CN210745089U - 射频超宽带驱动放大器芯片 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种射频超宽带驱动放大器芯片，包括两个输入电阻、两个反馈电阻以及运算放大器；其中运算放大器包括：三个放大器，包括：一级放大器、二级放大器和三级放大器；两个共模反馈电路，包括：一级共模反馈电路和二级共模反馈电路；其中，所述一级放大器和二级放大器直流耦合，所述三级放大器的输入端与一级放大器的输入端连接，所述三级放大器的输出端与二级放大器的输出端连接，形成前馈结构；本实用新型能够实现很高的带宽和线性度，相比于传统的带补偿电容Cc的两级或三级放大器，更适合用于电阻反馈结构中，能够实现更好的性能。

Description

射频超宽带驱动放大器芯片

技术领域

本实用新型属于射频集成电路领域，具体涉及一种工作在射频频段内的超宽带驱动放大器芯片。

背景技术

射频驱动放大器作为一种基础模块，广泛应用于各种射频集成系统中，用于提高信号的传输质量和驱动能力。随着射频技术的不断发展和完善，芯片的工作频率越来越高，射频集成系统的高性能越来越体现在更高频和宽带内，因此对射频驱动电路的要求越来越高，设计难度也相应地增大，所以研究高性能射频驱动放大器芯片具有很大的应用前景和现实意义。

目前比较常见的设计驱动放大器的技术主要有源跟随器结构、共源放大器结构以及电阻负反馈结构等，其中源跟随器结构和电阻负反馈结构因线性度较高、输出电阻较低，而常用于驱动模拟小信号、低阻值负载以及电容负载等，而共源放大器常用于驱动大功率信号和满摆幅大信号。而共源放大器结构在高频时，由于自身寄生电容的存在，导致带宽很难提高，并且寄生电容会恶化驱动电路的线性度。因此，本技术主要研究电阻反馈结构的驱动电路。

在电阻反馈放大器结构中，主要由运算放大器A1、输入电阻R1以及反馈电阻R2构成，反馈环路的带宽主要由放大器A1的增益带宽积(GBW)和输入电阻R1与反馈电阻R2的比值

决定，电阻比值

越高，电路输出的带宽越小，因此，为提高电阻反馈放大器的带宽，一方面可以提高运算放大器的GBW，进而运算放大器的功耗在所难免就会较大，也可以采用Bicmos工艺设计运算放大器，相较于CMOS工艺，也会有利于提高GBW，另一方面就是减小电阻比值

则反馈放大器工作增益较低，放大信号的能力有限。

驱动放大器的线性度应该优于前级电路的线性度，否则驱动电路的非线性会恶化输出信号的线性度，如果用作单独的驱动芯片，线性度应该远高于前级电路的线性度，才能满足应用需求。有相关文献指出，电阻负反馈结构的线性度主要取决于两个方面，一个是运算放大器在反馈结构中的频率增益，在低频时，放大器增益较高，反馈环路增益较大，反馈深度较深，线性度较好，然而随着频率升高，超过放大器增益的-3dB带宽，则放大器的增益下降越来越快，反馈环路增益也相应地下降，线性度变差，因此，提高电阻反馈电路线性度的思路是提高放大器低频增益，并且在保证相位欲度充足的情况下，提高放大器的-3dB带宽，则GBW也相应提高。另一个方面是运算放大器自身的线性度，当放大器自身的线性度较高，提供的非线性项的系数就会较小，反馈环路的线性度就较高，一般对线性度起决定性作用的是输出级，可能是运算放大器的第二级或第三级，因此，对输出级放大器的非线性优化也是需要解决的技术难点。

驱动放大器的噪声系数对系统性能的影响不一定重要，因为驱动放大器经常处于系统的输出级，而且前级增益较高，那么驱动放大器的噪声就不会对系统有太大影响，可如果驱动放大器处于系统的前级，比如驱动模数转换电路(ADC)，那么，驱动放大器的噪声系数就会对ADC的信噪比、动态范围等性能有较大的影响。因此，驱动放大器的噪声应尽量小。对于电阻反馈放大器结构，输入电阻和反馈电阻的大小起主要决定作用，一般随着带宽的确定，反馈电阻的大小随之决定，由于反馈电路增益的要求或者限制，输入电阻的取值也就随之而定，因此噪声水平也就根据系统的设计而定；另一个主要的噪声贡献来自于运算放大器，而运算放大器的输入级或第一级决定了放大器的噪声水平，因此，降低放大器输入级的噪声系数，增大第一级放大器的增益，有利于减少放大器输出级的噪声贡献。

综上所示，本实用新型采用电阻反馈放大器的结构设计射频高带宽驱动放大器，思路基本明确，需要设计合理的放大器结构实现所需的性能，实现性能的优化和提高。

实用新型内容

本实用新型的一个目的是解决至少上述问题和/或缺陷，并提供至少后面将说明的优点。

本实用新型提供了一种射频超宽带驱动放大器芯片，能够实现很高的带宽和线性度，相比于传统的带补偿电容Cc的两级或三级放大器，新型结构的放大器更适合用于电阻反馈结构中，能够实现更好的性能。

本实用新型提供了一种新型结构的射频超宽带驱动放大器芯片，采用三级放大器，其中两级放大器串联作为主通路放大器，第三级放大器用于相位欲度补偿，该放大器的GBW取决于第一级放大器的输入跨导和相应的输出节点的寄生电容，与传统的带补偿电容Cc的两级或三级放大器结构相比，传统放大器的GBW取决于输入跨导和补偿电容的比值，而补偿电容往往大于寄生电容，这样就限制了放大器带宽的提高，因此，前馈放大器的GBW比传统放大器的GBW高很多，更适合用于高带宽工作。另外，新型的放大器结构和传统的放大器结构在第一级放大器(输入级)的设计上一致，对噪声和增益的优化方法相同，能够达到相同水平的增益和噪声，因此新型结构的放大器的-3dB更远，更有利于在反馈电路中提高线性度。另外，新型结构的运算放大器第二级是输出级，需要加入第三级放大器，通过信号线反接，相当于插入右半平面零点，实现相位欲度的补偿，而且第三级放大器的非线性项与第二级放大器的非线性项符号相反，可以进行相互抵消，进而减小整体运算放大器的非线性，这对提高反馈电路线性度是很有利的。在传统Cc补偿的放大器结构中，输出级是共源型或者Class-AB结构的放大器结构，不利于设计高带宽放大器，而且输出级的寄生电容也会使输出级的高频非线性较大，带入反馈环路中，输出线性度较低，因此，本次实用新型提出的新型结构的放大器更适合用于设计高线性驱动放大器。

本实用新型还提出一种新型的电阻反馈放大器结构，其技术方案为：通过改变反馈结构的输入电阻，在不改变带宽的前提下，实现增益可调，以适应不同的应用环境。而通过改变反馈电阻的大小来改变反馈结构的放大倍数，会导致输出带宽随着增益的提高而减少，得不偿失，因此，本实用新型适合用调节输入电阻的方法改变电阻反馈放大器的输出增益。

本实用新型提出的新结构运算放大器带入到电阻反馈结构中，为了能够工作在射频频段，反馈放大器的增益一般较低，输入电阻和反馈电阻的阻值一般不会很高，数量级一般在几十到几百欧，由于电阻存在寄生电容，反馈电阻的尺寸也不会太大。为了提高电路版图的匹配性，反馈电阻和输入电阻的尺寸和大小统筹是由大小和尺寸一致的小电阻通过串联或并联形成。

为了不影响前级电路的驱动能力，驱动放大器的输入电阻应尽可能高，因此，带宽和前级电路的驱动能力是一对折衷的关系。

本实用新型提出的前馈型运算放大器在传统前馈放大器结构的基础上，通过优化运算放大器功耗和改变电路连接的关系，提出创新型放大器结构，提高了相位欲度和线性度。

本实用新型的其它优点、目标和特征将部分通过下面的说明体现，部分还将通过对本实用新型的研究和实践而为本领域的技术人员所理解。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型所述的电阻反馈放大器的整体电路结构框图；

图2为本实用新型所述的新型前馈运算放大器的整体结构示意图；

图3为本实用新型所述运算放大器的第一级放大器结构示意图；

图4为本实用新型所述运算放大器的第二级放大器结构示意图；

图5为本实用新型所述运算放大器的第三级结构示意图；

图6为本实用新型所述运算放大器的第一级共模反馈电路结构示意图；

图7为本实用新型所述运算放大器的第二级共模反馈电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型做进一步的详细说明，以令本领域技术人员参照说明书文字能够据以实施。

应当理解，本文所使用的诸如“具有”、“包含”以及“包括”术语并不配出一个或多个其它元件或其组合的存在或添加。

如图1所示，本实用新型提出一种新型的电阻反馈放大器结构，电路结构为，输入信号VIN和VIP接输入电阻R1和R2的一端，输入电阻的另一端分别接全差分运算放大器的两个输入端口，并且在该放大器的输入端口接反馈电阻R3和R4的一端，反馈电阻的另一端分别接放大器的输出端口VON和VOP，形成全差分反馈结构。电路的工作原理是，通过改变反馈结构的输入电阻R1和R2，而不改变反馈电阻R3和R4，可以在不改变输出带宽的前提下，实现增益可调，以适应不同的应用环境。而通过改变反馈电阻R3和R4的大小也可以改变反馈结构的放大倍数，但是由于电阻寄生电容的存在，会导致输出带宽随着增益的提高而减少，需要注意的是，输入电阻不能无限减小，当减小到一定程度，前级电路对反馈放大器的驱动能力会减弱，影响信号传输质量，因此，通过改变输入电阻来改变反馈放大器的增益的方法是根据具体应用环境而决定。

如图2所示，本实用新型提供了一种新型结构的前馈型运算放大器，采用三级放大器和两级共模反馈电路，第一级放大器和第二级放大器直流耦合，第三级放大器的输入与第一级放大器的输入相连，输出与第二级放大器的输出相连，构成前馈结构，共模反馈电路的参考电压是VCOM，第一级共模反馈放大器为第一级放大器偏置共模电平，第一级放大器的输出与第一级共模反馈电路的电阻输入相连，而第一级共模反馈电路的输出与第一级放大器的负载PMOS管的栅极相连，通过共模反馈环路的作用，使第一级放大器的输出共模电平为VCOM，同理，第二级共模反馈放大器为第二级放大器偏置共模电平，使第二级放大器的输出共模电平也为VCOM，因此，在运算放大器的直流通路上，每级放大器的输入输出节点电压都为VCOM，防止工艺偏差或温度变化对输入输出节点电平的影响。下面具体介绍每一级放大器和每一级共模反馈电路。

如图3所示，为第一级放大器的电路结构图，该放大器是由4个NMOS管(N1，N2，N3，N4)和4个PMOS管(P1，P2，P3，P4)组成，电路结构为全差分共源放大器结构，采用尾管N3和N4为输入跨导管N1和N2提供偏置电流，N3和N4的源端和衬底端接GND地线，栅极接偏置电位VNB，漏端分别接N1和N2的源端和衬底端，N1和N2形成衬偏结构，N1和N2的栅极分别接输入信号VIN和VIP，漏端分别接负载管P1和P2、P3和P4的漏端，P1和P4构成电流镜负载结构，源端和衬底端接VDD电源线，栅极接第一级共模反馈电路的输出VCMFB1，P2和P3构成负阻结构，P2的栅极和P3的漏端接在一起，并连接至N2的漏端，P3的栅极和P2的漏端接在一起，并连接至N1的漏端，由于P2和P3的尺寸较小，负阻提供的阻抗较低，与电流镜负载形成并联，可以分担电流镜负载的部分电流，提高第一级放大器的输出阻抗，进而提高第一级放大器的增益，这样在尾管电流一定的情况下，通过改变负载结构而提高输出阻抗，对提高电路带宽有一定的帮助。

如图4所示，为第二级放大器的电路结构图，该放大器是由10个NMOS管(N5，N6，N7，N8，N9，N10，N11，N12，N13，N14)、6个PMOS管(P5，P6，P7，P8，P9，P10)以及2个电容C1、C2组成，采用N11，N12，N13和N14作为尾管，为输入管提供偏置电流，尾管的源端和衬底端接GND地线，栅极接偏置电位VNB，N11和N12的漏端接N5，N6和N7的源端和衬底端，N13和N14的漏端接N8，N9和N10的源端和衬底端，N5、N6、N7、N8，N9和N10构成输入级，并且每个管子连接形成衬偏结构，N5的栅输入级接第一级放大器的输出VOP1，漏端连接P5和P6的漏端VONN，并且N5的栅极和漏端跨接电容C1，N8的栅输入级接第一级放大器的输出VON1，漏端连接P9和P10的漏端VOPP，并且N8的栅极和漏端跨接电容C2，输入管N6的栅极接VON1，漏端接输出VON，输入管N7的栅极接第二级共模反馈电路的输出VCMFB2，漏端接输出VON，输入管N9的栅极接VOP1，漏端接输出VOP，输入管N10的栅极接第二级共模反馈电路的输出VCMFB2，漏端接输出VOP，P5、P6、P9和P10的源端和衬底端接VDD，P5和P9的栅端接VOPP，P6和P10的栅端接VONN，并且P6和P9的漏端和栅端分别连接在一起，各自形成二极管连接模式，N5的漏端接VONN，N8的漏端接VOPP，P7和P8的源端和衬底端接VDD，栅端分别接VONN、VOPP，漏端分别接VON、VOP，第二级放大器是由两个结构相同的差分输入、单端输出放大器并联构成，差分输入端分别是第一级放大器的输出和共模反馈信号，输出负载采用小尺寸管子，并接成电流镜负载结构，提高输出电路的驱动能力，P5和P10、N6和N9反偏连接，可以提高电路的相位预度，并且管子的三阶非线性项的系数与对应并联的管子P6、P9、N7和N10的三阶非线性项的系数符号相反，有利于提高第二级放大器的线性度，进而提高整个运算放大器的线性度。

如图5所示，为第三级放大器的电路结构图，该放大器是由4个NMOS管(N15，N16，N17，N18)和2个电容(C3，C4)组成，采用N17和N18作为尾管，为输入跨导管N15和N16分别提供偏置电流，N17和N18的源端和衬底端接GND地线，栅极接偏置电位VNB，漏端分别接N15和N16的源端和衬底端，电容C3和C4的两端跨接在两个漏端电位之间，N15和N16构成衬偏结构，栅极分别接输入信号VIN和VIP，漏端分别为VOPP和VONN，第三级放大器的结构是源端负反馈结构，源端接入电容作为负反馈元件，用以提高高频的阻抗，进而提高第三级放大器的带宽。在整体运算放大器结构中，第三级放大器跨接在输入和输出信号之间，形成前馈通路，在频域中，提供一个有半平面零点用于相位预度补偿，并且能够减小输出级的非线性，提高放大器的线性度。

如图6所示，为第一级共模反馈电路的结构图，该放大器是由3个NMOS管(N19，N20，N21)、2个PMOS管(P11，P12)、2个电阻(R1，R2)以及2个电容(C5，C4)组成，采用N21作为尾管，源端和衬底端接GND地线，栅极接偏置电压VNB，漏端连接N19和N20的源端和衬底端，为输入管N19和N20提供偏置电流。电容C5和电阻R1并联，电容C6和电阻R2并联，并且分别连接第一级放大器的输出信号VON1和VOP1，两组并联的电容和电阻的另一端连接在一起，共同连接N19的栅极输入，N20的栅极输入连接外部参考电压VCOM，N19和N20的漏端分别连接P11和P12的漏端，为了提高共模反馈电路的增益，P11和P12连接成电流镜结构的负载，P11的漏端和栅极连接在一起，并与P12的栅极连接，P11和P12的源端和衬底共同连接VDD线，P12的输出VCMFB1连接上述的第一级放大器的电流镜负载PMOS管的栅极，这样形成了第一级放大器和共模反馈电路的工作环路，只要保证环路稳定，第一级放大器的输出电位就与VCOM相等，稳定第一级放大器的输出共模电压。

如图7所示，为第二级共模反馈电路的结构图，该放大器是由2个NMOS管(N22，N23)、3个PMOS管(P13，P14，P15)、2个电阻(R3，R4)以及2个电容(C7，C8)组成，采用P13作为尾管，源端和衬底端接VDD电源线，栅极接偏置电压VPB，漏端连接输入管P14和P15的源端和衬底端，为P14和P15提供偏置电流。电容C7和电阻R3并联，电容C8和电阻R4并联，分别连接第二级放大器的输出信号VON和VOP，两组并联的电容和电阻的另一端连接在一起，并且共同连接P14的栅极输入，P15的栅极输入连接外部参考电压VCOM，P14和P15的漏端分别连接N22和N23的漏端，为了提高共模反馈电路的增益，N22和N23连接成电流镜结构的负载，N22的漏端和栅极连接在一起，并连接N23的栅极，N22和N23的源端和衬底共同连接GND地线，N23的输出VCMFB2连接第二级放大器的N7和N10的栅极，这样也形成了第二级放大器和第二级共模反馈电路的环路，只要保证环路稳定，第二级放大器的输出电位就可以根据VCOM而定。

尽管本实用新型的实施方案已公开如上，但其并不仅限于说明书和实施方式中所列运用，完全可以被适用于各种适合本实用新型的领域；对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改。因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本实用新型并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。

Claims (6)

1.一种射频超宽带驱动放大器芯片，其特征在于，所用运算放大器包括：

三个放大器，包括：一级放大器、二级放大器和三级放大器；

两个共模反馈电路，包括：一级共模反馈电路和二级共模反馈电路；

其中，

所述一级放大器和二级放大器直流耦合，所述三级放大器的输入端与一级放大器的输入端连接，所述三级放大器的输出端与二级放大器的输出端连接，形成前馈结构；

所述一级放大器的输出与一级共模反馈电路的电阻输入连接，所述一级共模反馈电路输出与一级放大器的负载PMOS管的栅极相连，通过共模反馈环路作用，使一级放大器的输出共模电平为VCOM；

所述二级放大器的输出与二级共模反馈电路的电阻输入连接，所述二级共模反馈电路输出与二级放大器的负载PMOS管的栅极相连，通过共模反馈环路作用，使二级放大器的输出共模电平为VCOM。

2.如权利要求1所述的一种射频超宽带驱动放大器芯片，其特征在于，所述一级放大器包括：四个NMOS管，分别为：N1、N2、N3以及N4；四个PMOS管，分别为：P1、P2、P3以及P4；其中，

所述N3和N4作为尾管为N1和N2提供偏置电流；

所述N3和N4的源端和衬底端均接GND地线，栅极均接偏置电位VNB，漏端分别接N1和N2的源端和衬底端，N1和N2形成衬偏结构；

所述N1和N2的栅极分别接入信号VIN和VIP，漏端接PMOS管P1和P2、P3和P4的漏端；

所述四个PMOS管的源端和衬底端均接VDD电源线，所述P1和P4构成电流负载结构，所述P2和P3构成负阻结构；

所述P1和P4的栅极均接一级共模反馈电路的输出VCMFB1；所述P2栅极和P3的漏端连接，所述P3的栅极与P2的漏端连接。

3.如权利要求1所述的一种射频超宽带驱动放大器芯片，其特征在于，所述二级放大器包括：十个NMOS管，分别为：N5，N6，N7，N8，N9，N10，N11，N12，N13，N14；六个PMOS管，分别为：P5，P6，P7，P8，P9，P10；两个电容，分别为：C1，C2；其中，所述N11，N12，N13，N14作为尾管，为N5，N6，N7，N8，N9，N10提供偏置电流；所述N11，N12，N13，N14的源端和衬底端接GND地线，栅极接偏置电位VNB，所述N11，N12的漏端连接N5，N6和N7的源端和衬底端，所述N13、N14的漏端连接N8，N9和N10的源端和衬底端；所述N5、N6、N7、N8，N9和N10构成输入级，并且每个管子连接形成衬偏结构；所述N5的栅极接一级放大器的输出VOP1，漏端连接P5和P6的漏端VONN，且N5的栅极和漏端跨接电容C1，漏端接VONN；所述N6的栅极接一级放大器的输出VON1，漏端接输出VON；所述N7的栅极接二级共模反馈电路的输出VCMFB2，漏端接输出VON；所述N8的栅极接一级放大器的输出VON1，漏端连接P9和P10的漏端VOPP，且N8的栅极和漏端跨接电容C2，漏端接VOPP，所述N9的栅极接VOP1，漏端接输出VOP；所述N10的栅极接二级共模反馈电路的输出VCMFB2，漏端接输出VOP；所述P5、P6、P9和P10的源端和衬底端接VDD，P5和P9的栅极接VOPP，P6和P10的栅极接VONN，且P6和P9的漏端和栅极分别连接在一起，各自形成二极管连接模式；P7和P8的源端和衬底端接VDD，栅极分别接VONN、VOPP，漏端分别接VON、VOP。

4.如权利要求1所述的一种射频超宽带驱动放大器芯片，其特征在于，所述三级放大器包括：四个NMOS管，分别为：N15，N16，N17，N18；两个电容，分别为：C3和C4；其中，

所述N17、N18作为尾管，为N15和N16分别提供偏置电流；所述N17、N18的源端和衬底端接GND地线，栅极接偏置电位VNB，漏端分别接N15和N16的源端和衬底端；

所述电容C3、C4的两端跨接在两个漏端电位之间；

所述N15、N16构成衬偏结构，栅极分别接输入信号VIN和VIP，漏端分别为VOPP和VONN。

5.如权利要求1所述的一种射频超宽带驱动放大器芯片，其特征在于，所述一级共模反馈电路，包括：

三个NMOS管，分别为：N19，N20，N21；

两个PMOS管，分别为：P11，P12，两个电阻C5，C6；

其中，

所述N21作为尾管，为N19和N20提供偏置电流，所述N21的源端和衬底端连接GND地线，栅极连接偏置电压VNB，漏端连接N19和N20的源端和衬底端；

所述电容C5和电阻R1并联，电容C6和电阻R2并联，并且分别连接第一级放大器的输出信号VON1和VOP1，两组并联的电容和电阻的另一端连接在一起，均连接N19的栅极；所述N20的栅极输入连接外部参考电压VCOM，

所述N19和N20的漏端分别连接P11和P12的漏端，所述P11和P12连接成电流镜结构的负载，P11的漏端和栅极连接在一起，并与P12的栅极连接，所述P11和P12的源端和衬底均连接VDD线，所述P12的输出VCMFB1连接一级放大器的电流镜负载PMOS管的栅极。

6.如权利要求1所述的一种射频超宽带驱动放大器芯片，其特征在于，所述二级共模反馈电路，包括：两个NMOS管，分别为：N22，N23；三个PMOS管，分别为：P13，P14，P15；两个电阻，分别为：R5，R6；两个电容：C7，C8；

其中，

所述P13作为尾管，为P14和P15提供偏置电流，所述P13源端和衬底端接VDD电源线，栅极接偏置电压VPB，漏端连接P14和P15的源端和衬底端；

所述电容C7和电阻R5并联，电容C8和电阻R6并联，分别连接第二级放大器的输出信号VON和VOP，两组并联的电容和电阻的另一端连接在一起，并且共同连接P14的栅极输入；所述P15的栅极输入连接外部参考电压VCOM，

所述P14和P15的漏端分别连接N22和N23的漏端，所述N22和N23连接成电流镜结构的负载，N22的漏端和栅极连接在一起，并连接N23的栅极，N22和N23的源端和衬底共同连接GND地线，N23的输出VCMFB2连接第二级放大器的N7和N10的栅极。

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