，NMOS管的栅极接其对称侧第二级放大器的NMOS输入管栅极。

更进一步，所述的运算放大器中的所述第一级放大器为套筒式结构差分放大器，且所述第一级放大器的输出共模电平设置为电源电压的一半，使所述套筒式结构差分放大器的所有晶体管工作在饱和区。

较佳的，所述的运算放大器中的所述补偿电路为嵌套式密勒补偿电路，即同时采用密勒补偿电容和共栅补偿电容来实现所述补偿电路。所述密勒补偿电容连接于所述第一级放大器的输出和所述第二级放大器的输出之间。所述共栅补偿电容连接于所述第一级放大器的输入NMOS管的漏极和所述第二级放大器的输出之间。

本发明由于采用了上述的技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：

本发明通过使用两级放大器，高增益由第一级放大器实现，减少了第二级放大器的MOS管数量，实现了较大的输出摆幅；同时，在两级放大器之间增加的电平位移电路，改变了第二级放大器MOS管的偏置状态，使得第二级放大器的MOS管具有更小的过驱动电压，从而可以在更小的偏置电流下获得更大的跨导，因此降低了整个运算放大器的功耗；采用电流镜镜像的方式实现AB类输出，从而减少了一半电平位移电路的使用，也大大的减小面积的消耗；由此，获得了高性能的低功耗大摆幅的开关型运算放大器。

附图说明

通过以下对本发明的实施例并结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。其中，附图为：

图1(a)、(b)、(c)为现有的三种典型运算放大器的结构示意图。

图2为本发明开关电容运算放大器实施例1的结构示意图。

图3为本发明开关电容运算放大器实施例2的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图来加以详细说明。

图2为改进型开关电容运算放大器的第一种结构。电源电压为VDD，首先为了得到较高的增益，第一级放大器采用了套筒式结构，并且将第一级放大器的输出共模电平设置在

以使该级晶体管都能够工作在饱和区。为了提高电流的利用率，第二级放大器采用AB类输出，第一级放大器的输出同时接到NMOS管和PMOS管的输入，因此NMOS管和PMOS管对第二级放大器都贡献跨导，即

            G_{m，second-stage}＝g_m12+g_m14

如果g_m12和g_m14相等，G_{m，second-stage}＝2×g_m12，第二级放大器的实际跨导将变为A类输出的2倍。因此在相同非主极点的情况下，第二级放大器的电流只需是A类输出级的1/2，将电流的利用率提高了1倍。

如果运放第一级放大器的输出直接接到第二级放大器输入管M12和M14的栅极，将会使M12管具有较大的过驱动电压V_dsat，其中M12管的过驱动电压为：

$V_{\mathrm{dsat}}\left(M12\right)=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{th}}\left(M12\right)$

M14管的过驱动电压为：

$V_{\mathrm{dsat}}\left(M14\right)=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{th}}\left(M14\right)$

在AB类两级运放中，第二级放大器的静态电流由非主极点来决定，也就是说由第二级放大器跨导G_{m，second-stage}决定，而

$G_{m,\sec \mathrm{ond}-\mathrm{stage}}=g_{m12}+g_{m14}=\frac{{2I}_2}{V_{\mathrm{dsat}}\left(M12\right)}+\frac{{2I}_2}{V_{\mathrm{dsat}}\left(M14\right)},$

也就是说，第二级放大器的静态电流由过驱动电压V_dsat决定。对于确定的跨导，大的过驱动电压V_dsat意味着需要更大的电流，小的过驱动电压V_dsat则意味着更小的电流。

电平位移电路包括第一电容、第二电容、第一开关、第二开关、第三开关和第四开关。在四个电平位移电路中第一电容分别为C1，C3，C5，C7；第二电容分别为C2，C4，C6，C8；第一开关、第二开关为CK2；第三开关、第四开关为CK1。其中，电容C₁、C₂和开关组成一个NMOS管的电平位移电路，开关工作在双相时钟信号下，其工作原理类似于开关电容共模反馈电路。在CK1时刻，电容C₂上采样到第一级放大器输出共模电平V_cmo1和偏置电压V_b4的差值；在CK2时刻，通过电荷重分布，电容C₁上将获得相同的电压差值。这样在第二级放大器NMOS输入管M12栅极电压和第一级放大器输出电压V_cmo1之间就存在着电容C₁上的电压差，实现了电平位移的功能。如果不考虑寄生电容的影响，M12管的栅极偏置电压就等于偏置电压V_b4。因此通过偏置电路产生适当的偏置电压，就可以将第二级放大器NMOS输入管M12的过驱动电压V_dsat控制在100mV左右。

电容C₅、C₆和开关组成PMOS管的电平位移电路，原理和NMOS管相同，可以将PMOS输入管M14的栅极偏置电压设置为偏置电压V_b5，同样将第二级放大器PMOS输入管M14的过驱动电压V_dsat控制在100mV左右。要获得相同的H_{m，second-stage}，可以通过减小V_dsat(M12)和V_dsat(M14)来降低运放第二级放大器所需的静态电流。

其次通过这种结构还可以增大运放的输出摆幅，对于图2中结构的运放来说，输出摆幅为V_swing＝V_DD-|V_dsat(M12)|-|V_dsat(M14)|，因此通过减小V_dsat(M12)和V_dsat(M14)，可以增大运放的输出摆幅。

图3为改进型开关电容运算放大器的第二种结构，是对第一种结构的改进，通过电流镜像实现AB类输出的功能，减少了电容的使用从而节约了面积。在这种情况下，第二级放大器的实际跨导为：

                G_{m，second-stage}＝g_m12+g_mc1×g_mc2/g_mc3

图2和图3中的电平位移电路除了实现直流电平位移的作用，还需要将第一级放大器的小信号耦合到第二级放大器的输入。以图3中电路为例，需要将第一级放大器输出的小信号耦合到第二级放大器输入管M12的栅极。由于M12管栅源之间寄生电容C_gs12的存在，第二级放大器输入管M12栅极出现的小信号将是第一级放大器输出端小信号的C₁/(C₁+C_gs12)倍。如果电容C₁的取值和C_gs12的值比较接近，小信号将被衰减从而影响运放的增益。因此电容C₁的取值应当比较大，一般C_gs12的值在100fF左右，如果电容C₁的取值比C_gs12大很多，假如C₁取为2pF或更大，小信号受到的衰减基本可以忽略，此时电容C₁对增益的影响也基本可以忽略。电容C₂在工作的时候只是起到向电容C₁充电的作用，并不影响运放的增益，因此为了节省版图面积，电容C₂可以取得较小，一般取为C_gs12的几倍即可，例如0.5pF～1pF左右。C₃的取值参考C₁，C₄的取值参考C₂。

对于AB类输出的运算放大器，第二级放大器的偏置电流变化很大，因此第二级放大器的跨导变化很大，如果采用一般的密勒补偿容易产生稳定性的问题：在单位增益带宽处出现一个尖峰，影响运放的频响特性。因此在图2和图3的结构中，采用嵌套式密勒补偿，即同时采用密勒补偿电容和共栅补偿电容，可以避免产生该稳定性的问题。

最后应说明的是，以上仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围中。

Claims (2)

1.一种低功耗大摆幅开关型运算放大器，其特征在于，其包含有：

第一级放大器，用来输入放大信号；

电平位移电路，包括NMOS管的电平位移电路和PMOS管的电平位移电路，用于接收所述第一级放大器输出的信号；

第二级放大器，为AB类放大器，包括一NMOS管与一PMOS管以漏极相连，并以所述相连的漏极作为放大信号的输出端；所述NMOS管与PMOS管的栅极均用于接收所述电平位移电路输出的信号，同时，其偏置状态受所述电平位移电路控制；

补偿电路，耦接于所述第一级放大器与所述第二级放大器之间，用来依据所述第二级放大器输出的放大信号产生一补偿信号，并将该补偿信号反馈至所述第一级放大器的输出端；

其中，所述NMOS管的电平位移电路采用2个开关电容电路实现；每个所述开关电容电路包括两个电容与四个开关，其中，第一电容连接于所述第一级放大器输出端和所述第二级放大器的NMOS管栅极之间，并通过第一开关和第二开关与第二电容两端连接，所述第二电容通过第三开关与所述第一级放大器输出共模电平连接、通过第四开关与偏置电压连接；

所述PMOS管的电平位移电路采用2个开关电容电路实现；每个所述开关电容电路包括两个电容与四个开关，其中，第一电容连接于所述第一级放大器输出端和所述第二级放大器的PMOS管栅极之间，并通过第一开关和第二开关与第二电容两端连接，所述第二电容通过第三开关与所述第一级放大器输出共模电平连接、通过第四开关与偏置电压连接；

或者，所述PMOS管的电平位移电路采用2个电流镜像电路方式实现；每个所述电流镜像电路为PMOS电流镜，包括一个漏极和栅极相连并与所述第二级放大器的PMOS管栅极相连的PMOS管，及连接在所述PMOS管漏极和地之间的NMOS管，NMOS管的栅极接其对称侧第二级放大器的NMOS输入管栅极；

所述第一级放大器为套筒式结构差分放大器，且所述第一级放大器的输出共模电平设置为电源电压的一半，使所述套筒式结构差分放大器的所有晶体管工作在饱和区。

2.如权利要求1所述的运算放大器，其特征在于，所述补偿电路为嵌套式密勒补偿电路，即同时采用密勒补偿电容和共栅补偿电容来实现所述补偿电路，所述密勒补偿电容连接于所述第一级放大器的输出和所述第二级放大器的输出之间，所述共栅补偿电容连接于所述第一级放大器的输入NMOS管的漏极和所述第二级放大器的输出之间。

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