CN103095234B - 一种全差分运算跨导放大器 - Google Patents
一种全差分运算跨导放大器 Download PDFInfo
- Publication number
- CN103095234B CN103095234B CN201310029877.9A CN201310029877A CN103095234B CN 103095234 B CN103095234 B CN 103095234B CN 201310029877 A CN201310029877 A CN 201310029877A CN 103095234 B CN103095234 B CN 103095234B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- pmos
- drain electrode
- nmos tube
- source electrode
- electrode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 101100243558 Caenorhabditis elegans pfd-3 gene Proteins 0.000 claims abstract description 11
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 34
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000002775 capsule Substances 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种全差分运算跨导放大器,具有第一支路和第二支路。第一支路,接收差分输入信号Vin和Vip,包括NMOS管(M31)、NMOS管(M32)、NMOS管(M35)、NMOS管(M314)和NMOS管(M315);第二支路,为套筒式共源共栅结构,接收差分输入信号Vin和Vip并且输出差分输出信号Von和Vop;包括PMOS管(M38)和PMOS管(M39);PMOS管(M38)和PMOS管(M39)的源极均连接至电源VDD,栅极均接入偏置电压Vbp1,PMOS管(M38)的漏极连接于NMOS管(M314)的漏极,PMOS管(M39)的漏极连接于NMOS管(M315)的漏极。
Description
技术领域
本发明涉及电路开发技术领域,特别涉及一种全差分运算跨导放大器。
背景技术
随着CMOS工艺的发展,电源电压和晶体管本征增益逐渐降低,对于基于开关电容电路的离散时间信号处理电路来说,其性能提高的主要瓶颈之一就是高性能的运算跨导放大器(OTA)。OTA的设计最重要的指标是电压增益(AV)和增益带宽积(GBW)。其中电压增益AV为跨导(Gm)与输出电阻(RO)的乘积,表示为:AV=GmRO,增益带宽积GBW为跨导(Gm)与输出电容(CO)之比,表示为:GBW=Gm/CO。现有的OTA结构有多种,单级OTA主要包括套筒式共源共栅(TelescopicCascode)结构以及折叠式共源共栅(foldedCascode)结构等。
在开关电容等电路的设计中,OTA的有限增益会导致电荷转移不完全,使得输出出现有限增益误差,故尽量提高OTA的增益是设计的努力方向之一。在一定的功耗(即跨导Gm)下,如何提高输出电阻RO以提高增益,成为设计优化的关键之一。此外,在开关电容电路设计中,OTA的增益带宽积GBW决定了闭环带宽,即电路的工作速度,故尽量提高OTA的GBW也是设计的一个方向。在相同跨导条件下,OTA的增益带宽积GBW反比于输出电容负载CO.OTA的电容负载CO由有效负载CL和寄生电容Cp并联而成,所以如何尽量减小输出节点的寄生电容Cp成为设计优化的重要内容。
图1是现有的套筒式共源共栅结构运算跨导放大器(OTA)的电路图,输入是差分信号Vin和Vip,输出是差分信号Von和Vop,负载电容是CL.。MOS管M11和M12是输入管,MOS管M13和M14是电流源管。输出是共源共栅结构,共源共栅结构由MOS管M11,M12,M15-M110组成,可以提供较大的输出电阻以提高增益。Vop和Von通过共模反馈模块,输出Vcmfb信号,并通过MOS管M14来控制输出共模电平。流过单端支路的偏置电流记为I.该OTA的增益可以表示为:
AV1=Gm11(Rds11Gm15Rds15//Rds19Gm17Rds17).
假设有:
则增益可以表示为:
AV1=Gm11RO/2.
输出节点的负载电容为CL,寄生电容记为Cp1,则该OTA的增益带宽积为:
输出寄生电容主要由与输出节点相连的共栅MOS管M17,M18,M15,M16的漏衬寄生电容(即漏极和衬底之间的电容)Cdb和漏栅寄生电容(即漏极和栅极之间的电容)Cgd构成,它与MOS管的宽度W成正比,假设MOS管单位宽度所对应的寄生电容为k,则有:
Cp1=k(W17+W15).
在高速模拟电路设计中,MOS管的尺寸较大,Cp1的大小相对于CL不可忽略,导致套筒式共源共栅结构OTA的寄生电容较大,从而导致该OTA的GBW较小。
发明内容
本发明提供一种全差分运算跨导放大器,能够同时获得大的增益带宽积,以及大的增益。该全差分运算跨导放大器具有第一支路和第二支路。
所述第一支路,接收差分输入信号Vin和Vip,包括N沟道金属氧化物半导体NMOS管M31、NMOS管M32、NMOS管M35、NMOS管M314和NMOS管M315。所述第二支路,为套筒式共源共栅结构,接收差分输入信号Vin和Vip并且输出差分输出信号Von和Vop;包括P沟道金属氧化物半导体PMOS管M38和PMOS管M39;PMOS管M38和PMOS管M39的源极均连接至电源VDD,栅极均接入偏置电压Vbp1,PMOS管M38的漏极连接于NMOS管M314的漏极,PMOS管M39的漏极连接于NMOS管M315的漏极。
NMOS管M31的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于NMOS管M35的漏极,漏极连接于NMOS管M314的源极。
NMOS管M32的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于NMOS管M35的漏极,漏极连接于NMOS管M315的源极。
NMOS管M35的源极接地,漏极连接于NMOS管M31的源极和NMOS管M32的源极,栅极接入偏置电压Vbn1。
NMOS管M314的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M31的漏极,漏极连接于PMOS管M38的漏极。
NMOS管M315的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M32的漏极,漏极连接于PMOS管M39的漏极。
较佳地,所述第二支路,进一步包括NMOS管M36、NMOS管M37、NMOS管M33、NMOS管M34、NMOS管M312、NMOS管M313、PMOS管M310和PMOS管M311。
其中,PMOS管M310的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M38的漏极,漏极连接于NMOS管M312的漏极且输出差分输出信号Vop;PMOS管M311的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M39的漏极,漏极连接于NMOS管M313的漏极且输出差分输出信号Von;NMOS管M312的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M33的漏极,漏极连接于PMOS管M310的漏极;NMOS管M313的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M34的漏极,漏极连接于PMOS管M311的漏极;NMOS管M33的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于NMOS管M36的漏极,漏极连接于NMOS管M312的源极;NMOS管M34的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于NMOS管M37的漏极,漏极连接于NMOS管M313的源极;NMOS管M36的源极接地,漏极接NMOS管M33的源极和NMOS管M37的漏极,栅极接入偏置电压Vbn1;NMOS管M37的源极接地,漏极接NMOS管M34的源极和NMOS管M36的漏极,栅极接入偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述第二支路,进一步包括共模反馈模块,共模反馈模块的输入信号分别为差分输出信号Von和Vop,输出为所述偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述NMOS管M312的漏极连接至第一电容CL的一端,第一电容CL的另一端接地。所述NMOS管M313的漏极连接至第二电容CL的一端,第二电容CL的另一端接地。
本发明提供的另外一种全差分运算跨导放大器,其特征在于,该全差分运算跨导放大器具有第一支路和第二支路。
所述第一支路,接收差分输入信号Vin和Vip,包括P沟道金属氧化物半导体PMOS管M41、PMOS管M42、PMOS管M45、PMOS管M414和PMOS管M415。所述第二支路,为套筒式共源共栅结构,接收差分输入信号Vin和Vip并且输出差分输出信号Von和Vop;包括N沟道金属氧化物半导体NMOS管M48和NMOS管M49;NMOS管M48和NMOS管M49的源极均接地,栅极均接入偏置电压Vbn1,NMOS管M48的漏极连接于PMOS管M414的漏极,NMOS管M49的漏极连接于PMOS管M415的漏极。
PMOS管M41的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于PMOS管M45的漏极,漏极连接于PMOS管M414的源极。
PMOS管M42的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于PMOS管M45的漏极,漏极连接于PMOS管M415的源极。
PMOS管M45的源极接电源VDD,漏极连接于PMOS管M41的源极和PMOS管M42的源极,栅极接入偏置电压Vbp1。
PMOS管M414的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M41的漏极,漏极连接于NMOS管M48的漏极。
PMOS管M415的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M42的漏极,漏极连接于NMOS管M49的漏极。
较佳地,所述第二支路,进一步包括PMOS管M46、PMOS管M47、PMOS管M43、PMOS管M44、PMOS管M412、PMOS管M413、NMOS管M410和NMOS管M411。
其中,NMOS管M410的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M48的漏极,漏极连接于PMOS管M412的漏极且输出差分输出信号Vop;NMOS管M411的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M49的漏极,漏极连接于PMOS管M413的漏极且输出差分输出信号Von;PMOS管M412的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M43的漏极,漏极连接于NMOS管M410的漏极;PMOS管M413的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M44的漏极,漏极连接于NMOS管M411的漏极;PMOS管M43的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于PMOS管M46的漏极,漏极连接于PMOS管M412的源极;PMOS管M44的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于PMOS管M47的漏极,漏极连接于PMOS管M413的源极;PMOS管M46的源极连接至电源VDD,漏极接PMOS管M43的源极和PMOS管M47的漏极,栅极接入偏置电压Vbp1;PMOS管M47的源极连接至电源VDD,漏极接PMOS管M44的源极和PMOS管M46的漏极,栅极接入偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述第二支路,进一步包括共模反馈模块,共模反馈模块的输入信号分别为差分输出信号Von和Vop,输出为所述偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述PMOS管M412的漏极连接至第一电容CL的一端,第一电容CL的另一端接地。所述PMOS管M413的漏极连接至第二电容CL的一端,第二电容CL的另一端接地。
本发明实施例的有益效果是:本发明实施例通过两组Vin、Vip电压输入,所有的偏置电流都能够用来产生跨导,使得OTA整体能够保持较大的跨导;并且通过第一支路和第二支路将电流分流,降低了输出节点的寄生电容,从而提高了OTA的GBW;以及,通过电流分流,提高了单个MOS管的电阻,通过NMOS管M314和NMOS管M315降低NMOS管M31和NMOS管M32对输出电阻的影响,或通过PMOS管M414和PMOS管M415降低PMOS管M41和PMOS管M42对输出电阻的影响,使输出电阻增大,从而提高了OTA的增益。
附图说明
图1为现有的套筒式共源共栅全差分运算跨导放大器的电路图;
图2为本发明第一较佳实施例的全差分运算跨导放大器的电路图;
图3为本发明第二较佳实施例的全差分运算跨导放大器的电路图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚,下面将结合附图对本发明实施方式作进一步的详细描述。
图2为本发明第一较佳实施例的全差分运算跨导放大器(fully-differentialOTA)的电路图。本发明实施例提供的全差分运算跨导放大器既能够提高增益,又能够提高OTA的GBW。输入是差分信号Vin和Vip,输出是差分信号Von和Vop。该全差分运算跨导放大器具有第一支路1和第二支路2。
第一支路1,接收差分输入信号Vin和Vip,包括N沟道金属氧化物半导体NMOS管M31、NMOS管M32、NMOS管M35、NMOS管M314和NMOS管M315。
第二支路2,为套筒式共源共栅结构,接收差分输入信号Vin和Vip并且输出差分输出信号Von和Vop;包括P沟道金属氧化物半导体PMOS管M38和PMOS管M39。PMOS管M38和PMOS管M39的源极均连接至电源VDD,栅极均接入偏置电压Vbp1,PMOS管M38的漏极连接于NMOS管M314的漏极,PMOS管M39的漏极连接于NMOS管M315的漏极。
NMOS管M31的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于NMOS管M35的漏极,漏极连接于NMOS管M314的源极。
NMOS管M32的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于NMOS管M35的漏极,漏极连接于NMOS管M315的源极。
NMOS管M35的源极接地,漏极连接于NMOS管M31的源极和NMOS管M32的源极,栅极接入偏置电压Vbn1。
NMOS管M314的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M31的漏极,漏极连接于PMOS管M38的漏极。
NMOS管M315的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M32的漏极,漏极连接于PMOS管M39的漏极。
所述第二支路,进一步包括NMOS管M36、NMOS管M37、NMOS管M33、NMOS管M34、NMOS管M312、NMOS管M313、PMOS管M310和PMOS管M311。
其中,PMOS管M310的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M38的漏极,漏极连接于NMOS管M312的漏极且输出差分输出信号Vop;PMOS管M311的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M39的漏极,漏极连接于NMOS管M313的漏极且输出差分输出信号Von;NMOS管M312的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M33的漏极,漏极连接于PMOS管M310的漏极;NMOS管M313的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M34的漏极,漏极连接于PMOS管M311的漏极;NMOS管M33的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于NMOS管M36的漏极,漏极连接于NMOS管M312的源极;NMOS管M34的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于NMOS管M37的漏极,漏极连接于NMOS管M313的源极;NMOS管M36的源极接地,漏极接NMOS管M33的源极和NMOS管M37的漏极,栅极接入偏置电压Vbn1;NMOS管M37的源极接地,漏极接NMOS管M34的源极和NMOS管M36的漏极,栅极接入偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述第二支路,进一步包括共模反馈模块,共模反馈模块的输入信号分别为差分输出信号Von和Vop,输出为所述偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述NMOS管M312的漏极连接至第一电容CL的一端,第一电容CL的另一端接地。所述NMOS管M313的漏极连接至第二电容CL的一端,第二电容CL的另一端接地。
本实施例之中,OTA电路的输入是两组差分对管子M31和M32,以及M33和M34,Vin由NMOS管M31和NMOS管M33输入,Vip由NMOS管M32和NMOS管M34输入。输出是CMOS共源共栅结构,由MOS管M33、M34和M38-M313组成。该电路结构对总偏置电流进行了分流,流过PMOS管M38和M39的偏置电流分别为I,该电流的一半流向第一支路,一半流向第二支路,即,流过NMOS管M31,M32,M33和M34的偏置电流分别为I/2。NMOS管M35,M36和M37是电流源管,控制流过各支路的偏置电流的值,例如本实施例中控制流过各支路的偏置电流的值均为I/2,当然可以根据需要调整偏置电流的值。对于全差分运算跨导放大器,其输出节点的共模电压需要一个额外的共模反馈模块来确定,共模反馈模块工作在共模信号,输入是Von和Vop,输出是输出共模信号,即本实施例之中的偏置电压Vcmfb,通过将偏置电压Vcmfb连接至NMOS管M37的栅极,来实现共模调节,构成一个负反馈环路。Vbn1,Vbn2,Vbp1和Vbp2也是直流偏置电压。另外,本实施例之中的NMOS管M314和NMOS管M315降低了NMOS管M31和NMOS管M32对输出电阻的影响,避免了因电阻并联导致的电阻减小,Rds31Gm314Rds314相比于Rds38非常大,从而在与Rds38电阻并联时可以忽略,所以M314和M315起到提高输出电阻的作用。该OTA的增益可以表示为:
其中,//表示电阻并联,假设流过相同电流的MOS管有相同的Rds和Gm,由于跨导大致与电流成正比,电阻大致与电流成反比,因此流经MOS管的电流减半可以增大MOS管的电阻,于是有:
Rds33=2Rds38,
另外可以假设:
则增益可以表示为:
AV3=2Gm31(2RO//RO).
与如图1所示的套筒式共源共栅结构OTA相比较,本发明的第一较佳实施例,因为有两路输入信号,两支路的电流I/2,均能够用于产生跨导,因此有效跨导不变,即2×Gm31=Gm11;因为电流减小使电阻增大以及NMOS管M314、NMOS管M315降低了NMOS管M31和NMOS管M32对输出电阻的影响导致输出电阻增大,故而增益变大,可以表示为:
输出节点的负载电容为CL,寄生电容记为Cp3,则增益带宽为:
输出寄生电容主要由与输出节点相连的共栅MOS管M310,M311,M312,M313的漏衬寄生电容Cdb和漏栅寄生电容Cgd构成,与MOS管的宽度W成正比:
Cp3=k(W310+W312)。
由于共栅MOS管的宽度与电流成正比,与图1所示的电路相比较,流经各MOS管的电流为I/2,电流减半使得MOS管的宽度减半,进而有:
与如图1所示的套筒式共源共栅结构OTA相比较,新结构OTA有效跨导不变,输出寄生电容减半,故而增益带宽积增大,可以表示为:
相比于如图1所示的套筒式共源共栅结构OTA,在相同的电流(功耗)下,本发明第一较佳实施例增加了对电流进行分流的新结构,使得输出节点的寄生电容减小。通过接收两路输入,保留了所有电流均用来产生跨导的特点,因此,跨导保持不变,而且通过减小流经单个MOS管的电流以增大单个MOS管的电阻,并且使用NMOS管M314、NMOS管M315降低了电阻并联对输出电阻的影响,使整体的输出电阻增大。所以本发明第一较佳实施例,与现有的套筒式共源共栅的运算跨导放大器结构相比,增益和增益带宽积均提高。
图3为本发明第二较佳实施例的全差分运算跨导放大器的电路图。第二较佳实施例与第一较佳实施例大致相同,输入是差分信号Vin和Vip,输出是差分信号Von和Vop。该全差分运算跨导放大器具有第一支路1’和第二支路2’。不同之处在于第二较佳实施例中,第一支路1’和第二支路2’中通过PMOS管输入差分信号。
第一支路1’,接收差分输入信号Vin和Vip,包括P沟道金属氧化物半导体PMOS管M41、PMOS管M42、PMOS管M45、PMOS管M414和PMOS管M415。
第二支路2’,为套筒式共源共栅结构,接收差分输入信号Vin和Vip并且输出差分输出信号Von和Vop;包括N沟道金属氧化物半导体NMOS管M48和NMOS管M49;NMOS管M48和NMOS管M49的源极均接地,栅极均接入偏置电压Vbn1,NMOS管M48的漏极连接于PMOS管M414的漏极,NMOS管M49的漏极连接于PMOS管M415的漏极。
第一支路1’之中,PMOS管M41的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于PMOS管M45的漏极,漏极连接于PMOS管M414的源极。
PMOS管M42的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于PMOS管M45的漏极,漏极连接于PMOS管M415的源极。
PMOS管M45的源极接电源VDD,漏极连接于PMOS管M41的源极和PMOS管M42的源极,栅极接入偏置电压Vbp1。
PMOS管M414的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M41的漏极,漏极连接于NMOS管M48的漏极。
PMOS管M415的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M42的漏极,漏极连接于NMOS管M49的漏极。
较佳地,所述第二支路,进一步包括PMOS管M46、PMOS管M47、PMOS管M43、PMOS管M44、PMOS管M412、PMOS管M413、NMOS管M410和NMOS管M411。
其中,NMOS管M410的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M48的漏极,漏极连接于PMOS管M412的漏极且输出差分输出信号Vop;NMOS管M411的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于NMOS管M49的漏极,漏极连接于PMOS管M413的漏极且输出差分输出信号Von;PMOS管M412的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M43的漏极,漏极连接于NMOS管M410的漏极;PMOS管M413的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于PMOS管M44的漏极,漏极连接于NMOS管M411的漏极;PMOS管M43的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于PMOS管M46的漏极,漏极连接于PMOS管M412的源极;PMOS管M44的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于PMOS管M47的漏极,漏极连接于PMOS管M413的源极;PMOS管M46的源极连接至电源VDD,漏极接PMOS管M43的源极和PMOS管M47的漏极,栅极接入偏置电压Vbp1;PMOS管M47的源极连接至电源VDD,漏极接PMOS管M44的源极和PMOS管M46的漏极,栅极接入偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述第二支路,进一步包括共模反馈模块,共模反馈模块的输入信号分别为差分输出信号Von和Vop,输出为所述偏置电压Vcmfb。
较佳地,所述PMOS管M412的漏极连接至第一电容CL的一端,第一电容CL的另一端接地。所述PMOS管M413的漏极连接至第二电容CL的一端,第二电容CL的另一端接地。
同样,本发明的第二较佳实施例,可以达到与第一较佳实施例相同的功效,输入是两组差分对管子PMOS管M41和PMOS管M42,以及PMOS管M43和PMOS管M44,Vin由PMOS管M41和PMOS管M43输入,Vip由PMOS管M42和PMOS管M44输入。输出是CMOS共源共栅结构,由MOS管M43,M44和M48-M413组成。流过NMOS管M48和NMOS管M49的偏置电流分别为I,流过PMOS管M414和M415,NMOS管M410和M411的偏置电流分别为I/2,PMOS管M45,PMOS管M46和PMOS管M47是电流源管,控制流过各支路的偏置电流的值。
同样,与如图1所示的套筒式共源共栅结构OTA相比较,本发明的第二较佳实施例,因为有两路输入信号,两支路的电流I/2,均能够用于产生跨导,因此有效跨导不变;因为电流减小使各MOS管的电阻增大以及NMOS管M414和M415降低了NMOS管M41和M42对输出电阻的影响导致输出电阻增大,故而增益变大;由于共栅MOS管的宽度与电流成正比,流经各MOS管的电流为I/2,电流减半使得MOS管的宽度减半,输出节点的寄生电容减半,故而增益带宽积增大。
本发明的实施例具有以下的优点:
(一)与现有的套筒式共源共栅(TelescopicCascode)结构的全差分运算跨导放大器相比较,通过第一支路和第二支路将电流分流,使得流经单个MOS管的电流减小,单个MOS管的宽度减小,从而降低了输出节点的寄生电容;
(二)与现有的套筒式共源共栅结构的全差分运算跨导放大器相比较,在降低寄生电容的同时,通过两组Vin、Vip电压输入,所有的偏置电流都能够用来产生跨导,在电流分流的情况下,使得整体的跨导不改变;
(三)通过电流分流,提高了单个MOS管的电阻,通过NMOS管M314和NMOS管M315降低NMOS管M31和NMOS管M32对输出电阻的影响,或通过PMOS管M414和PMOS管M415降低PMOS管M41和PMOS管M42对输出电阻的影响,使输出电阻增大。
以上所述,仅为本发明的具体实施方式,但本发明的保护范围并不局限于此,任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内,可轻易想到的变化或替换,都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此,本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
Claims (8)
1.一种全差分运算跨导放大器,其特征在于,该全差分运算跨导放大器具有第一支路和第二支路;
所述第一支路,接收差分输入信号Vin和Vip,包括N沟道金属氧化物半导体第一NMOS管(M31)、第二NMOS管(M32)、第三NMOS管(M35)、第四NMOS管(M314)和第五NMOS管(M315);
所述第二支路,为套筒式共源共栅结构,接收差分输入信号Vin和Vip并且输出差分输出信号Von和Vop;包括P沟道金属氧化物半导体第一PMOS管(M38)和第二PMOS管(M39);第一PMOS管(M38)和第二PMOS管(M39)的源极均连接至电源VDD,栅极均接入偏置电压Vbp1,第一PMOS管(M38)的漏极连接于第四NMOS管(M314)的漏极,第二PMOS管(M39)的漏极连接于第五NMOS管(M315)的漏极;
第一NMOS管(M31)的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于第三NMOS管(M35)的漏极,漏极连接于第四NMOS管(M314)的源极;
第二NMOS管(M32)的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于第三NMOS管(M35)的漏极,漏极连接于第五NMOS管(M315)的源极;
第三NMOS管(M35)的源极接地,漏极连接于第一NMOS管(M31)的源极和第二NMOS管(M32)的源极,栅极接入偏置电压Vbn1;
第四NMOS管(M314)的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于第一NMOS管(M31)的漏极,漏极连接于第一PMOS管(M38)的漏极;
第五NMOS管(M315)的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于第二NMOS管(M32)的漏极,漏极连接于第二PMOS管(M39)的漏极。
2.根据权利要求1所述的全差分运算跨导放大器,其特征在于,
所述第二支路,进一步包括第六NMOS管(M36)、第七NMOS管(M37)、第八NMOS管(M33)、第九NMOS管(M34)、第十NMOS管(M312)、第十一NMOS管(M313)、第三PMOS管(M310)和第四PMOS管(M311);
第三PMOS管(M310)的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于第一PMOS管(M38)的漏极,漏极连接于第十NMOS管(M312)的漏极且输出差分输出信号Vop;
第四PMOS管(M311)的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于第二PMOS管(M39)的漏极,漏极连接于第十一NMOS管(M313)的漏极且输出差分输出信号Von;
第十NMOS管(M312)的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于第八NMOS管(M33)的漏极,漏极连接于第三PMOS管(M310)的漏极;
第十一NMOS管(M313)的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于第九NMOS管(M34)的漏极,漏极连接于第四PMOS管(M311)的漏极;
第八NMOS管(M33)的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于第六NMOS管(M36)的漏极,漏极连接于第十NMOS管(M312)的源极;
第九NMOS管(M34)的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于第七NMOS管(M37)的漏极,漏极连接于第十一NMOS管(M313)的源极;
第六NMOS管(M36)的源极接地,漏极接第八NMOS管(M33)的源极和第七NMOS管(M37)的漏极,栅极接入偏置电压Vbn1;
第七NMOS管(M37)的源极接地,漏极接第九NMOS管(M34)的源极和第六NMOS管(M36)的漏极,栅极接入偏置电压Vcmfb。
3.根据权利要求2所述的全差分运算跨导放大器,其特征在于,
所述第二支路,进一步包括共模反馈模块,共模反馈模块的输入信号分别为差分输出信号Von和Vop,输出为所述偏置电压Vcmfb。
4.根据权利要求2或3所述的全差分运算跨导放大器,其特征在于,
所述第十NMOS管(M312)的漏极连接至第一电容CL的一端,第一电容CL的另一端接地;
所述第十一NMOS管(M313)的漏极连接至第二电容CL的一端,第二电容CL的另一端接地。
5.一种全差分运算跨导放大器,其特征在于,该全差分运算跨导放大器具有第一支路和第二支路;
所述第一支路,接收差分输入信号Vin和Vip,包括P沟道金属氧化物半导体第五PMOS管(M41)、第六PMOS管(M42)、第七PMOS管(M45)、第八PMOS管(M414)和第九PMOS管(M415);
所述第二支路,为套筒式共源共栅结构,接收差分输入信号Vin和Vip并且输出差分输出信号Von和Vop;包括N沟道金属氧化物半导体第十二NMOS管(M48)和第十三NMOS管(M49);第十二NMOS管(M48)和第十三NMOS管(M49)的源极均接地,栅极均接入偏置电压Vbn1,第十二NMOS管(M48)的漏极连接于第八PMOS管(M414)的漏极,第十三NMOS管(M49)的漏极连接于第九PMOS管(M415)的漏极;
第五PMOS管(M41)的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于第七PMOS管(M45)的漏极,漏极连接于第八PMOS管(M414)的源极;
第六PMOS管(M42)的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于第七PMOS管(M45)的漏极,漏极连接于第九PMOS管(M415)的源极;
第七PMOS管(M45)的源极接电源VDD,漏极连接于第五PMOS管(M41)的源极和第六PMOS管(M42)的源极,栅极接入偏置电压Vbp1;
第八PMOS管(M414)的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于第五PMOS管(M41)的漏极,漏极连接于第十二NMOS管(M48)的漏极;
第九PMOS管(M415)的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于第六PMOS管(M42)的漏极,漏极连接于第十三NMOS管(M49)的漏极。
6.根据权利要求5所述的全差分运算跨导放大器,其特征在于,
所述第二支路,进一步包括第十PMOS管(M46)、第十一PMOS管(M47)、第十二PMOS管(M43)、第十三PMOS管(M44)、第十四PMOS管(M412)、第十五PMOS管(M413)、第十四NMOS管(M410)和第十五NMOS管(M411);
第十四NMOS管(M410)的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于第十二NMOS管(M48)的漏极,漏极连接于第十四PMOS管(M412)的漏极且输出差分输出信号Vop;
第十五NMOS管(M411)的栅极接入偏置电压Vbn2,源极连接于第十三NMOS管(M49)的漏极,漏极连接于第十五PMOS管(M413)的漏极且输出差分输出信号Von;
第十四PMOS管(M412)的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于第十二PMOS管(M43)的漏极,漏极连接于第十四NMOS管(M410)的漏极;
第十五PMOS管(M413)的栅极接入偏置电压Vbp2,源极连接于第十三PMOS管(M44)的漏极,漏极连接于第十五NMOS管(M411)的漏极;
第十二PMOS管(M43)的栅极接收差分输入信号Vin,源极连接于第十PMOS管(M46)的漏极,漏极连接于第十四PMOS管(M412)的源极;
第十三PMOS管(M44)的栅极接收差分输入信号Vip,源极连接于第十一PMOS管(M47)的漏极,漏极连接于第十五PMOS管(M413)的源极;
第十PMOS管(M46)的源极连接至电源VDD,漏极接第十二PMOS管(M43)的源极和第十一PMOS管(M47)的漏极,栅极接入偏置电压Vbp1;
第十一PMOS管(M47)的源极连接至电源VDD,漏极接第十三PMOS管(M44)的源极和第十PMOS管(M46)的漏极,栅极接入偏置电压Vcmfb。
7.根据权利要求6所述的全差分运算跨导放大器,其特征在于,
所述第二支路,进一步包括共模反馈模块,共模反馈模块的输入信号分别为差分输出信号Von和Vop,输出为所述偏置电压Vcmfb。
8.根据权利要求6或7所述的全差分运算跨导放大器,其特征在于,
所述第十四PMOS管(M412)的漏极连接至第一电容CL的一端,第一电容CL的另一端接地;
所述第十五PMOS管(M413)的漏极连接至第二电容CL的一端,第二电容CL的另一端接地。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310029877.9A CN103095234B (zh) | 2013-01-25 | 2013-01-25 | 一种全差分运算跨导放大器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN201310029877.9A CN103095234B (zh) | 2013-01-25 | 2013-01-25 | 一种全差分运算跨导放大器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN103095234A CN103095234A (zh) | 2013-05-08 |
CN103095234B true CN103095234B (zh) | 2015-11-25 |
Family
ID=48207453
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN201310029877.9A Expired - Fee Related CN103095234B (zh) | 2013-01-25 | 2013-01-25 | 一种全差分运算跨导放大器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN103095234B (zh) |
Families Citing this family (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN105024663B (zh) * | 2014-04-18 | 2017-11-24 | 清华大学 | 一种跨导放大器及高鲁棒性混频器电路 |
CN104184460B (zh) * | 2014-08-13 | 2018-02-06 | 豪芯微电子科技(上海)有限公司 | 一种射频负载驱动电路 |
CN104977027B (zh) * | 2015-05-29 | 2017-06-13 | 江阴苏阳电子股份有限公司 | 基于mcm‑3d封装的微型智能传感器 |
US9692375B2 (en) * | 2015-07-30 | 2017-06-27 | Qualcomm Incorporated | Boosting amplifier gain without clipping signal envelope |
CN105141265B (zh) * | 2015-09-29 | 2017-12-22 | 广西师范大学 | 一种增益提升的运算跨导放大器 |
CN106160683B (zh) * | 2016-06-24 | 2019-04-09 | 上海华虹宏力半导体制造有限公司 | 运算放大器 |
CN106788294A (zh) * | 2016-12-15 | 2017-05-31 | 芯海科技(深圳)股份有限公司 | 一种放大级数可调的运放 |
CN109687832B (zh) * | 2018-12-26 | 2023-04-07 | 上海贝岭股份有限公司 | 带有启动电路的全差分运算放大器 |
CN109861655B (zh) * | 2019-01-30 | 2023-06-20 | 上海磐启微电子有限公司 | 一种应用于rfid系统的新型低功耗放大器 |
CN110224700A (zh) * | 2019-05-05 | 2019-09-10 | 西安电子科技大学 | 一种高速互补类型双电源运算放大器 |
CN111262537B (zh) * | 2020-03-24 | 2024-09-06 | 江西扬帆实业有限公司 | 一种跨导放大器 |
CN112187199B (zh) * | 2020-10-27 | 2023-05-05 | 广东工业大学 | 一种运算跨导放大器 |
CN112865728B (zh) * | 2021-01-29 | 2023-05-23 | 清华大学深圳国际研究生院 | 一种可重构的运算放大器 |
CN113271073B (zh) * | 2021-05-25 | 2022-07-01 | 天津大学 | 一种可重构运算跨导放大器 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101534096A (zh) * | 2008-03-13 | 2009-09-16 | 联发科技股份有限公司 | 套筒式运算放大器与参考缓冲器 |
CN101662264A (zh) * | 2009-07-23 | 2010-03-03 | 复旦大学 | 一种低功耗大摆幅开关型运算放大器 |
CN101741328A (zh) * | 2009-12-16 | 2010-06-16 | 清华大学 | 互补输入的循环折叠跨导运算放大器 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6970043B2 (en) * | 2002-10-29 | 2005-11-29 | Fairchild Semiconductor Corporation | Low voltage, low power differential receiver |
-
2013
- 2013-01-25 CN CN201310029877.9A patent/CN103095234B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101534096A (zh) * | 2008-03-13 | 2009-09-16 | 联发科技股份有限公司 | 套筒式运算放大器与参考缓冲器 |
CN101662264A (zh) * | 2009-07-23 | 2010-03-03 | 复旦大学 | 一种低功耗大摆幅开关型运算放大器 |
CN101741328A (zh) * | 2009-12-16 | 2010-06-16 | 清华大学 | 互补输入的循环折叠跨导运算放大器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN103095234A (zh) | 2013-05-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN103095234B (zh) | 一种全差分运算跨导放大器 | |
CN104076854B (zh) | 一种无电容低压差线性稳压器 | |
CN105141265B (zh) | 一种增益提升的运算跨导放大器 | |
CN102331807B (zh) | 一种集成摆率增强电路的低压差线性稳压器 | |
CN102340284B (zh) | 一种低电源电压跨导可调的恒定跨导的轨到轨输入运算放大器 | |
CN104199504B (zh) | 一种快速瞬态响应低压差线性稳压器 | |
CN102931972B (zh) | Cmos输入缓冲器 | |
CN103219961B (zh) | 一种带宽可调的运算放大器电路 | |
CN104467716B (zh) | 一种输出共模电压恒定的全差分轨到轨放大器的设计 | |
CN103051298B (zh) | 可编程增益放大电路和可编程增益放大器 | |
CN103051299B (zh) | 一种应用于通信系统发射端的可编程增益放大器 | |
CN101917168B (zh) | 用于有源功率因数校正器中的高转换速率跨导放大器 | |
CN103744462A (zh) | 一种低功耗瞬态响应增强低压差线性稳压器及其调节方法 | |
CN102611400B (zh) | 高增益单级跨导运算放大器 | |
CN102045035A (zh) | 一种低功耗宽带高增益高摆率单级运算跨导放大器 | |
CN102394566A (zh) | 一种带有自动最优偏置和谐波控制的吉尔伯特混频器 | |
CN202143036U (zh) | 一种恒定跨导和恒定共模输出电流的轨到轨输入级 | |
CN104660194A (zh) | 一种用于全差分Gm-C滤波器的四输入跨导放大器 | |
CN109462381B (zh) | 一种适用于深亚微米cmos工艺的运算电流放大器 | |
CN105227142A (zh) | 一种低压折叠式共源共栅跨导放大器 | |
CN110798203B (zh) | 纳米级cmos工艺下高线性度单位增益电压缓冲器 | |
CN105929887A (zh) | 一种宽带低功耗电流差分电路 | |
CN103107791B (zh) | 带宽恒定的增益线性可变增益放大器 | |
CN206835055U (zh) | Cmos两级运算放大电路、芯片 | |
CN204928758U (zh) | 一种增益提升的运算跨导放大器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20151125 Termination date: 20170125 |
|
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |