CN102611400B

CN102611400B - 高增益单级跨导运算放大器

Info

Publication number: CN102611400B
Application number: CN201210028054.XA
Authority: CN
Inventors: 吴金; 张薇薇; 邹新越; 姜雨晴; 芮榕榕
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University
Priority date: 2012-02-09
Filing date: 2012-02-09
Publication date: 2015-02-04
Anticipated expiration: 2032-02-09
Also published as: CN102611400A

Abstract

本发明公开了一种高增益单级跨导运算放大器，包括差分放大级(MA2、MA3)，负载电流镜传输输出级。其中，负载电流镜传输输出级包括N型复合管N1(MA13、MA14)和N2(MA16、MA17)，P型复合管P1(MA8、MA10)和P2(MA9、MA11)；提供负反馈的运算放大器(A2、A3)，该运算放大器(A2、A3)的反相输入端分别连接至复合管P1、P2中工作在亚阈值区MOS管MA11、MA10的源极，输出端连接至MA11、MA10的衬底，以形成负反馈。本发明所设计的运算放大器解决了传统的OTA运算放大器静态功耗大、增益低的技术问题，并且有条件的提高OTA的输出摆率，提高OTA的增益和速度。

Description

高增益单级跨导运算放大器

技术领域

本发明涉及一种跨导运算放大器，尤其一种利用复合管技术构成的高增益低功耗的跨导运算放大器。

背景技术

运算放大器广泛运用于各种电路中，跨导运算放大器(OTA)作为一个通用模块被广泛应用于驱动大电容负载电路，如振荡器，数据采样系统，以及LDO，DC-DC中的误差放大器。这些系统中的应用要求OTA设计时应该具有较低的静态功耗和合理的高速响应。然而，经典结构的放大器，由于其尾电流固定，难以兼顾满足静态下的低功耗高增益和大信号下的高速驱动的要求，低功耗和高速的要求是矛盾的，这使得电路设计工作充满挑战。

发明内容

本发明提出了一种采用复合管和负反馈钳制技术，利用复合管与负反馈相结合增大输出阻抗技术提高电路的低频增益、小信号带宽和动态大信号输出电流的运算放大器。

本发明采用如下技术方案：本发明设计了1.一种高增益单级跨导运算放大器，包括差分放大级(MA2、MA3)，其特征在于：

还包括负载电流镜传输输出级，包括N型复合管N1(MA13、MA14)和N2(MA16、MA17)，P型复合管P1(MA8、MA10)和P2(MA9、MA11)；

提供负反馈的运算放大器(A2、A3)，该运算放大器(A2、A3)的反相输入端分别连接至复合管P1、P2中工作在亚阈值区MOS管MA11、MA10的源极，输出端连接至MA11、MA10的衬底，以形成负反馈。

作为本发明的一种优化结构：所述负载电流镜为线性-非线性电流镜负载。

作为本发明的一种优化结构：所述高增益单级跨导运算放大器的输出阻抗由两组高阻并联得到，其中一组高阻由复合管加负反馈构成，另一组为包含复合管的共源共栅结构，所述两个高阻数量级近似以保证输出阻抗为高阻。

作为本发明的一种优化结构：所述高增益单级跨导运算放大器的输出支路包含至少一个共源共栅结构，通过调整所述共源共栅的固定偏置的电位来调整运算放大器的输出摆幅。

本发明提出的技术方案解决了传统的OTA在低功耗的前提下，实现高增益的技术问题。

附图说明

图1为传统OTA；

图2为改进的OTA电路一；

图3为线性-非线性电流镜；

图4为复合管技术原理示意图；

图5为利用反馈增大输出阻抗原理图；

图6a为改进的OTA电路1交流小信号仿真结果；

图6b为改进的OTA电路1大信号瞬态仿真结果；

图6c为OTA电路1电源抑制比仿真结果；

图7为改进的OTA电路2；

图8为改进的OTA电路3。

具体实施方式

下面结合附图进一步说明本发明的具体实施方式：

图1是传统OTA电路，包括线性电流镜负载和差分放大级，其尾电流为固定值，采用ClassA的输入级和ClassAB的输出级，大信号摆率如下：

SR = \frac{I_{out_\max}}{C_{L}} = \frac{I_{tail}}{C_{L}}

(1)

从上式中可以看出，在输出负载电容确定的情况下，要想提高大信号摆率，就必须增大尾电流，但是，这样一来就会增大电路的静态功耗，同时，由于电流的增大导致输入级跨导增加，会恶化电路稳定性，因此，图1中的结构不能兼顾低功耗和大摆率要求。

图2是改进的OTA电路一，包括电流偏置、负载电流镜传输输出级、差分输入级以及反馈所需的运放。其中，PMOS差分对管采用固定尾电流偏置；两对对称的负载电流镜分别采用由四个NMOS管构成的线性-非线性模式动态可配置结构和复合管电路；输出级采用CMOS互补推挽的对称驱动结构。复合管电路包括N型复合管N1(MA13、MA14)和N2(MA16、MA17)，P型复合管P1(MA8、MA10)和P2(MA9、MA11)

如图3所示，本发明设计原理中所用到的线性-非线性自适应电流镜结构是在传统的电流镜基础上引入了一个NMOS管M3，其栅极电位Vbn为恒定偏置。在静态工作时，NMOS管NM2工作在饱和区，NMOS管M1的工作状态受NMOS管M3的控制。若电流I1恒定时，NMOS管M3若Vbn足够大，NMOS管M1的漏极电位足够高，NMOS管M1工作在饱和区；若电流I1变大或Vbn足够小，则NMOS管M1的漏极电位被压得很低，使得NMOS管M1工作在线性或深线性区。其电流传输关系为：

\frac{I_{2}}{I_{1}} = \frac{1}{2} \frac{{(W / L)}_{2}}{{(W / L)}_{1}} \frac{(V_{GS} - V_{TN})}{V_{DS}} > > \frac{{(W / L)}_{2}}{{(W / L)}_{1}}

(2)

式中，W为有效沟道宽度，L为有效沟道长度。V_GS为栅源电压，V_TN为N管的阈值电压，V_DS为漏源电压。由(2)可知，在宽长比不变的条件下，线性-非线性电流镜比传统电流镜产生更大的镜像电流，这将大大提高OTA的输出摆率。

图4为复合管技术示意图，M4、M5构成了P型复合管，M6、M7构成了N型复合管。以该N型复合管为例，调节M6、M7的宽长比，使得M6工作在亚阈值区，M7工作在强反型层区，两个管子都工作在放大区域。M5管的漏端亚阈值区的电流提供了一个很大的输出阻抗，从而产生了一个很大的电压增益。M6、M7则是N型复合管构成的有源负载，也产生了很大的输出阻抗。由A(ac)＝g_mr_o可以得到，小信号的增益会变得很大。

图5为利用反馈增大输出阻抗原理图。用一个强制Vx等于Vb的放大器A1来驱动M2的栅极。因此M8漏极电压的变化对Vx的影响减小了。由于在X点电压变小了，通过电阻r_o1的电流更加恒定，产生更高的输出阻抗R_out1：

R_out1≈A₁g_m8r_o8r_o1(3)

上式中：A₁放大器A1的增益，g_m8是M8管的跨导，r_o8是M8的沟道长度调制效应的等效电阻。图2中，NMOS管MA4、MA6、MA13、MA14构成了线性-非线性电流镜负载，且电流的输出级为一个复合管结构，与之相对称另一个结构为NMOS管MA5、MA7、MA16、MA17。另外，在该运算放大器的输出级均采用了复合管结构，P型复合管MA8、MA10和MA9、MA11。如此，在MA9、MA11、MA16、MA17支路，其输出阻抗为两对复合管的电阻的并联，运算放大器的输出电阻则得到了增加。为进一步增加输出阻抗，在该支路增加了NMOS管MA15，并对其栅极给以固定的偏置，如此，MA15则与MA16、MA17构成了Cascode(共源共栅)结构，输出阻抗得到了进一步加强，其阻抗R_out2为：

R_out2≈g_m15r_o15g_m16r_o16r_o17

(4)

其中g_m15、g_m17分别是是MA15、MA17的跨导，r_o15、r_o16、r_o17分别是MA15、MA16、MA17的沟道长度调制效应的等效电阻。

为进一步提高输出阻抗，本发明引入了原理如图5所示的反馈来增加阻抗。图2中的MB1、MB2、MB5、MB6、MB10构成了经典的固定尾电流差分运放A2，同样MB3、MB4、MB7、MB8、MB11构成了另外一个相同类型的运放A3。因为MA8、MA10、MA9、MA11的栅极均已相互连接，且电位已经固定，MA10、MA11的源极由运放的钳位作用，均被限定为Vbn2，故将运放A2和运放A3的输出端分别连接OTA输出级P型复合管中的MA11和MA12的衬底。因为g_mV_GS与g_mbV_BS具有相同的极性，在正偏的影响下可能会有一点衬底电流，会减小管子的过驱动电压，但是对整个电路的没有产生多大的影响，故增大栅极电压与增大衬底电压效果相同，如此，复合管MA9、MA11的输出电阻R_out3将为：

R_out3≈(A₂g_mbA11r_o11+g_mA11r_o11)r_o9

(5)

其中g_mbA11是MA11管的背栅跨导，r_o11和r_o9分别是MA11、MA9的沟道长度调制效应的等效电阻，A₂是运放A2的增益。

综上，输出支路的输出阻抗R_out4为：

R_out4≈R_out2//R_out3

(6)

相较于图1中的结构，图2中的结构的输出电阻得到了极大的增加，即增加了增益。

在0.5um工艺的条件下，对改进的OTA电路1进行仿真，表1为该电路的器件参数表，图6a为该电路交流小信号仿真结果，从图6a中可以清楚地看到改进的OTA电路1的低频增益Av＝93.87dB，单位增益带宽GBW＝3.754MHz，相位裕度PM＝73.71deg。图6b为改进的OTA电路1大信号摆率仿真结果，可以得到：上升沿的SR(+)＝6.26V/us，下降沿的SR(-)＝9.6V/us。图6c为OTA电路1电源抑制比仿真结果，由仿真结果可以看出：PSRR＝94.77dB10KHz。

表1器件参数表

表2是改进的OTA电路1与经典OTA性能对比列表，可以看出本结构的性能明显优于经典OTA的结构。

表2改进的OTA电路1与经典OTA性能对比列表

参数	固定尾电流OTA	高增益OTA
			工作电压(V)	5	3.3
静态电流(μA)	15	7.11
			低频增益(dB)	47.75	93.87
单位增益带宽(MHz)	0.253	3.754
			相位裕度(deg)	89.3	73.71
正摆率(V/μs)	0.22	6.26
			负摆率(V/μs)	0.19	9.6
PSRR(dB)	35.3210kHz	94.7710kHz
			CL(pF)	30	0.25pF

对于图2的结构，当输出电流很大时，由于Vbn2对MA15的限制，MA15的源极电位将下降，导致MA17进入线性区，若提高Vbn2，则输出Vout的摆幅又会减小。而为了让Vout的摆幅增大，Vbn2又不能过大，由上述可知，输出电流并不能通过线性-非线性电流镜得到明显的加强。故，在对Vout的摆幅要求比较大时，线性-非线性电流镜的作用不是很明显，但图2中的结构，对于要求电路低功耗，且摆幅不大的时候，比较适用。由于主要采用增大输出阻抗的方法来提高增益，导致在输出端流过的电流很小，也就导致了摆率在负载电容较小的情况下达到理想的效果。但是相较于固定尾电流传统OTA来言，本方案主要体现在在低功耗的条件下实现高增益，可用于某些特定的电路中。

为改进这一情况，在本发明亦提出了改进的OTA电路2，以增大Vout的摆幅。如图7所示，OTA电路省去了线性-非线性电流镜，即省去了MA4、MA5管。如此，输出端Vout的摆幅仍能够保证很大，且能够保证增益相对于经典OTA电路很大，输出电阻仍然为公式(6)所示，此时的摆率由尾电流决定。

在本发明亦提出了改进的OTA电路3，以增大Vout的摆幅。如图8所示，OTA电路的输出支路没有共源共栅结构，即省去了MA12、MA15管。当尾电流很小的时候，线性-非线性电流镜能够提供足够大的输出电流，在低功耗的条件下，达到摆率增强。此时的输出电阻略有减小，为N型复合管和P型复合管并联，输出端Vout的摆幅仍能够保证很大。

虽然上述内容展示本发明的说明性实施例，但应注意在不脱离由所附的权利要求书所界定的本发明的范围的情形下本文中可进行各种改变及修改，如NMOS和PMOS的互换等。虽然可能以单数形式描述或主张本发明的元件，但除非明确陈述对于单数的限制，否则也可预期复数形式。

Claims

1.一种高增益单级跨导运算放大器，包括差分放大级（MA2，MA3），其特征在于：

还包括负载电流镜传输输出级，包括N型复合管N1（MA13、MA14）和N2（MA16、MA17），P型复合管P1（MA8、MA10）和P2（MA9、MA11）；

提供负反馈的运算放大器（A2、A3），该运算放大器（A2、A3）的反相输入端分别连接至复合管P1、P2中工作在亚阈值区MOS管MA11、MA10的源极，输出端连接至MA11、MA10的衬底，以形成负反馈；

所述高增益单级跨导运算放大器的输出阻抗由两组高阻并联得到，其中一组高阻由复合管加负反馈构成，另一组为包含复合管的共源共栅结构，所述两个高阻数量级近似以保证输出阻抗为高阻。

2.根据权利要求1所述的高增益单级跨导运算放大器，其特征在于：所述负载电流镜为线性-非线性电流镜负载。

3.根据权利要求1所述的高增益单级跨导运算放大器，其特征在于：所述高增益单级跨导运算放大器的输出支路包含至少一个共源共栅结构，通过调整所述共源共栅的固定偏置的电位来调整运算放大器的输出摆幅。