CN105141265B - 一种增益提升的运算跨导放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种增益提升的运算跨导放大器,由偏置恒定电流源依次串接差分输入、负载电流镜、共源共栅输出级和可调辅助差分对构成，其中差分输入由4个PMOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b构成，负载电流镜由6个NMOS管M₃、M₄、M_5a、M_6a、M_5b和M_6b构成，共源共栅输出级由6个MOS管M₇至M₁₂构成，可调辅助差分对由M₁₃、M₁₄和M₁₅构成。电流的重复利用和输出级增加的可调辅助差分对彻底解决电路中增益、带宽、功耗等之间的固有矛盾；本发明受输出电压影响很弱，不会引入额外的极点，仿真结果显示相同静态功耗，本发明增益、带宽均实现倍增,还具有可微调、高精度的特点，适用于通信、电子测量以及自动控制等系统。

Description

一种增益提升的运算跨导放大器

技术领域

本发明涉及一种运算放大器，具体涉及一种增益提升的运算跨导放大器。

背景技术

运算放大器在电源、模数转换器、滤波器等模拟电路中已经得到广泛的应用。随着电源电压的下降和工艺尺寸的进一步缩小，晶体管沟道长度不断减小，致使晶体管本征增益也不断减小，在这种条件下设计高增益运放面临较大挑战。现有技术中,采用两级或三级级联，这种方式每个级联带来高增益的同时会引入一个低频极点，产生负的相移和退化相位裕度。为了保持系统的稳定性，一般采用米勒补偿原理，这种极点分离的补偿会严重退化运放的带宽性能。自举增益提高输出阻抗是另外一种提高增益的方法，虽然它不会限制运放的带宽性能，但是需要消耗更多的功耗。

2007年R.Assaad在ELECTRONICS LETTERS发表在一篇名为“Enhancing generalperformance of folded cascode amplifier by recycling current”(RFC运算放大器)，是一种具有低功耗的复用型折叠式共源共栅运算放大器，将电流复用技术应用于中传统的折叠式共源共栅运放电路中，其电路主要为偏置恒定电流源依次串接差分输入、负载电流镜和共源共栅输出级可调辅助差分对，其方案如图1所示。虽然电流复用技术提高了电路中电流的利用率，但是此方案是通过牺牲电路的相位裕度为代价实现跨导的增加，增益提升并不大，在现有的深亚微米工艺下，RFC运算放大器的增益远远达不到实际所需要的精度，难以广泛应用

为解决运算放大器电路中增益、带宽、功耗等之间的固有矛盾，需要打破传统结构，设计一种高增益和高速度兼顾的高性能运算放大器。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种增益提升的运算跨导放大器。偏置恒定电流源依次串接差分输入、负载电流镜和共源共栅输出级，还有可调辅助差分对，本运算跨导放大器受输出电压影响很弱，不会引入额外的极点，有效地提高运算放大器的输出阻抗和增益，实现高精度、高速运算放大。

本发明设计的一种增益提升的运算跨导放大器包括偏置恒定电流源及其依次串接的差分输入、负载电流镜和共源共栅输出级，其中偏置恒定电流源为P型MOS管M₀的源极接电源VDD,M₀的栅极接偏置电压V_bias；差分输入由4个P型MOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b构成，负载电流镜由6个N型MOS管M₃、M₄、M_5a、M_6a、M_5b和M_6b构成，共源共栅输出级由2个N型MOS管M₇、M₁₀以及4个P型MOS管M₈、M₉、M₁₁和M₁₂构成。

差分输入级P型MOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b的源极分别接P型MOS管M₀的漏极。N型MOS管M₃漏极分别接P型MOS管M_2b的漏极、N型MOS管M_5a和M_5b的栅极，N型MOS管M₃的源极接N型MOS管M_5b的漏极，N型MOS管M₄漏极分别接P型MOS管M_1b的漏极、N型MOS管M_6a和M_6b的栅极，N型MOS管M₄的源极接N型MOS管M_6b的漏极，N型MOS管M₃、M₄的栅极接偏置电压V_b1，N型MOS管M_5a、M_5b、M_6a和M_6b的源极分别接地。共源共栅输出级的N型MOS管M₇的漏极接P型MOS管M₈的漏极、同时连接共源共栅输出级的第二输出端Vout^-，共源共栅输出级P型MOS管M₈的源极接P型MOS管M₉的漏极，N型MOS管M₁₀的漏极分别接P型MOS管M₁₁的漏极、同时连接共源共栅输出级的第一输出端Vout⁺，P型MOS管M₁₁的源极接P型MOS管M₁₂的漏极，N型MOS管M₇、M₁₀的栅极分别接偏置电压V_b1，P型MOS管M₈、M₁₁的栅极分别接偏置电压V_b2，P型MOS管M₉、M₁₂的栅极接共模反馈电压CMFB，P型MOS管M₉、M₁₂的源极分别接电源VDD。

本发明的增益提升的运算跨导放大器还包括可调辅助差分对，可调辅助差分对由P型MOS管M₁₃、M₁₄和M₁₅构成。P型MOS管M₁₃的栅极分别接P型MOS管M_1a、M₁₄的漏极、N型MOS管M_5a的漏极及N型MOS管M₇的源极，P型MOS管M₁₄的栅极分别接P型MOS管M_2a、M₁₃的漏极、N型MOS管M_6a的漏极及N型MOS管M₁₀的源极，P型MOS管M₁₃、M₁₄的源极接P型MOS管M₁₅的漏极，P型MOS管M₁₅的源极接电源VDD。

所述差分输入的4个P型MOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b接收差分电压信号，转化为电流注入所述2对电流镜N型MOS管M_5b-M_5a和M_6b-M_6a中，电流镜M_6b-M_6a输出的电流送入共源共栅输出级的输出支路M₁₀、M₁₁、M₁₂中，形成输出电压V_out ⁺；电流镜M_5b-M_5a输出的电流送入共源共栅输出级的另一输出支路M₇、M₈、M₉中,形成输出电压V_out ^-。电流镜之间的传输实现电流倍增，最终实现运算跨导放大器跨导的倍增。

所述电流镜M_5b-M_5a、M_6b-M_6a的尺寸比例相同,即M_5a的尺寸与M_5b的尺寸相比为K,同样M_6a的尺寸与M_6b的尺寸相比也为K，K的取值范围为2～5。

MOS管M_5a和输出支路M₇、M₈、M₉构成共源共栅输出级，增加V_out ^-端输出阻抗，MOS管M_6a和输出支路M₁₀、M₁₁、M₁₂构成另一共源共栅输出级，增加V_out ⁺端输出阻抗。

可调辅助差分对的P型MOS管M₁₃的漏极输出电压信号与P型MOS管M₁₄的栅极直接连接，P型MOS管M₁₃的栅极电压信号控制P型MOS管M₁₄的电流，MOS管M₁₄构成负电阻；与之相似，P型MOS管M₁₄的漏极输出电压信号与P型MOS管M₁₃的栅极直接连接，P型MOS管M₁₄的栅极电压信号控制P型MOS管M₁₃的电流，MOS管M₁₃构成负电阻，M₁₃、M₁₄的输出阻抗与共源共栅的输出阻抗一同构成本运算跨导放大器的输出阻抗。

差分信号输入后，信号经过2条路径到输出端，第一条路径：经过M_1a栅极输入电压信号变为电流信号传至M_5a的漏端，再经过共源共栅的输出支路M₇、M₈、M₉至输出端，这条路径的跨导为MOS管M_1a的跨导g_m1a；第二条路径：经过M_1b栅极输入电压信号变为电流信号传至M₄的漏端，注入M_6b，经过电流镜M_6a-M_6a后复制到M_6a，实现电流倍增K倍，经过共源共栅级的输出支路M₁₀、M₁₁、M₁₂至输出端，这条路径的跨导为MOS管M_1b的跨导g_m1b的K倍。

所述差分输入的MOS管M_1a、M_1b尺寸相同，二者的跨导与其沟道宽长比W/L成正比，故二者的跨导相等即g_m1b＝g_m1a，本发明运算跨导放大器整体跨导为G＝g_m1a+Kg_m1b＝(1+K)g_m1a。

当可调辅助差分对的M₁₃的栅极的电位降低，即MOS管M₁₄的漏极电压同样降低，MOS管M₁₄的漏极和源极之间的电压上升、变化量为+△vd_DS，M₁₃的栅极的电位降低导致M₁₃的漏极的电位、MOS管M₁₄栅极电位升高，MOS管M₁₄的栅极的有效输入电压信号V_GS降低，导致MOS管M₁₄输出电流降低变化量为-△i_DS，辅助差分对的MOS管M₁₄的输出阻抗r_O14＝+△vd_DS/(-△i_DS)<0为负电阻。同样M₁₄的栅极的电位降低，按上述方法可以分析M₁₃的输出阻抗也为负电阻。忽略MOS管的沟道调制作用，M₁₄的电导(阻抗的倒数)表示为g_m14；小信号分析输出阻抗时，MOS管M₁₄与M_5a、M_1a并联，MOS管M₁₄的输出阻抗r_O14为负值，可以用-1/g_m14表示，本发明运算跨导放大器的输出阻抗表示为

R_out≈g_m7r_o7(r_o1a||r_o5a||r_o14)||g_m8r_o8r_o9。

当M₇、M₈的跨导相等、输出阻抗相等，即g_m8＝g_m7，r_o8＝r_o7，本发明运算跨导放大器的输出阻抗表示为

R_out≈g_m7/[g_o7(g_o1a+g_o5a+g_o9-g_m14)]，

其中g_mi、r_oi和g_oi分别为电路中第i个MOS管M_i的跨导、输出阻抗和输出电导，g_oi＝1/r_oi。

增大g_m14同时保证0≤g_m14<g_o1a+g_o5a+g_o9，就能提高输出阻抗R_out、增益，同时系统稳定留有余值。

较佳设计方案取g_m14＝0.85(g_o1a+g_o5a+g_o9)，输出阻抗R_out相对没有加入g_m14增大6.67倍，可实现16.5dB增益提升。

为了消除输出增益的误差，P型MOS管M₁₅的栅极接可调偏置电压V_t，可调辅助差分对的跨导g_m与其M₁₃、M₁₄流过的电流I_t成正比，同时电流即可调辅助差分对的g_m＝f(V_t)、是V_t的函数，其中μ_p是电子迁移率，C_ox为单位面积栅电容，(W/L)₁₅是P型MOS管M₁₅的沟道宽长比，V_thp是P型MOS管M₁₅开启电压。由于MOS管失配以及工艺角的影响，输出的增益会偏离预设指标，从而使得运放输出产生误差。微调可调偏置电压V_t、控制MOS管M₁₅流向M₁₃、M₁₄电流的比例，从而控制M₁₃、M₁₄负电阻的大小。即通过微调V_t，实现无误差放大。可调偏置电压V_t的调节范围为±1mV。

与现有技术相比，本发明一种增益提升的运算跨导放大器的优点为：1、传统折叠式运放的1对差分输入MOS管分成2对差分输入MOS管，同时用2对负载电流镜接收2对差分输入MOS管的输出信号；这样共源共栅输出级的2个晶体管就不仅仅是作为恒流源(如在折叠式运算放大器中的作用)，可有效利用电流，使得本运算跨导放大器的跨导实现倍增；2、共源共栅输出级的共源共栅结构上增加了1对可调辅助差分对，使本运算跨导放大器受输出电压影响很弱，且不会引入额外的极点；3、实现多路径运算放大，改善传统的共源共栅输出端的大恒流源为驱动管，不仅有效的增大整运放的跨导，还提升大信号的瞬态压摆率；4、在同样静态功耗下，本运算跨导放大器的增益、带宽和共模抑制比均实现倍增，在1.2V工作电源下采用90nm COMS TSMC工艺对其进行Spectre模拟，结果表明，本运算跨导放大器在功耗1.05mW条件下，直流开环增益为72.7dB，单位增益带宽为217.9MHz；相比RFC结构运放，不仅增益提高了19dB，还且还具有可调性高，减少工艺的影响，可适用于通信、电子测量，以及自动控制等系统。有效地提高运算跨导放大器的输出阻抗和增益，实现高精度、低功耗、大宽带、高增益、高速的运算放大，解决了在目前深亚微米工艺下传统运算放大器增益低，带宽性能退化、功耗高的的问题。

附图说明

图1为对比例复用型折叠式共源共栅运算放大器的电路结构示意图。

图2为本增益提升的运算跨导放大器实施例电路结构示意图。

图3为本实施例与对比例的交流小信号幅频图。

图4为本实施例与对比例的交流小信号相频图。

具体实施方式

传统的复用型折叠式共源共栅运算放大器，即RFC运算放大器作为对比例，其电路结构如图1所示。包括偏置恒定电流源及其依次串接的差分输入、负载电流镜和共源共栅输出级。

本增益提升的运算跨导放大器实施例如图2所示，偏置恒定电流源依次串接差分输入、负载电流镜、共源共栅输出级和可调辅助差分对。其中偏置恒定电流源为P型MOS管M₀，其源极接电源VDD,M₀的栅极接偏置电压V_bias；差分输入由4个P型MOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b构成，负载电流镜由6个N型MOS管M₃、M₄、M_5a、M_6a、M_5b和M_6b构成，共源共栅输出级由2个N型MOS管M₇、M₁₀以及4个P型MOS管M₈、M₉、M₁₁和M₁₂构成，可调辅助差分对由P型MOS管M₁₃、M₁₄和M₁₅构成。

差分输入级P型MOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b的源极分别接P型MOS管M₀的漏极。N型MOS管M₃漏极分别接P型MOS管M_2b的漏极、N型MOS管M_5a和M_5b的栅极，N型MOS管M₃的源极接N型MOS管M_5b的漏极，N型MOS管M₄漏极分别接P型MOS管M_1b的漏极、N型MOS管M_6a和M_6b的栅极，N型MOS管M₄的源极接N型MOS管M_6b的漏极，N型MOS管M₃、M₄的栅极接偏置电压V_b1，N型MOS管M_5a、M_5b、M_6a和M_6b的源极分别接地。共源共栅输出级的N型MOS管M₇的漏极接P型MOS管M₈的漏极、同时连接共源共栅输出级的第二输出端Vout^-，共源共栅输出级P型MOS管M₈的源极接P型MOS管M₉的漏极，N型MOS管M₁₀的漏极分别接P型MOS管M₁₁的漏极、同时连接共源共栅输出级的第一输出端Vout⁺，P型MOS管M₁₁的源极接P型MOS管M₁₂的漏极，N型MOS管M₇、M₁₀的栅极分别接偏置电压V_b1，P型MOS管M₈、M₁₁的栅极分别接偏置电压V_b2，P型MOS管M₉、M₁₂的栅极接共模反馈电压CMFB，P型MOS管M₉、M₁₂的源极分别接电源VDD。

可调辅助差分对P型MOS管M₁₃的栅极分别接P型MOS管M_1a、M₁₄的漏极、N型MOS管M_5a的漏极及N型MOS管M₇的源极，P型MOS管M₁₄的栅极分别接P型MOS管M_2a、M₁₃的漏极、N型MOS管M_6a的漏极及N型MOS管M₁₀的源极，P型MOS管M₁₃、M₁₄的源极接P型MOS管M₁₅的漏极，P型MOS管M₁₅的源极接电源VDD，M₁₅的栅极接可调偏置电压V_t。

本例电流镜M_5a与M_5b的尺寸相比为3,同样M_6a与M_6b的尺寸相比也为3。

本例差分输入MOS管M_1a、M_1b尺寸相同。

如图2所示,当可调辅助差分对的M₁₃的栅极的电位降低，即图2中A点的电位降低，MOS管M₁₄的漏极电压同样降低，MOS管M₁₄的漏极和源极之间的电压上升、变化量为+△vd_DS，M₁₃的栅极的电位降低导致M₁₃的漏极的电位、MOS管M₁₄栅极电位升高，MOS管M₁₄的栅极的有效输入电压信号V_GS降低，导致MOS管M₁₄输出电流降低变化量为-△i_DS，辅助差分对的MOS管M₁₄的输出阻抗r_O14＝+△vd_DS/(-△i_DS)<0为负电阻。同样当图2中M₁₄的栅极的电位降低，即图2中B点的电位降低，按上述方法可以分析M₁₃的输出阻抗也为负电阻。忽略MOS管的沟道调制作用，M₁₄的电导表示为g_m14；小信号分析输出阻抗时，MOS管M₁₄与M_5a、M_1a并联，MOS管M₁₄的输出阻抗r_O14为负值，可以用-1/g_m14表示，本例运算跨导放大器的输出阻抗表示为

R_out≈g_m7r_o7(r_o1a||r_o5a||r_o14)||g_m8r_o8r_o9。

本例M₇、M₈的跨导相等、输出阻抗相等，即g_m8＝g_m7，r_o8＝r_o7，本例运算跨导放大器的输出阻抗表示为

R_out≈g_m7/[g_o7(g_o1a+g_o5a+g_o9-g_m14)]，

其中g_mi、r_oi分别为电路中第i个MOS管M_i的跨导和输出阻抗。

本例可调辅助差分对的M₁₄的跨导g_m14＝0.85(g_o1a+g_o5a+g_o9)，输出阻抗R_out相对没有加入g_m14增大6.67倍，实现了16.5dB增益提升。

本例可调辅助差分对的M₁₅的栅极接可调偏置电压V_t，通过微调V_t，即可克服MOS管失配以及工艺角的影响，消除输出增益的误差，实现无误差放大。

本实施例与对比例在相同电压相同功耗情况下进行仿真对比实验，所得交流小信号幅频图结果如图3所示，图3中横坐标为频率，单位为Hz，纵坐标为增益，单位为dB，图中实线为本实施例的交流小信号幅频曲线，虚线为对比例的交流小信号幅频曲线。

本实施例与对比例相同条件下仿真对比实验所得的交流小信号相频图结果如图4所示，图4中横坐标为频率，单位为Hz，纵坐标为相位，单位为deg，图中实线为本实施例的交流小信号相频曲线，虚线为对比例的交流小信号相频曲线。

图3、4中可看到本实施例相位裕度为70.1°，仍大于60°保证电路系统稳定；此条件下，本实施例低频直流增益达72.7dB，对比例仅为53.7dB，提高30％以上；本实施例单位增益带宽达217.9MHz,对比例仅为192.7,本实施例彷真结果实现了运放增益倍增，显然本发明的方案在相同功耗下具有更好性能。

表1进一步给出了本实施例与对比例的仿真实验所得的具体性能参数。

表1本实施例与对比例的性能参数对比表

参数	对比例	本实施例
			电源电压(V)	1.2	1.2
功耗(mW)	1.05	1.05
			低频增益(dB)	53.7	72.7
单位增益带宽(MHz)	192.7	217.9
			相位裕度(deg)	74.6	70.1
负载电容(pF)	5	5
			共模抑制比(dB)	11.2	94.5

上述实施例，仅为对本发明的目的、技术方案和有益效果进一步详细说明的具体个例，本发明并非限定于此。凡在本发明的公开的范围之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种增益提升的运算跨导放大器，包括偏置恒定电流源及其依次串接的差分输入、负载电流镜和共源共栅输出级，其中偏置恒定电流源为P型MOS管M₀的源极接电源VDD,M₀的栅极接偏置电压V_bias；差分输入由4个P型MOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b构成，负载电流镜由6个N型MOS管M₃、M₄、M_5a、M_6a、M_5b和M_6b构成，共源共栅输出级由2个N型MOS管M₇、M₁₀以及4个P型MOS管M₈、M₉、M₁₁、M₁₂构成；

差分输入级P型MOS管M_1a、M_2a、M_1b和M_2b的源极分别接P型MOS管M₀的漏极；N型MOS管M₃漏极分别接P型MOS管M_2b的漏极、N型MOS管M_5a和M_5b的栅极，N型MOS管M₃的源极接N型MOS管M_5b的漏极，N型MOS管M₄漏极分别接P型MOS管M_1b的漏极、N型MOS管M_6a和M_6b的栅极，N型MOS管M₄的源极接N型MOS管M_6b的漏极，N型MOS管M₃、M₄的栅极接偏置电压V_b1，N型MOS管M_5a、M_5b、M_6a和M_6b的源极分别接地；共源共栅输出级的N型MOS管M₇的漏极接P型MOS管M₈的漏极、同时连接共源共栅输出级的第二输出端Vout^-，共源共栅输出级P型MOS管M₈的源极接P型MOS管M₉的漏极，N型MOS管M₁₀的漏极分别接P型MOS管M₁₁的漏极、同时连接共源共栅输出级的第一输出端Vout⁺，P型MOS管M₁₁的源极接P型MOS管M₁₂的漏极，N型MOS管M₇、M₁₀的栅极分别接偏置电压V_b1，P型MOS管M₈、M₁₁的栅极分别接偏置电压V_b2，P型MOS管M₉、M₁₂的栅极接共模反馈电压CMFB，P型MOS管M₉、M₁₂的源极分别接电源VDD；其特征在于：

还包括可调辅助差分对，可调辅助差分对由P型MOS管M₁₃、M₁₄和M₁₅构成；P型MOS管M₁₃的栅极分别接P型MOS管M_1a、M₁₄的漏极、N型MOS管M_5a的漏极及N型MOS管M₇的源极，P型MOS管M₁₄的栅极分别接P型MOS管M_2a、M₁₃的漏极、N型MOS管M_6a的漏极及N型MOS管M₁₀的源极，P型MOS管M₁₃、M₁₄的源极接P型MOS管M₁₅的漏极，P型MOS管M₁₅的源极接电源VDD；

所述电流镜M_5b-M_5a、M_6b-M_6a的尺寸比例相同,即M_5a的尺寸与M_5b的尺寸相比为K,同样M_6a的尺寸与M_6b的尺寸相比也为K，K的取值范围为2～5；

所述差分输入的MOS管M_1a、M_1b尺寸相同，二者的跨导相等，即g_m1b＝g_m1a，本运算跨导放大器整体跨导为G＝g_m1a+Kg_m1b＝(1+K)g_m1a。

2.根据权利要求1所述的增益提升的运算跨导放大器，其特征在于：

所述共源共栅输出级MOS管M₇和M₈的跨导相等、输出阻抗相等，即g_m8＝g_m7，r_o8＝r_o7；所述可调辅助差分对的P型MOS管M₁₄的跨导g_m14增大，且0≤g_m14<g_o1a+g_o5a+g_o9，其中g_mi、r_oi和g_oi分别为电路中第i个MOS管M_i的跨导、输出阻抗和输出电导，g_oi＝1/r_oi。

3.根据权利要求2所述的增益提升的运算跨导放大器，其特征在于：

所述可调辅助差分对的P型MOS管M₁₄的跨导g_m14＝0.85(g_o1a+g_o5a+g_o9)。

4.根据权利要求1所述的增益提升的运算跨导放大器，其特征在于：

所述可调辅助差分对的P型MOS管M₁₅的栅极接可调偏置电压V_t。

5.根据权利要求4所述的增益提升的运算跨导放大器，其特征在于：

所述可调辅助差分对的P型MOS管M₁₅的栅极接可调偏置电压V_t的调节范围为±1mV。