JP2004357091A - ミキサ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】カスコード段トランジスタサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタが飽和領域で動作でき、良好な変換電圧利得および線形性を有するミキサ回路を提供する。
【解決手段】入力されたＲＦ信号を増幅するカスコード接続された増幅段トランジスタＭ１およびカスコード段トランジスタＭ２と、上記カスコード段トランジスタＭ２の出力端子に接続された第１の出力負荷１２と、上記カスコード段トランジスタＭ２から出力されたシングルエンド信号を差動信号に変換するバルン２と、上記バルン２からの差動信号と局部発振信号とを混合するスイッチ回路３とを備える。上記増幅段トランジスタＭ１とカスコード段トランジスタＭ２との接続点に、増幅段トランジスタＭ１に電流を流す電流源１１を接続する。
【選択図】 図１
【解決手段】入力されたＲＦ信号を増幅するカスコード接続された増幅段トランジスタＭ１およびカスコード段トランジスタＭ２と、上記カスコード段トランジスタＭ２の出力端子に接続された第１の出力負荷１２と、上記カスコード段トランジスタＭ２から出力されたシングルエンド信号を差動信号に変換するバルン２と、上記バルン２からの差動信号と局部発振信号とを混合するスイッチ回路３とを備える。上記増幅段トランジスタＭ１とカスコード段トランジスタＭ２との接続点に、増幅段トランジスタＭ１に電流を流す電流源１１を接続する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体素子を用いたミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的なミキサ回路は、高周波信号（ＲＦ）と局部発振信号ＬＯの乗算結果として中間周波信号（ＩＦ）を生成する。テレビチューナー等に用いられる広帯域の無線通信では、チャンネル間の相互干渉を防ぐために、線形性の高い（歪の小さい）ミキサ回路が必要となる。さらに、高周波帯で信号を増幅するには、コストのかかるアンプを何段も用意する必要がある。したがって、線形性を確保しつつ、変換電圧利得を向上できるようなミキサ回路を半導体集積回路で構成し、かつ低電力で駆動するためには、従来と異なるミキサ回路の構成が必要となる。
【０００３】
上記ミキサ回路の一つとして、図１０に示すようなギルバートセル型ミキサとよばれる回路がある（例えば、非特許文献１参照）。このギルバートセル型ミキサの回路構成は、１つの差動ペア回路（増幅段）と、２つの差動ペア回路（スイッチ段）を交差接続した回路を直列に接続する。図１０に示す回路は、ＲＦ信号および局部発振信号ＬＯの両方が、バランス入力（入力端子が２個あり、その２端子間に信号を加える）される。図１０においてＭＡは電流源となるトランジスタ、ＭＢ，ＭＣは増幅段を構成するトランジスタであり、ＭＤ〜ＭＧはスイッチ段を構成するトランジスタ、１１１，１１２は出力負荷である。
【０００４】
上記ギルバートセル形ミキサは、ＲＦ信号が差動で増幅段トランジスタに入力するが、このとき、増幅段トランジスタＭＢ，ＭＣで発生する雑音は、
【０００５】
【数１】
で表される。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは温度、ＲＬは負荷１１１，１１２のインピーダンス、γは係数、Ｇｍはトランジスタのトランスコンダクタンスを表す。上式により、増幅段トランジスタが差動であるために、信号源に対する雑音の影響が大きくなるという問題がある。
【０００６】
また、上記ギルバートセル型ミキサは、電流源としてトランジスタＭＡを用いているため、トランジスタを３段に積み上げた構成となり、トランジスタの駆動電圧を十分に保つために電源電圧が高くなるという問題もある。
【０００７】
図１１は、低雑音性能と低電源電圧化を同時に実現させるミキサ回路を示す。上記ミキサ回路は、低雑音増幅器（以下、ＬＮＡという）１０１の出力を、ＤＣ電圧をカットするキャパシタ１２２を介して差動信号を生成するバルン１０２を通した後、バルン１０２からの差動信号と局部発振回路１０４からの局部発振信号ＬＯがスイッチ回路１０３にバランス入力されて周波数変換される。図１１において、ＬＮＡ１０１の一般的な構成の一つとして、カスコード接続型のＬＮＡを用いている。
【０００８】
このカスコード接続型のＬＮＡ１０１は、抵抗などの素子１１３を通してバイアス電圧を与えたＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタＭ１０１と、カスコード段として一定電圧を与えたトランジスタＭ１０２と、そのカスコード段トランジスタＭ１０２に接続された出力負荷１２１とを有する。ＲＦ信号は抵抗などの素子１１３を通してバイアス電圧が与えられ、線形性を保つための負荷１１４，１１５をそれぞれ増幅段トランジスタＭ１０１のゲート，ソースに接続することが多い。
【０００９】
図１１に示すミキサ回路において、ＲＦ信号が入力される増幅段トランジスタで発生する雑音は、
【数２】
となり、図１０に示したギルバートセル型ミキサに比べ、増幅段の雑音信号の発生を半分に低減する効果がある。
【００１０】
また、図１１に示したミキサ回路において、スイッチ回路１０３は、ＬＮＡ１０１に流れる電流と独立している。このため、ＬＮＡ１０１に流す電流の最適値と、スイッチ回路に流す電流の最適値とが独立して設定できる利点に加え、トランジスタを２段以上に組むことがないため、電源電圧を抑えることも可能となる。
【００１１】
【非特許文献１】
アラン・ビー・グレベン（Ａｌａｎ Ｂ． Ｇｒｅｂｅｎｅ）著、「バイポーラおよびＭＯＳアナログ集積回路デザイン（Ｂｉｐｏｌａｒ ａｎｄ ＭＯＳ Ａｎａｌｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ）」、第１版、ウィリー・インターサイエンス（Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ）、１９８４年１月９日、ｐ．４６９〜４７９
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
このような図１１に示すミキサ回路では、ＬＮＡ１０１から出力されるシングルエンド信号をバルン１０２により差動信号に変換し、ＬＮＡ１０１で増幅されたＲＦ信号および局部発振信号ＬＯがバランス入力するスイッチ回路１０３で周波数変換するミキサ回路において、変換電圧利得および線形性を向上させる手法の１つに、ＬＮＡ１０１の動作電流の増加を挙げることができる。しかし、そのままの構成では、電流増加に伴って増幅段トランジスタが飽和領域で動作できなくなるため、増幅段およびカスコード段トランジスタサイズまたは電源電圧の増加を余儀なくされる。
【００１３】
ところで、差動信号を生成するバルンを通してスイッチ回路のトランジスタをみたインピーダンスは、ＲＦ信号の幅広い周波数帯域に対して一定とならない。また、動作電流を増加させる目的で、ＬＮＡの増幅段およびカスコード段トランジスタサイズを増加させると、カスコード段トランジスタサイズに依存してＬＮＡの出力インピーダンスが小さくなり、２つのインピーダンスの関係により、ＲＦ信号の周波数によっては、ＬＮＡからスイッチ回路への信号伝達が弱まってしまう。以上のような問題のため、変換電圧利得および線形性を向上させる目的で、ＬＮＡのカスコード段トランジスタサイズは、あるサイズ以上に大きくすることはできない。
【００１４】
そこで、この発明の目的は、カスコード段トランジスタサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタが飽和領域で動作でき、良好な変換電圧利得および線形性を有するミキサ回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明のミキサ回路は、入力信号用端子を介して入力された入力信号を増幅するカスコード接続された増幅段トランジスタおよびカスコード段トランジスタと、上記カスコード段トランジスタの出力端子に接続された第１の出力負荷と、上記カスコード段トランジスタから出力されたシングルエンド信号を差動信号に変換するバルンと、上記バルンからの差動信号と局部発振信号とを混合するスイッチ回路とを備えたミキサ回路であって、上記増幅段トランジスタと上記カスコード段トランジスタとの接続点に接続され、上記増幅段トランジスタに電流を流す電流源を備えたことを特徴とする。
【００１６】
上記構成のミキサ回路によれば、増幅段トランジスタに流す電流を増加しても、その増加分を電流源（電流パス）により流すことができるので、動作電流を増加してもカスコード段トランジスタサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタが飽和領域で動作可能となる。
【００１７】
一般的なＬＮＡの電流パラメータは、増幅段とカスコード段トランジスタに流れる電流であったが、この発明によって新たに電流源に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡの出力インピーダンスを最適な状態に保ったまま、３次相互変調歪インターセプトポイント（ＩＩＰ３）および変換電圧利得（ゲイン）を所望の値に調整することが可能となる。また、高いゲインを得るのために必要となる大きな電流量でも対処可能となるため、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。
【００１８】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号がゲートに印加される上記増幅段トランジスタのドレインに、ゲートに一定電圧が印加された上記カスコード段トランジスタのソースを接続し、上記カスコード段トランジスタのドレインに上記第１の出力負荷の一端と上記バルンの入力端を接続し、上記増幅段トランジスタと上記カスコード段トランジスタとの接続点に上記電流源としてトランジスタを接続したことを特徴とする。
【００１９】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記増幅段トランジスタのサイズとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡは、ゲートに第１の入力信号（ＲＦ）が加えられる増幅段トランジスタのドレインに、ゲートに一定電圧を加えたカスコード段トランジスタのソースを接続し、そのドレインは、ＬＮＡの出力端子となると同時に第１の出力負荷を接続する。このＬＮＡの出力には、差動信号を生成するバルンの入力端を接続する。
【００２０】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記スイッチ回路は、上記バルンの一方の出力端にソースが接続され、ゲートに局部発振信号が印加される第１，第２のトランジスタからなるトランジスタ作動対と、上記バルンの他方の出力端にソースが接続され、ゲートに局部発振信号が印加される第３，第４のトランジスタからなるトランジスタ作動対とを有し、上記第１，第３のトランジスタのドレインを互いに接続すると共に、上記第２，第４のトランジスタのドレインを互いに接続したことを特徴とする。
【００２１】
上記実施形態のミキサ回路によれば、差動信号を生成するバルンの出力端には、それぞれ差動対を構成する第１，第２のトランジスタのソースと、第３，第４のトランジスタのソースとが接続し、第１〜第４のトランジスタのゲートは、局部発振信号が加えられる。第１，第３のトランジスタのドレイン同士および第２，第４のトランジスタのドレイン同士を接続することで、入力信号と局部発振信号との混合した信号を生成する。
【００２２】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記増幅段トランジスタが飽和領域で動作するように上記電流源により上記増幅段トランジスタのドレインバイアス電流が調整されていることを特徴とする。
【００２３】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記増幅段トランジスタが飽和領域で動作するように電流源により増幅段トランジスタのドレインバイアス電流を調整することによって、増幅段トランジスタが線形領域にならないように電圧を補償することができる。
【００２４】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記増幅段トランジスタのサイズと上記カスコード段トランジスタのサイズとが異なる大きさであることを特徴とする。
【００２５】
上記実施形態のミキサ回路によれば、通常、カスコード段トランジスタと、増幅段トランジスタは、電流密度を一定にするために同サイズのトランジスタを用いるが、その間に電流源を挟むため、増幅段トランジスタの電流密度を増やすことで、ゲインを稼ぐことができると共に、上記増幅段トランジスタのサイズとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡの出力インピーダンスと、バルンを通してみたスイッチ側の入力インピーダンスとのマッチングを取りやすくすることができる。
【００２６】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記電流源は、カスコード接続された複数のトランジスタであることを特徴とする。
【００２７】
上記実施形態のミキサ回路によれば、電流源をカスコード接続された複数のトランジスタで構成することは、電流源を見たインピーダンスを高く設定することができ、電源側への信号の漏れを抑えることができる。また、電流源としてのカスコード接続された複数のトランジスタのうちの電源側のトランジスタが線形動作をしていても、電流源として動作できる。
【００２８】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記電流源に流れる電流をバイアス電圧により制御することを特徴とする。
【００２９】
上記実施形態のミキサ回路によれば、バイアス回路で電流源に流れる電流を制御できるので、ばらつきに強くできると共に、温度変化による電流の調整ができる回路を組むことが可能となる。
【００３０】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記スイッチ回路の出力端に接続された第２の出力負荷を備えたことを特徴とする。
【００３１】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記スイッチ回路の出力端に第２の出力負荷を接続することで、電圧信号を取り出すことができ、スイッチ回路の出力インピーダンスの調整ができる。また、スイッチ回路における最適なゲイン、ＩＩＰ３等の調整が可能になる。
【００３２】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、上記入力信号用端子とグランドとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００３３】
上記実施形態のミキサ回路によれば、周波数帯域の広いＲＦ信号が入力される場合、信号の反射を抑える回路が必要となるが、入力信号用端子とグランドとの間に接続されたインピーダンス素子によって、反射を抑えることができると共に、増幅段トランジスタの入力インピーダンスを調整することができる。
【００３４】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、上記カスコード段トランジスタと上記第１の出力負荷とを接続する接続点と、上記入力信号用端子との間にフィードバック回路を接続したことを特徴とする。
【００３５】
上記実施形態のミキサ回路によれば、周波数帯域の広いＲＦ信号が入力される場合、信号の反射を抑える回路が必要となるが、カスコード段トランジスタと第１の出力負荷とを接続する接続点と入力信号用端子との間にフィードバック回路によって反射を抑えることができる。また、増幅段トランジスタの入力インピーダンスを調整することができ、ミキサ回路全体としての広帯域なＲＦ信号に対して、ミキサ回路全体のゲイン平坦性を保つことができる。
【００３６】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記カスコード段トランジスタと上記第１の出力負荷とを接続する接続点と上記バルンの入力端との間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００３７】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記カスコード段トランジスタと第１の出力負荷とを接続する接続点からバルンを介してスイッチ回路側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少するので、広い周波数帯域のＲＦ信号に対して、どの周波数でも平坦なインピーダンスマッチングを取る手助けとなる。
【００３８】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記バルンの出力端と上記スイッチ回路の入力端との間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００３９】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記カスコード段トランジスタと第１の出力負荷とを接続する接続点からバルンを介してスイッチ回路側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少するので、広い周波数帯域のＲＦ信号に対して、どの周波数でも平坦なインピーダンスマッチングを取る手助けとなる。
【００４０】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、上記入力信号用端子と上記増幅段トランジスタとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００４１】
上記実施形態のミキサ回路によれば、インダクティブデジェネレーションという技術で、増幅段トランジスタとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡの出力インピーダンスマッチングを取ると共に、線形性を良くする。
【００４２】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記増幅段トランジスタの接地側端子とグランドとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００４３】
上記実施形態のミキサ回路によれば、インダクティブデジェネレーションという技術で、増幅段トランジスタとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡの出力インピーダンスマッチングを取ると共に、線形性を良くする。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明のミキサ回路を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００４５】
（第１実施形態）
この発明の第１実施形態のミキサ回路の構成に関し、図１を参照して説明する。図１において、１は入力端子を介して入力されたＲＦ（無線周波数）信号を増幅するＬＮＡ（低雑音増幅器）、２は上記ＬＮＡ１からのＲＦ信号（シングルエンド信号）を差動信号に変換するバルン、３は上記バルン２からの差動信号と局部発振信号ＬＯを混合するスイッチ回路、４は上記スイッチ回路３に局部発振信号ＬＯを供給する局部発振回路である。上記増幅段トランジスタＭ１およびカスコード段トランジスタＭ２はカスコード接続されている。
【００４６】
上記ＬＮＡ１において、Ｍ１は高周波信号ＲＦを増幅する増幅段トランジスタ、Ｍ２は高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタ、１１は電流源（電流パス）、１２はＬＮＡ１の変換電圧利得を与える第１の出力負荷である。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａ（カスコード段トランジスタＭ２と第１の出力負荷１１との接続点）とバルン２の入力端を接続している。上記バルン２の差動信号が出力される出力端を、スイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振回路４からの局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることで、スイッチング動作して、中間周波信号ＩＦ（図１のＩＦ＋，ＩＦ−）を出力する。
【００４７】
上記局部発振信号ＬＯは、信号波形のピークが電源電圧に至らない範囲で、最大の変換電圧利得が得られるような強度の信号とする。実際の局部発振信号ＬＯは、局部発振回路４の電圧制御発振器（ＶＣＯ）から供給される。結果的に、ＲＦ信号と局部発振信号ＬＯによるスイッチング動作により、積として中間周波信号ＩＦを出力する。
【００４８】
ここで、図１におけるミキサ回路の動作について説明する。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａから差動信号を生成するバルン２を通して見たときのスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域のＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスもＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、出力インピーダンスの大きさを決定する一つの要素であるカスコード段トランジスタＭ２のインピーダンスを、ある程度の大きさに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を通してスイッチ回路３を見た入力インピーダンスとの比によって、最適な信号伝達が起こる。
【００４９】
これに対して、変換電圧利得（ゲイン）や３次相互変調歪インターセプトポイント（ＩＩＰ３）を向上させる目的で、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加させる電流源１１を設けたことにより、カスコード段トランジスタＭ２のインピーダンスを制限したまま、増幅段トランジスタＭ１の電流量を調整することが可能になる。上記増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加しても、カスコード段のインピーダンスや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を最適な値に調整可能となる。
【００５０】
一般的なＬＮＡ１の電流パラメータは、増幅段トランジスタＭ１とカスコード段トランジスタＭ２に流れる電流であったが、この発明によって新たに電流源１１に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡ１の出力インピーダンスを最適な状態に保ったまま、ゲインやＩＩＰ３を所望の値に調整することが可能となる。また、スイッチ回路３は、ＬＮＡ１とは別に電流値が調整できるため、ＬＮＡ１に最適な電流値およびスイッチ回路３に最適な電流量が確保でき、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。
【００５１】
次に、この発明の第１実施形態のミキサ回路の構成に関し、図２を参照して具体的に説明する。図２において、１はＬＮＡ、２はバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。ＬＮＡ１において、Ｍ１はＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタ、Ｍ２は高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタ、Ｍ７はこの発明で提案する電流源を構成するトランジスタ、２１はＲＦ信号の広い周波数帯域に対してゲインを生成する第１の出力負荷としてのチョークコイルである。上記入力信号である高周波信号ＲＦが増幅段トランジスタＭ１のゲートに印加され、増幅段トランジスタＭ１ののドレインにカスコード段トランジスタＭ２のソースを接続している。また、上記カスコード段トランジスタＭ２のドレインに第１の出力負荷１２の一端を接続し、増幅段トランジスタＭ１とカスコード段トランジスタＭ２との接続点である出力端子Ａに電流源１１を接続している。ＲＦ信号は、抵抗などのインピーダンス素子２３を通して与えられるバイアス電圧ｂｉａｓ０とあわせて、増幅段トランジスタＭ１のゲートに供給される。
【００５２】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａと、広い周波数帯域をもつ伝送線路トランスであるバルン２の一方の入力端を、ＤＣ電圧をカットするキャパシタ２２を介して接続する。上記バルン２の他方の入力端をグランドに接続して接地することにより、バルン２の出力端から差動信号を出力する。上記バルン２の出力側は、その中心をグランドに接続して接地することにより、差動信号にＤＣ成分の電位を与える。
【００５３】
次に、上記バルン２の出力端は、スイッチ回路３の入力端（図２中のＢ点，Ｃ点）に接続している。上記スイッチ回路３は、トランジスタＭ３〜Ｍ６から構成されており、スイッチ回路３の一方の入力端であるＢ点には、トランジスタＭ３，Ｍ４のソースが、スイッチ回路３の他方の入力端であるＣ点には、トランジスタＭ５，Ｍ６のソースが接続されている。上記第１，第２のトランジスタの一例としてのトランジスタＭ３，Ｍ４および第３，第４のトランジスタの一例としてのトランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには、局部発振回路４からの局部発振信号ＬＯがそれぞれ印加される。上記トランジスタＭ３，Ｍ５のドレインを互いに接続すると共に、トランジスタＭ４，Ｍ６のドレインを互いに接続している。そして、トランジスタＭ４，Ｍ６のドレインの接続部と、トランジスタＭ３，Ｍ５のドレインの接続部からＩＦ信号（図２ではＩＦ＋，ＩＦ−）を取り出す。
【００５４】
ここで、図２に示すミキサ回路の動作について説明する。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａからバルン２を通して見たときのスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスも広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを、ある程度の大きさまでに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を介してスイッチ回路３側を見た入力インピーダンスとの比によって、最適な信号伝達が起こる。
【００５５】
これに対して、ゲインやＩＩＰ３を向上させる目的で、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加させると、増幅段トランジスタＭ１のトランジスタサイズを増加させることになるが、電流源であるトランジスタＭ７を設けたことにより、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを制限したまま、増幅段トランジスタＭ１のサイズを調整することが可能になる。これにより、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加しても、カスコード段トランジスタＭ２のサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタＭ１が飽和領域で動作可能となる。
【００５６】
一般的なＬＮＡ１の電流パラメータは、増幅段とカスコード段トランジスタに流れる電流であったが、この発明によって新たに電流源となるトランジスタＭ７に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡ１の出力インピーダンスを最適な状態に保ったまま、ゲインやＩＩＰ３を所望の値に調整することが可能となる。また、スイッチ回路３は、ＬＮＡ１とは別に電流値が調整できるため、ＬＮＡ１に最適な電流値と、スイッチ回路３に最適な電流量が同時に確保できる。ゲインやＩＩＰ３の調整が可能となったため、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。また、電流源としてゲートにバイアス電圧ｂｉａｓ２が印加されたトランジスタＭ７で構成することによって、バイアス回路による電流制御が可能となる。
【００５７】
図２において、負荷２１はチョークコイルとして説明したが、ＲＦ信号の周波数帯域に対して、ゲインを生成するのに十分なインピーダンスを持つ負荷であれば何でもよく、例としてトランジスタなどでも良い。また、差動信号を生成するバルン２は、出力端にＤＣ電圧と増幅されたＲＦ信号が差動で与えられるものであれば何でもよく、図２中に示したものに限定されるものではない。また、スイッチ回路３は、トランジスタＭ４〜Ｍ７で構成されたものに限定されるものではない。
【００５８】
次に、この発明の第１実施形態のミキサ回路の他の構成に関し、図３を参照して説明する。図３において、１はＬＮＡを構成する回路、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路である。ＬＮＡ１において、トランジスタＭ８，Ｍ９はこの発明で提案する電流源を、より安定に電流を供給することを目的として、カスコード接続で構成したトランジスタである。上記トランジスタＭ８，Ｍ９のゲートには、それぞれバイアス電圧ｂｉａｓ３，ｂｉａｓ４が印加されている。
【００５９】
このように、電流源を構成するトランジスタＭ８，Ｍ９をカスコード構成にすることにより、より厳密なバイアス回路による制御を可能にする。
【００６０】
（第２実施形態）
次に、この発明の第２実施形態のミキサ回路の構成に関し、図４を参照して説明する。なお、図４に示すミキサ回路は、スイッチ回路３の出力端に接続される負荷を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００６１】
図４において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。上記第２の出力負荷３１，３２を電源電圧ＶＤＤとスイッチ回路３の出力端との間に接続している。上記第２の出力負荷３１，３２によりスイッチ回路３のゲインを生成する。
【００６２】
上記ＬＮＡ１は、上記第１実施形態のミキサ回路と同様に、ＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタＭ１と、高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタＭ２と、電流源（電流パス）１１と、ＬＮＡ１の変換電圧利得を与える第１の負荷１２で構成されている。
【００６３】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａとバルン２の入力端を接続している。上記バルン２の差動信号が出力される出力端をスイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることで、スイッチング動作をし、ＩＦ信号を出力する。
【００６４】
この第２実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、スイッチ回路３の出力端に第２の出力負荷３１，３２を付加することによって、スイッチ回路３の出力インピーダンスの調整ができるようになる。また、スイッチ回路３における最適なゲイン、ＩＩＰ３等の調整が可能になる。
【００６５】
（第３実施形態）
次に、この発明の第３実施形態のミキサ回路の構成に関し、図５を参照して説明する。なお、図５に示すミキサ回路は、ＬＮＡの入力端子に接続されるキャパシタとインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００６６】
図５において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。また、ＲＦ信号が入力される入力端子とグランドとの間にインピーダンス素子４１を接続すると共に、ＲＦ信号が入力される入力端子とＬＮＡ１の入力端との間にキャパシタ４２を接続している。上記インピーダンス素子４１は広帯域な信号成分を有するＲＦ信号によって、周波数特性が劣化しないように設定している。また、ＲＦ信号は、ＤＣ電圧をカットするために接続されたキャパシタ４２を介して増幅段トランジスタＭ１に入力される。上記ＬＮＡ１は、上記第１実施形態のミキサ回路と同様に、ＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタＭ１と、高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタＭ２と、電流源（電流パス）１１と、ＬＮＡ１の変換電圧利得を与える第１の出力負荷１２で構成されている。
【００６７】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａとバルン２の入力端を接続している。上記バルン２の出力側をスイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることにより、スイッチング動作をし、ＩＦ信号を出力する。
【００６８】
この第３実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、ＲＦ信号の入力端子とグランドとの間に、インピーダンス素子４１を付加することにより、ＬＮＡ１の入力インピーダンスを調整することができる。上記キャパシタ４２によって、ＲＦ信号のＤＣ電圧と、増幅段トランジスタＭ１にかかるバイアス電圧とをカット（分離）することで、増幅段トランジスタＭ１の入力に最適なＤＣバイアス電圧がかけられる。
【００６９】
（第４実施形態）
次に、この発明の第４実施形態のミキサ回路の構成に関し、図６を参照して説明する。なお、図６に示すミキサ回路は、入力側のフィードバック回路とキャパシタを除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００７０】
図６において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａとバルン２の入力端を接続すると共に、出力端子ＡとＲＦ信号が入力される入力端子との間にフィードバック回路５１を接続している。上記フィードバック回路５１は、ＤＣ電圧をカットするキャパシタ５２、インダクタ５３、抵抗５４を直列に接続して構成されている。なお、このフィードバック回路は、回路設計に応じて、抵抗のみでも良いし、抵抗−キャパシタ、抵抗−インダクタ、抵抗−インダクタ−キャパシタなどのインピーダンス素子の何れの組み合わせでも良い。ＲＦ信号は、ＤＣ電圧をカットするために接続されたキャパシタ４２を介して増幅段トランジスタＭ１のゲートに入力される。
【００７１】
上記フィードバック回路５１は、広帯域な信号成分を有するＲＦ信号によって周波数特性が劣化しないように、かつ、広帯域な信号成分を有するＲＦ信号に対してミキサ回路全体のゲイン平坦性を保つように設定されている。上記ＬＮＡ１は、第１実施形態のミキサ回路と同様に、ＲＦ信号の増幅段トランジスタＭ１と、高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタＭ２と、電流源（電流パス）１１と、ＬＮＡ１の変換電圧利得を与える負荷１２で構成されている。
【００７２】
そして、上記バルン２の出力側は、スイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振回路４からの局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることで、スイッチング動作をし、ＩＦ信号を出力する。
【００７３】
この第４実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、フィードバック回路５１を付加することにより、ＬＮＡ１の入力インピーダンスを調整することができ、ミキサ回路全体としての広帯域なＲＦ信号に対して、ミキサ回路全体のゲイン平坦性を保つことができる。また、上記キャパシタ４２は、ＲＦ信号のＤＣ電圧および増幅段トランジスタＭ１にかかるバイアス電圧をカットすることで、増幅段トランジスタＭ１の入力に最適なＤＣバイアス電圧がかけられる。
【００７４】
（第５実施形態）
次に、この発明の第５実施形態のミキサ回路の構成に関し、図７を参照して説明する。なお、図７に示すミキサ回路は、ＬＮＡとバルンとの間のインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００７５】
図７において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。６１はＬＮＡ１と差動信号を生成するバルン２との間に接続されたインピーダンス素子である。
【００７６】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａからバルン２を介して見たスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスもＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを、ある程度の大きさまでに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を通してスイッチ回路３を見た入力インピーダンスとの周波数毎の比によって、最適な信号伝達が起こる。さらに、インピーダンス素子６１を接続することで、ＬＮＡの出力端子Ａからバルン２を介してスイッチ回路３側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少する。したがって、ＬＮＡ１からスイッチ回路３へのより最適な信号伝達が起こる。
【００７７】
（第６実施形態）
次に、この発明の第６実施形態のミキサ回路の構成に関し、図８を参照して説明する。なお、図８に示すミキサ回路は、バルンとスイッチ回路との間のインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００７８】
図８において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。また、上記バルン２の出力端とスイッチ回路３の入力端との間にインピーダンス素子７１，７２を接続している。
【００７９】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａからバルン２を介して見たスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスもＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを、ある程度の大きさまでに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を介してスイッチ回路３側を見た入力インピーダンスとの周波数毎の比によって、最適な信号伝達が起こる。さらに、インピーダンス素子７１，７２を接続することで、ＬＮＡの出力Ａ点から、差動信号を生成するバルン２を通してスイッチ回路３側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少する。したがって、ＬＮＡ１からスイッチ回路３へのより最適な信号伝達が起こる。
【００８０】
（第７実施形態）
次に、この発明の第７実施形態のミキサ回路の構成に関し、図９を参照して説明する。なお、図９に示すミキサ回路は、ＬＮＡに接続されたインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００８１】
図９において、１はＬＮＡを構成する回路、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。また、ＲＦ信号が入力される入力端子と増幅段トランジスタＭ１との間にインピーダンス素子８１を接続し、増幅段トランジスタＭ１の接地側端子とグランドとの間に、ＬＮＡ１の線形性を向上させるインピーダンス素子８２を接続している。
【００８２】
この第７実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、インピーダンス素子８１，８２を接続することによって、ＬＮＡ１の線形性が増し、ミキサ回路としての性能向上につながる。
【００８３】
なお、この発明のミキサ回路の実施形態は、上記第１〜第７実施形態に限られるものではなく、例えば、第１〜第７実施形態を適宜組み合わせたものでもよい。
【００８４】
また、上記第１〜第７実施形態では、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタを用いたＬＮＡ１を備えたミキサ回路について説明したが、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタやバイポーラトランジスタを用いたＬＮＡを備えたミキサ回路にこの発明を適用してもよい。
【００８５】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明のミキサ回路によれば、増幅段トランジスタに流す電流を増加しても、その増加分を電流源に流すことができるので、動作電流を増加してもカスコード段トランジスタサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタが飽和領域で動作可能となる。
【００８６】
また、この発明によって新たに電流源に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡの出力インピーダンスを高く保ったまま、３次相互変調歪インターセプトポイント（ＩＩＰ３）および変換電圧利得（ゲイン）を所望の値に調整することが可能となる。
【００８７】
さらに、高いゲインを得るために必要となる大きな電流量でも対処可能となるため、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図２】図２は上記ミキサ回路の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】図３は上記ミキサ回路の他の具体的な構成を示す図である。
【図４】図４はこの発明の第２実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図５】図５はこの発明の第３実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図６】図６はこの発明の第４実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図７】図７はこの発明の第５実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図８】図８はこの発明の第６実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図９】図９はこの発明の第７実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図１０】図１０は従来あるギルバードセル型ミキサ回路の構成を示す図である。
【図１１】図１１は一般的なＬＮＡに、差動信号を生成するバルンとスイッチ回路を組み合わせた構成を示す図である。
【符号の説明】
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）
２…バルン
３…スイッチ回路
４…局部発振回路
１１…電流源（電流パス）
１２…第１の出力負荷
３１，３２…第２の出力負荷
４１，６１，７１，７２，８１，８２…インピーダンス素子
５１…フィードバック回路
５２…キャパシタ
５３…インダクタ
５４…抵抗
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体素子を用いたミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的なミキサ回路は、高周波信号（ＲＦ）と局部発振信号ＬＯの乗算結果として中間周波信号（ＩＦ）を生成する。テレビチューナー等に用いられる広帯域の無線通信では、チャンネル間の相互干渉を防ぐために、線形性の高い（歪の小さい）ミキサ回路が必要となる。さらに、高周波帯で信号を増幅するには、コストのかかるアンプを何段も用意する必要がある。したがって、線形性を確保しつつ、変換電圧利得を向上できるようなミキサ回路を半導体集積回路で構成し、かつ低電力で駆動するためには、従来と異なるミキサ回路の構成が必要となる。
【０００３】
上記ミキサ回路の一つとして、図１０に示すようなギルバートセル型ミキサとよばれる回路がある（例えば、非特許文献１参照）。このギルバートセル型ミキサの回路構成は、１つの差動ペア回路（増幅段）と、２つの差動ペア回路（スイッチ段）を交差接続した回路を直列に接続する。図１０に示す回路は、ＲＦ信号および局部発振信号ＬＯの両方が、バランス入力（入力端子が２個あり、その２端子間に信号を加える）される。図１０においてＭＡは電流源となるトランジスタ、ＭＢ，ＭＣは増幅段を構成するトランジスタであり、ＭＤ〜ＭＧはスイッチ段を構成するトランジスタ、１１１，１１２は出力負荷である。
【０００４】
上記ギルバートセル形ミキサは、ＲＦ信号が差動で増幅段トランジスタに入力するが、このとき、増幅段トランジスタＭＢ，ＭＣで発生する雑音は、
【０００５】
【数１】
【０００６】
また、上記ギルバートセル型ミキサは、電流源としてトランジスタＭＡを用いているため、トランジスタを３段に積み上げた構成となり、トランジスタの駆動電圧を十分に保つために電源電圧が高くなるという問題もある。
【０００７】
図１１は、低雑音性能と低電源電圧化を同時に実現させるミキサ回路を示す。上記ミキサ回路は、低雑音増幅器（以下、ＬＮＡという）１０１の出力を、ＤＣ電圧をカットするキャパシタ１２２を介して差動信号を生成するバルン１０２を通した後、バルン１０２からの差動信号と局部発振回路１０４からの局部発振信号ＬＯがスイッチ回路１０３にバランス入力されて周波数変換される。図１１において、ＬＮＡ１０１の一般的な構成の一つとして、カスコード接続型のＬＮＡを用いている。
【０００８】
このカスコード接続型のＬＮＡ１０１は、抵抗などの素子１１３を通してバイアス電圧を与えたＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタＭ１０１と、カスコード段として一定電圧を与えたトランジスタＭ１０２と、そのカスコード段トランジスタＭ１０２に接続された出力負荷１２１とを有する。ＲＦ信号は抵抗などの素子１１３を通してバイアス電圧が与えられ、線形性を保つための負荷１１４，１１５をそれぞれ増幅段トランジスタＭ１０１のゲート，ソースに接続することが多い。
【０００９】
図１１に示すミキサ回路において、ＲＦ信号が入力される増幅段トランジスタで発生する雑音は、
【数２】
【００１０】
また、図１１に示したミキサ回路において、スイッチ回路１０３は、ＬＮＡ１０１に流れる電流と独立している。このため、ＬＮＡ１０１に流す電流の最適値と、スイッチ回路に流す電流の最適値とが独立して設定できる利点に加え、トランジスタを２段以上に組むことがないため、電源電圧を抑えることも可能となる。
【００１１】
【非特許文献１】
アラン・ビー・グレベン（Ａｌａｎ Ｂ． Ｇｒｅｂｅｎｅ）著、「バイポーラおよびＭＯＳアナログ集積回路デザイン（Ｂｉｐｏｌａｒ ａｎｄ ＭＯＳ Ａｎａｌｏｇ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ）」、第１版、ウィリー・インターサイエンス（Ｗｉｌｅｙ−Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅｎｃｅ）、１９８４年１月９日、ｐ．４６９〜４７９
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
このような図１１に示すミキサ回路では、ＬＮＡ１０１から出力されるシングルエンド信号をバルン１０２により差動信号に変換し、ＬＮＡ１０１で増幅されたＲＦ信号および局部発振信号ＬＯがバランス入力するスイッチ回路１０３で周波数変換するミキサ回路において、変換電圧利得および線形性を向上させる手法の１つに、ＬＮＡ１０１の動作電流の増加を挙げることができる。しかし、そのままの構成では、電流増加に伴って増幅段トランジスタが飽和領域で動作できなくなるため、増幅段およびカスコード段トランジスタサイズまたは電源電圧の増加を余儀なくされる。
【００１３】
ところで、差動信号を生成するバルンを通してスイッチ回路のトランジスタをみたインピーダンスは、ＲＦ信号の幅広い周波数帯域に対して一定とならない。また、動作電流を増加させる目的で、ＬＮＡの増幅段およびカスコード段トランジスタサイズを増加させると、カスコード段トランジスタサイズに依存してＬＮＡの出力インピーダンスが小さくなり、２つのインピーダンスの関係により、ＲＦ信号の周波数によっては、ＬＮＡからスイッチ回路への信号伝達が弱まってしまう。以上のような問題のため、変換電圧利得および線形性を向上させる目的で、ＬＮＡのカスコード段トランジスタサイズは、あるサイズ以上に大きくすることはできない。
【００１４】
そこで、この発明の目的は、カスコード段トランジスタサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタが飽和領域で動作でき、良好な変換電圧利得および線形性を有するミキサ回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明のミキサ回路は、入力信号用端子を介して入力された入力信号を増幅するカスコード接続された増幅段トランジスタおよびカスコード段トランジスタと、上記カスコード段トランジスタの出力端子に接続された第１の出力負荷と、上記カスコード段トランジスタから出力されたシングルエンド信号を差動信号に変換するバルンと、上記バルンからの差動信号と局部発振信号とを混合するスイッチ回路とを備えたミキサ回路であって、上記増幅段トランジスタと上記カスコード段トランジスタとの接続点に接続され、上記増幅段トランジスタに電流を流す電流源を備えたことを特徴とする。
【００１６】
上記構成のミキサ回路によれば、増幅段トランジスタに流す電流を増加しても、その増加分を電流源（電流パス）により流すことができるので、動作電流を増加してもカスコード段トランジスタサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタが飽和領域で動作可能となる。
【００１７】
一般的なＬＮＡの電流パラメータは、増幅段とカスコード段トランジスタに流れる電流であったが、この発明によって新たに電流源に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡの出力インピーダンスを最適な状態に保ったまま、３次相互変調歪インターセプトポイント（ＩＩＰ３）および変換電圧利得（ゲイン）を所望の値に調整することが可能となる。また、高いゲインを得るのために必要となる大きな電流量でも対処可能となるため、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。
【００１８】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号がゲートに印加される上記増幅段トランジスタのドレインに、ゲートに一定電圧が印加された上記カスコード段トランジスタのソースを接続し、上記カスコード段トランジスタのドレインに上記第１の出力負荷の一端と上記バルンの入力端を接続し、上記増幅段トランジスタと上記カスコード段トランジスタとの接続点に上記電流源としてトランジスタを接続したことを特徴とする。
【００１９】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記増幅段トランジスタのサイズとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡは、ゲートに第１の入力信号（ＲＦ）が加えられる増幅段トランジスタのドレインに、ゲートに一定電圧を加えたカスコード段トランジスタのソースを接続し、そのドレインは、ＬＮＡの出力端子となると同時に第１の出力負荷を接続する。このＬＮＡの出力には、差動信号を生成するバルンの入力端を接続する。
【００２０】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記スイッチ回路は、上記バルンの一方の出力端にソースが接続され、ゲートに局部発振信号が印加される第１，第２のトランジスタからなるトランジスタ作動対と、上記バルンの他方の出力端にソースが接続され、ゲートに局部発振信号が印加される第３，第４のトランジスタからなるトランジスタ作動対とを有し、上記第１，第３のトランジスタのドレインを互いに接続すると共に、上記第２，第４のトランジスタのドレインを互いに接続したことを特徴とする。
【００２１】
上記実施形態のミキサ回路によれば、差動信号を生成するバルンの出力端には、それぞれ差動対を構成する第１，第２のトランジスタのソースと、第３，第４のトランジスタのソースとが接続し、第１〜第４のトランジスタのゲートは、局部発振信号が加えられる。第１，第３のトランジスタのドレイン同士および第２，第４のトランジスタのドレイン同士を接続することで、入力信号と局部発振信号との混合した信号を生成する。
【００２２】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記増幅段トランジスタが飽和領域で動作するように上記電流源により上記増幅段トランジスタのドレインバイアス電流が調整されていることを特徴とする。
【００２３】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記増幅段トランジスタが飽和領域で動作するように電流源により増幅段トランジスタのドレインバイアス電流を調整することによって、増幅段トランジスタが線形領域にならないように電圧を補償することができる。
【００２４】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記増幅段トランジスタのサイズと上記カスコード段トランジスタのサイズとが異なる大きさであることを特徴とする。
【００２５】
上記実施形態のミキサ回路によれば、通常、カスコード段トランジスタと、増幅段トランジスタは、電流密度を一定にするために同サイズのトランジスタを用いるが、その間に電流源を挟むため、増幅段トランジスタの電流密度を増やすことで、ゲインを稼ぐことができると共に、上記増幅段トランジスタのサイズとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡの出力インピーダンスと、バルンを通してみたスイッチ側の入力インピーダンスとのマッチングを取りやすくすることができる。
【００２６】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記電流源は、カスコード接続された複数のトランジスタであることを特徴とする。
【００２７】
上記実施形態のミキサ回路によれば、電流源をカスコード接続された複数のトランジスタで構成することは、電流源を見たインピーダンスを高く設定することができ、電源側への信号の漏れを抑えることができる。また、電流源としてのカスコード接続された複数のトランジスタのうちの電源側のトランジスタが線形動作をしていても、電流源として動作できる。
【００２８】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記電流源に流れる電流をバイアス電圧により制御することを特徴とする。
【００２９】
上記実施形態のミキサ回路によれば、バイアス回路で電流源に流れる電流を制御できるので、ばらつきに強くできると共に、温度変化による電流の調整ができる回路を組むことが可能となる。
【００３０】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記スイッチ回路の出力端に接続された第２の出力負荷を備えたことを特徴とする。
【００３１】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記スイッチ回路の出力端に第２の出力負荷を接続することで、電圧信号を取り出すことができ、スイッチ回路の出力インピーダンスの調整ができる。また、スイッチ回路における最適なゲイン、ＩＩＰ３等の調整が可能になる。
【００３２】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、上記入力信号用端子とグランドとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００３３】
上記実施形態のミキサ回路によれば、周波数帯域の広いＲＦ信号が入力される場合、信号の反射を抑える回路が必要となるが、入力信号用端子とグランドとの間に接続されたインピーダンス素子によって、反射を抑えることができると共に、増幅段トランジスタの入力インピーダンスを調整することができる。
【００３４】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、上記カスコード段トランジスタと上記第１の出力負荷とを接続する接続点と、上記入力信号用端子との間にフィードバック回路を接続したことを特徴とする。
【００３５】
上記実施形態のミキサ回路によれば、周波数帯域の広いＲＦ信号が入力される場合、信号の反射を抑える回路が必要となるが、カスコード段トランジスタと第１の出力負荷とを接続する接続点と入力信号用端子との間にフィードバック回路によって反射を抑えることができる。また、増幅段トランジスタの入力インピーダンスを調整することができ、ミキサ回路全体としての広帯域なＲＦ信号に対して、ミキサ回路全体のゲイン平坦性を保つことができる。
【００３６】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記カスコード段トランジスタと上記第１の出力負荷とを接続する接続点と上記バルンの入力端との間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００３７】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記カスコード段トランジスタと第１の出力負荷とを接続する接続点からバルンを介してスイッチ回路側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少するので、広い周波数帯域のＲＦ信号に対して、どの周波数でも平坦なインピーダンスマッチングを取る手助けとなる。
【００３８】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記バルンの出力端と上記スイッチ回路の入力端との間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００３９】
上記実施形態のミキサ回路によれば、上記カスコード段トランジスタと第１の出力負荷とを接続する接続点からバルンを介してスイッチ回路側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少するので、広い周波数帯域のＲＦ信号に対して、どの周波数でも平坦なインピーダンスマッチングを取る手助けとなる。
【００４０】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、上記入力信号用端子と上記増幅段トランジスタとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００４１】
上記実施形態のミキサ回路によれば、インダクティブデジェネレーションという技術で、増幅段トランジスタとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡの出力インピーダンスマッチングを取ると共に、線形性を良くする。
【００４２】
また、一実施形態のミキサ回路は、上記増幅段トランジスタの接地側端子とグランドとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
【００４３】
上記実施形態のミキサ回路によれば、インダクティブデジェネレーションという技術で、増幅段トランジスタとカスコード段トランジスタを用いて構成されるＬＮＡの出力インピーダンスマッチングを取ると共に、線形性を良くする。
【００４４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明のミキサ回路を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００４５】
（第１実施形態）
この発明の第１実施形態のミキサ回路の構成に関し、図１を参照して説明する。図１において、１は入力端子を介して入力されたＲＦ（無線周波数）信号を増幅するＬＮＡ（低雑音増幅器）、２は上記ＬＮＡ１からのＲＦ信号（シングルエンド信号）を差動信号に変換するバルン、３は上記バルン２からの差動信号と局部発振信号ＬＯを混合するスイッチ回路、４は上記スイッチ回路３に局部発振信号ＬＯを供給する局部発振回路である。上記増幅段トランジスタＭ１およびカスコード段トランジスタＭ２はカスコード接続されている。
【００４６】
上記ＬＮＡ１において、Ｍ１は高周波信号ＲＦを増幅する増幅段トランジスタ、Ｍ２は高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタ、１１は電流源（電流パス）、１２はＬＮＡ１の変換電圧利得を与える第１の出力負荷である。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａ（カスコード段トランジスタＭ２と第１の出力負荷１１との接続点）とバルン２の入力端を接続している。上記バルン２の差動信号が出力される出力端を、スイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振回路４からの局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることで、スイッチング動作して、中間周波信号ＩＦ（図１のＩＦ＋，ＩＦ−）を出力する。
【００４７】
上記局部発振信号ＬＯは、信号波形のピークが電源電圧に至らない範囲で、最大の変換電圧利得が得られるような強度の信号とする。実際の局部発振信号ＬＯは、局部発振回路４の電圧制御発振器（ＶＣＯ）から供給される。結果的に、ＲＦ信号と局部発振信号ＬＯによるスイッチング動作により、積として中間周波信号ＩＦを出力する。
【００４８】
ここで、図１におけるミキサ回路の動作について説明する。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａから差動信号を生成するバルン２を通して見たときのスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域のＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスもＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、出力インピーダンスの大きさを決定する一つの要素であるカスコード段トランジスタＭ２のインピーダンスを、ある程度の大きさに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を通してスイッチ回路３を見た入力インピーダンスとの比によって、最適な信号伝達が起こる。
【００４９】
これに対して、変換電圧利得（ゲイン）や３次相互変調歪インターセプトポイント（ＩＩＰ３）を向上させる目的で、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加させる電流源１１を設けたことにより、カスコード段トランジスタＭ２のインピーダンスを制限したまま、増幅段トランジスタＭ１の電流量を調整することが可能になる。上記増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加しても、カスコード段のインピーダンスや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を最適な値に調整可能となる。
【００５０】
一般的なＬＮＡ１の電流パラメータは、増幅段トランジスタＭ１とカスコード段トランジスタＭ２に流れる電流であったが、この発明によって新たに電流源１１に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡ１の出力インピーダンスを最適な状態に保ったまま、ゲインやＩＩＰ３を所望の値に調整することが可能となる。また、スイッチ回路３は、ＬＮＡ１とは別に電流値が調整できるため、ＬＮＡ１に最適な電流値およびスイッチ回路３に最適な電流量が確保でき、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。
【００５１】
次に、この発明の第１実施形態のミキサ回路の構成に関し、図２を参照して具体的に説明する。図２において、１はＬＮＡ、２はバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。ＬＮＡ１において、Ｍ１はＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタ、Ｍ２は高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタ、Ｍ７はこの発明で提案する電流源を構成するトランジスタ、２１はＲＦ信号の広い周波数帯域に対してゲインを生成する第１の出力負荷としてのチョークコイルである。上記入力信号である高周波信号ＲＦが増幅段トランジスタＭ１のゲートに印加され、増幅段トランジスタＭ１ののドレインにカスコード段トランジスタＭ２のソースを接続している。また、上記カスコード段トランジスタＭ２のドレインに第１の出力負荷１２の一端を接続し、増幅段トランジスタＭ１とカスコード段トランジスタＭ２との接続点である出力端子Ａに電流源１１を接続している。ＲＦ信号は、抵抗などのインピーダンス素子２３を通して与えられるバイアス電圧ｂｉａｓ０とあわせて、増幅段トランジスタＭ１のゲートに供給される。
【００５２】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａと、広い周波数帯域をもつ伝送線路トランスであるバルン２の一方の入力端を、ＤＣ電圧をカットするキャパシタ２２を介して接続する。上記バルン２の他方の入力端をグランドに接続して接地することにより、バルン２の出力端から差動信号を出力する。上記バルン２の出力側は、その中心をグランドに接続して接地することにより、差動信号にＤＣ成分の電位を与える。
【００５３】
次に、上記バルン２の出力端は、スイッチ回路３の入力端（図２中のＢ点，Ｃ点）に接続している。上記スイッチ回路３は、トランジスタＭ３〜Ｍ６から構成されており、スイッチ回路３の一方の入力端であるＢ点には、トランジスタＭ３，Ｍ４のソースが、スイッチ回路３の他方の入力端であるＣ点には、トランジスタＭ５，Ｍ６のソースが接続されている。上記第１，第２のトランジスタの一例としてのトランジスタＭ３，Ｍ４および第３，第４のトランジスタの一例としてのトランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには、局部発振回路４からの局部発振信号ＬＯがそれぞれ印加される。上記トランジスタＭ３，Ｍ５のドレインを互いに接続すると共に、トランジスタＭ４，Ｍ６のドレインを互いに接続している。そして、トランジスタＭ４，Ｍ６のドレインの接続部と、トランジスタＭ３，Ｍ５のドレインの接続部からＩＦ信号（図２ではＩＦ＋，ＩＦ−）を取り出す。
【００５４】
ここで、図２に示すミキサ回路の動作について説明する。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａからバルン２を通して見たときのスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスも広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを、ある程度の大きさまでに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を介してスイッチ回路３側を見た入力インピーダンスとの比によって、最適な信号伝達が起こる。
【００５５】
これに対して、ゲインやＩＩＰ３を向上させる目的で、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加させると、増幅段トランジスタＭ１のトランジスタサイズを増加させることになるが、電流源であるトランジスタＭ７を設けたことにより、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを制限したまま、増幅段トランジスタＭ１のサイズを調整することが可能になる。これにより、増幅段トランジスタＭ１の動作電流を増加しても、カスコード段トランジスタＭ２のサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタＭ１が飽和領域で動作可能となる。
【００５６】
一般的なＬＮＡ１の電流パラメータは、増幅段とカスコード段トランジスタに流れる電流であったが、この発明によって新たに電流源となるトランジスタＭ７に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡ１の出力インピーダンスを最適な状態に保ったまま、ゲインやＩＩＰ３を所望の値に調整することが可能となる。また、スイッチ回路３は、ＬＮＡ１とは別に電流値が調整できるため、ＬＮＡ１に最適な電流値と、スイッチ回路３に最適な電流量が同時に確保できる。ゲインやＩＩＰ３の調整が可能となったため、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。また、電流源としてゲートにバイアス電圧ｂｉａｓ２が印加されたトランジスタＭ７で構成することによって、バイアス回路による電流制御が可能となる。
【００５７】
図２において、負荷２１はチョークコイルとして説明したが、ＲＦ信号の周波数帯域に対して、ゲインを生成するのに十分なインピーダンスを持つ負荷であれば何でもよく、例としてトランジスタなどでも良い。また、差動信号を生成するバルン２は、出力端にＤＣ電圧と増幅されたＲＦ信号が差動で与えられるものであれば何でもよく、図２中に示したものに限定されるものではない。また、スイッチ回路３は、トランジスタＭ４〜Ｍ７で構成されたものに限定されるものではない。
【００５８】
次に、この発明の第１実施形態のミキサ回路の他の構成に関し、図３を参照して説明する。図３において、１はＬＮＡを構成する回路、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路である。ＬＮＡ１において、トランジスタＭ８，Ｍ９はこの発明で提案する電流源を、より安定に電流を供給することを目的として、カスコード接続で構成したトランジスタである。上記トランジスタＭ８，Ｍ９のゲートには、それぞれバイアス電圧ｂｉａｓ３，ｂｉａｓ４が印加されている。
【００５９】
このように、電流源を構成するトランジスタＭ８，Ｍ９をカスコード構成にすることにより、より厳密なバイアス回路による制御を可能にする。
【００６０】
（第２実施形態）
次に、この発明の第２実施形態のミキサ回路の構成に関し、図４を参照して説明する。なお、図４に示すミキサ回路は、スイッチ回路３の出力端に接続される負荷を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００６１】
図４において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。上記第２の出力負荷３１，３２を電源電圧ＶＤＤとスイッチ回路３の出力端との間に接続している。上記第２の出力負荷３１，３２によりスイッチ回路３のゲインを生成する。
【００６２】
上記ＬＮＡ１は、上記第１実施形態のミキサ回路と同様に、ＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタＭ１と、高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタＭ２と、電流源（電流パス）１１と、ＬＮＡ１の変換電圧利得を与える第１の負荷１２で構成されている。
【００６３】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａとバルン２の入力端を接続している。上記バルン２の差動信号が出力される出力端をスイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることで、スイッチング動作をし、ＩＦ信号を出力する。
【００６４】
この第２実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、スイッチ回路３の出力端に第２の出力負荷３１，３２を付加することによって、スイッチ回路３の出力インピーダンスの調整ができるようになる。また、スイッチ回路３における最適なゲイン、ＩＩＰ３等の調整が可能になる。
【００６５】
（第３実施形態）
次に、この発明の第３実施形態のミキサ回路の構成に関し、図５を参照して説明する。なお、図５に示すミキサ回路は、ＬＮＡの入力端子に接続されるキャパシタとインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００６６】
図５において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。また、ＲＦ信号が入力される入力端子とグランドとの間にインピーダンス素子４１を接続すると共に、ＲＦ信号が入力される入力端子とＬＮＡ１の入力端との間にキャパシタ４２を接続している。上記インピーダンス素子４１は広帯域な信号成分を有するＲＦ信号によって、周波数特性が劣化しないように設定している。また、ＲＦ信号は、ＤＣ電圧をカットするために接続されたキャパシタ４２を介して増幅段トランジスタＭ１に入力される。上記ＬＮＡ１は、上記第１実施形態のミキサ回路と同様に、ＲＦ信号を増幅する増幅段トランジスタＭ１と、高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタＭ２と、電流源（電流パス）１１と、ＬＮＡ１の変換電圧利得を与える第１の出力負荷１２で構成されている。
【００６７】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａとバルン２の入力端を接続している。上記バルン２の出力側をスイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることにより、スイッチング動作をし、ＩＦ信号を出力する。
【００６８】
この第３実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、ＲＦ信号の入力端子とグランドとの間に、インピーダンス素子４１を付加することにより、ＬＮＡ１の入力インピーダンスを調整することができる。上記キャパシタ４２によって、ＲＦ信号のＤＣ電圧と、増幅段トランジスタＭ１にかかるバイアス電圧とをカット（分離）することで、増幅段トランジスタＭ１の入力に最適なＤＣバイアス電圧がかけられる。
【００６９】
（第４実施形態）
次に、この発明の第４実施形態のミキサ回路の構成に関し、図６を参照して説明する。なお、図６に示すミキサ回路は、入力側のフィードバック回路とキャパシタを除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００７０】
図６において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。上記ＬＮＡ１の出力端子Ａとバルン２の入力端を接続すると共に、出力端子ＡとＲＦ信号が入力される入力端子との間にフィードバック回路５１を接続している。上記フィードバック回路５１は、ＤＣ電圧をカットするキャパシタ５２、インダクタ５３、抵抗５４を直列に接続して構成されている。なお、このフィードバック回路は、回路設計に応じて、抵抗のみでも良いし、抵抗−キャパシタ、抵抗−インダクタ、抵抗−インダクタ−キャパシタなどのインピーダンス素子の何れの組み合わせでも良い。ＲＦ信号は、ＤＣ電圧をカットするために接続されたキャパシタ４２を介して増幅段トランジスタＭ１のゲートに入力される。
【００７１】
上記フィードバック回路５１は、広帯域な信号成分を有するＲＦ信号によって周波数特性が劣化しないように、かつ、広帯域な信号成分を有するＲＦ信号に対してミキサ回路全体のゲイン平坦性を保つように設定されている。上記ＬＮＡ１は、第１実施形態のミキサ回路と同様に、ＲＦ信号の増幅段トランジスタＭ１と、高出力インピーダンスを達成するためのカスコード段トランジスタＭ２と、電流源（電流パス）１１と、ＬＮＡ１の変換電圧利得を与える負荷１２で構成されている。
【００７２】
そして、上記バルン２の出力側は、スイッチ回路３の第１の入力端に接続している。同時に、スイッチ回路３は、局部発振回路４からの局部発振信号ＬＯが第２の入力端に加えられることで、スイッチング動作をし、ＩＦ信号を出力する。
【００７３】
この第４実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、フィードバック回路５１を付加することにより、ＬＮＡ１の入力インピーダンスを調整することができ、ミキサ回路全体としての広帯域なＲＦ信号に対して、ミキサ回路全体のゲイン平坦性を保つことができる。また、上記キャパシタ４２は、ＲＦ信号のＤＣ電圧および増幅段トランジスタＭ１にかかるバイアス電圧をカットすることで、増幅段トランジスタＭ１の入力に最適なＤＣバイアス電圧がかけられる。
【００７４】
（第５実施形態）
次に、この発明の第５実施形態のミキサ回路の構成に関し、図７を参照して説明する。なお、図７に示すミキサ回路は、ＬＮＡとバルンとの間のインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００７５】
図７において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。６１はＬＮＡ１と差動信号を生成するバルン２との間に接続されたインピーダンス素子である。
【００７６】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａからバルン２を介して見たスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスもＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを、ある程度の大きさまでに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を通してスイッチ回路３を見た入力インピーダンスとの周波数毎の比によって、最適な信号伝達が起こる。さらに、インピーダンス素子６１を接続することで、ＬＮＡの出力端子Ａからバルン２を介してスイッチ回路３側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少する。したがって、ＬＮＡ１からスイッチ回路３へのより最適な信号伝達が起こる。
【００７７】
（第６実施形態）
次に、この発明の第６実施形態のミキサ回路の構成に関し、図８を参照して説明する。なお、図８に示すミキサ回路は、バルンとスイッチ回路との間のインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００７８】
図８において、１はＬＮＡ、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。また、上記バルン２の出力端とスイッチ回路３の入力端との間にインピーダンス素子７１，７２を接続している。
【００７９】
上記ＬＮＡ１の出力端子Ａからバルン２を介して見たスイッチ回路３側の入力インピーダンスは、広い帯域な信号成分を有するＲＦ信号の周波数に対して一定にならない。同様に、ＬＮＡ１の出力インピーダンスもＲＦ信号の周波数に対して一定にはならない。しかしながら、カスコード段トランジスタＭ２のサイズを、ある程度の大きさまでに制限すると、ＬＮＡ１の出力インピーダンスと、差動信号を生成するバルン２を介してスイッチ回路３側を見た入力インピーダンスとの周波数毎の比によって、最適な信号伝達が起こる。さらに、インピーダンス素子７１，７２を接続することで、ＬＮＡの出力Ａ点から、差動信号を生成するバルン２を通してスイッチ回路３側を見たインピーダンスは、周波数に対する変化が減少する。したがって、ＬＮＡ１からスイッチ回路３へのより最適な信号伝達が起こる。
【００８０】
（第７実施形態）
次に、この発明の第７実施形態のミキサ回路の構成に関し、図９を参照して説明する。なお、図９に示すミキサ回路は、ＬＮＡに接続されたインピーダンス素子を除いて第１実施形態の図１に示すミキサ回路と同一の構成をしており、同一構成部は同一参照番号を付している。
【００８１】
図９において、１はＬＮＡを構成する回路、２は差動信号を生成するバルン、３はスイッチ回路、４は局部発振回路である。また、ＲＦ信号が入力される入力端子と増幅段トランジスタＭ１との間にインピーダンス素子８１を接続し、増幅段トランジスタＭ１の接地側端子とグランドとの間に、ＬＮＡ１の線形性を向上させるインピーダンス素子８２を接続している。
【００８２】
この第７実施形態のミキサ回路では、上記第１実施形態のミキサ回路と同様の効果を有すると共に、インピーダンス素子８１，８２を接続することによって、ＬＮＡ１の線形性が増し、ミキサ回路としての性能向上につながる。
【００８３】
なお、この発明のミキサ回路の実施形態は、上記第１〜第７実施形態に限られるものではなく、例えば、第１〜第７実施形態を適宜組み合わせたものでもよい。
【００８４】
また、上記第１〜第７実施形態では、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタを用いたＬＮＡ１を備えたミキサ回路について説明したが、ｐチャンネルＭＯＳトランジスタやバイポーラトランジスタを用いたＬＮＡを備えたミキサ回路にこの発明を適用してもよい。
【００８５】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明のミキサ回路によれば、増幅段トランジスタに流す電流を増加しても、その増加分を電流源に流すことができるので、動作電流を増加してもカスコード段トランジスタサイズや電源電圧を増加することなく、増幅段トランジスタが飽和領域で動作可能となる。
【００８６】
また、この発明によって新たに電流源に流れる電流パラメータが加わるため、ＬＮＡの出力インピーダンスを高く保ったまま、３次相互変調歪インターセプトポイント（ＩＩＰ３）および変換電圧利得（ゲイン）を所望の値に調整することが可能となる。
【００８７】
さらに、高いゲインを得るために必要となる大きな電流量でも対処可能となるため、ミキサ回路としての性能がさらに向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１はこの発明の第１実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図２】図２は上記ミキサ回路の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】図３は上記ミキサ回路の他の具体的な構成を示す図である。
【図４】図４はこの発明の第２実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図５】図５はこの発明の第３実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図６】図６はこの発明の第４実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図７】図７はこの発明の第５実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図８】図８はこの発明の第６実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図９】図９はこの発明の第７実施形態のミキサ回路の構成を示す図である。
【図１０】図１０は従来あるギルバードセル型ミキサ回路の構成を示す図である。
【図１１】図１１は一般的なＬＮＡに、差動信号を生成するバルンとスイッチ回路を組み合わせた構成を示す図である。
【符号の説明】
１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）
２…バルン
３…スイッチ回路
４…局部発振回路
１１…電流源（電流パス）
１２…第１の出力負荷
３１，３２…第２の出力負荷
４１，６１，７１，７２，８１，８２…インピーダンス素子
５１…フィードバック回路
５２…キャパシタ
５３…インダクタ
５４…抵抗
Claims (14)
- 入力信号用端子を介して入力された入力信号を増幅するカスコード接続された増幅段トランジスタおよびカスコード段トランジスタと、上記カスコード段トランジスタの出力端子に接続された第１の出力負荷と、上記カスコード段トランジスタから出力されたシングルエンド信号を差動信号に変換するバルンと、上記バルンからの差動信号と局部発振信号とを混合するスイッチ回路とを備えたミキサ回路であって、
上記増幅段トランジスタと上記カスコード段トランジスタとの接続点に接続され、上記増幅段トランジスタに電流を流す電流源を備えたことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記入力信号がゲートに印加される上記増幅段トランジスタのドレインに、ゲートに一定電圧が印加された上記カスコード段トランジスタのソースを接続し、上記カスコード段トランジスタのドレインに上記第１の出力負荷の一端と上記バルンの入力端を接続し、上記増幅段トランジスタと上記カスコード段トランジスタとの接続点に上記電流源としてトランジスタを接続したことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記スイッチ回路は、上記バルンの一方の出力端にソースが接続され、ゲートに局部発振信号が印加される第１，第２のトランジスタからなるトランジスタ作動対と、上記バルンの他方の出力端にソースが接続され、ゲートに局部発振信号が印加される第３，第４のトランジスタからなるトランジスタ作動対とを有し、上記第１，第３のトランジスタのドレインを互いに接続すると共に、上記第２，第４のトランジスタのドレインを互いに接続したことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記増幅段トランジスタが飽和領域で動作するように上記電流源により上記増幅段トランジスタのドレインバイアス電流が調整されていることを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記増幅段トランジスタのサイズと上記カスコード段トランジスタのサイズとが異なる大きさであることを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記電流源は、カスコード接続された複数のトランジスタであることを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記電流源に流れる電流をバイアス電圧により制御することを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記スイッチ回路の出力端に接続された第２の出力負荷を備えたことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、
上記入力信号用端子とグランドとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、
上記カスコード段トランジスタと上記第１の出力負荷とを接続する接続点と、上記入力信号用端子との間にフィードバック回路を接続したことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記カスコード段トランジスタと上記第１の出力負荷とを接続する接続点と上記バルンの入力端との間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記バルンの出力端と上記スイッチ回路の入力端との間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記入力信号が入力信号用端子を介して上記増幅段トランジスタに入力され、
上記入力信号用端子と上記増幅段トランジスタとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とするミキサ回路。 - 請求項１に記載のミキサ回路において、
上記増幅段トランジスタの接地側端子とグランドとの間にインピーダンス素子を接続したことを特徴とするミキサ回路。
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Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
| KR100737949B1 (ko) | 2005-08-30 | 2007-07-13 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 선형성이 개선된 증폭회로 및 이를 이용한 주파수 변환기. |
| US7623839B2 (en) | 2006-03-10 | 2009-11-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit |
| WO2010023783A1 (ja) * | 2008-08-28 | 2010-03-04 | 日本電気株式会社 | 通信装置及び通信装置の構成方法 |
| US8121579B2 (en) | 2008-02-28 | 2012-02-21 | Hitachi, Ltd. | Active mixer circuit and a receiver circuit or a millimeter-wave communication unit using it |
-
2003
- 2003-05-30 JP JP2003153837A patent/JP2004357091A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100737949B1 (ko) | 2005-08-30 | 2007-07-13 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 선형성이 개선된 증폭회로 및 이를 이용한 주파수 변환기. |
| US7623839B2 (en) | 2006-03-10 | 2009-11-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit |
| US8121579B2 (en) | 2008-02-28 | 2012-02-21 | Hitachi, Ltd. | Active mixer circuit and a receiver circuit or a millimeter-wave communication unit using it |
| WO2010023783A1 (ja) * | 2008-08-28 | 2010-03-04 | 日本電気株式会社 | 通信装置及び通信装置の構成方法 |
| JPWO2010023783A1 (ja) * | 2008-08-28 | 2012-01-26 | 日本電気株式会社 | 通信装置及び通信装置の構成方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050810 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20080520 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
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| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20080930 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |