JPWO2010023783A1

JPWO2010023783A1 - 通信装置及び通信装置の構成方法

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Publication number: JPWO2010023783A1
Application number: JP2010526489A
Authority: JP
Inventors: 田中　昭生; 昭生田中
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2008-08-28
Filing date: 2009-05-14
Publication date: 2012-01-26
Also published as: WO2010023783A1

Abstract

受動素子により構成され且つ濾波特性を変更可能な複素フィルタの濾波特性を改善するため、無線又は有線の通信装置１は、周波数変換器１０１、受動素子で構成されたロウパスフィルタ１０２、及び受動素子で構成された複素フィルタ１０４を有する。周波数変換器１０１は、通信に用いる所定の周波数を有する信号を入力して別の周波数を有する信号を出力する。ロウパスフィルタ１０２は周波数変換器１０１につながる。また、複素フィルタ１０４はロウパスフィルタ１０２につながる。

Description

本発明は、高速、広帯域な通信装置に関し、特に受動素子により構成され且つ濾波特性を変更可能な複素フィルタを使用した無線又は有線の通信装置に関する。

近年無線通信においては広帯域通信が必要とされ、IEEE802.11a規格などでは５４Ｍｂｉｔ／ｓの広帯域通信が実用化されている。さらに近年、WiMedia規格において、４８０５４Ｍｂｉｔ／ｓクラスの無線通信であるウルトラワイドバンド（ＵＷＢ：Ultra Wide Band）の規格策定が行われている。このような無線通信では、シャノンの法則から無線伝送に必要とされる占有周波数帯域は非常に広いものとなり、例えばＵＷＢでは３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚにわたる広い周波数帯域を使用する。このようなＵＷＢの特徴を活かして、有線通信にＵＷＢ無線の考え方や構成を取り入れた、ＵＷＢケーブル通信も存在する。

特許文献１は、基本的なＵＷＢ通信装置の動作を開示している。ＵＷＢの各バンドは約５００ＭＨｚの帯域で構成されている。図３２Ａに示すようにＵＷＢ信号は、シンボル（図３２Ａの図形３２０１）ごとに各バンドを順次ホッピングする。受信器は、ダイレクトコンバージョンの構成を持ち、シンボル周期ごとに周波数ホッピングするローカル信号を生成する（図３２Ｂ）。受信信号は、ミキサで５００ＭＨｚ帯域のベースバンド信号にダウンコンバートされたのち、サンプリング周波数５００ＭｓｐｓのＡ／Ｄ変換器によってデジタル信号に変換される。送信器は、５００ＭｓｐｓのＤ／Ａ変換器を持ち、周波数ホッピングするローカル信号を用いてベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。

一方、特許文献２に開示された通信装置は、ローカル周波数を切り替えることなくｆ１に固定で設定しながら、ホッピングする信号を受信する（図３２Ｃ、図３１Ｃ）。具体的に述べると、特許文献２に開示された通信装置では、２１１２Ｍｓｐｓのサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換器が高速サンプリングを行い、受信信号をデジタル信号に変換する。ＵＷＢの１バンドは５２８ＭＨｚ帯域を持つ。特許文献２に開示された通信装置は、ｆ１に固定されたローカル周波数を用いてダウンコンバートした３バンドの信号を順次Ａ／Ｄ変換していくため、信号は−２６４〜＋１３２０ＭＨｚの範囲に存在する。バンド１（中心周波数ｆ１）はＤＣ（Direct Current）付近に存在するが、バンド２（中心周波数ｆ２）及びバンド３（中心周波数ｆ３）はまだ高周波のＩＦ周波数を持つ。このため、特許文献２に開示された通信装置は、さらにデジタル領域でダウンコンバートを行う。

特許文献３は、複素フィルタを用いたロウＩＦ（Ｌｏｗ−ＩＦ）方式のＵＷＢ通信装置を開示している（図３１Ａ）。図３１Ａの通信装置３１００は、マルチバンド発生器３１０１を有している。マルチバンド発生器３１０１は、バンド中心周波数から所定量だけ周波数シフトさせたローカル信号を、周波数ホッピングする複数のバンドのそれぞれに応じて発生する。

特許文献４は、ホッピングフィルタを用いてマルチキャリアの分波を行う受信機を開示している。特許文献４に開示された受信機の構成を図３１Ｂに示す。図３１Ｂの受信機３１１０は、ホッピングフィルタ３１１１の後段に直交変調器が配置されている。つまり、特許文献４に開示された受信装置が有するホッピングフィルタは複素フィルタではない。特許文献４に開示された受信機は、ＲＦ領域でフィルタバンクを切り換えてマルチキャリアを分離する。

特許文献５は、図３３に示す構成を有する通信装置を開示している。図３３の通信装置３３００は、ベースバンドフィルタ３３０３、ミキサ３３０２、第１のＲＦフィルタ３３０４、ＲＦアンプ３３０１、及び第２のRFフィルタ３３０５を持つ。ベースバンドフィルタ３３０３、ミキサ３３０２、第１及び第２のＲＦフィルタ３３０４及び３３０５は、双方向に信号の伝搬が可能であり、これらの回路は送受信で兼用されている。通信装置３３００に含まれるＲＦアンプ３３０１は双方向に信号伝搬できないが、スイッチ３３０６及び３３０７を付加することでＲＦアンプ３３０１が送受信で兼用されている。

特許文献６に開示された通信装置は、ＲＦアンプ、ミキサ、ベースバンドフィルタ、及び可変ゲインアンプを持つ。特許文献６に開示された通信装置は、これらの各回路を送受信で兼用することで、回路規模の削減を図っている。特許文献７から１０に開示された通信装置も、ミキサ等の送受兼用に関して特許文献６と同様の構成を持つ。

特許文献１１に開示された通信装置は、送受信双方向に周波数変換が可能なミキサを持っている。これは、ダイオードの非線形を用いたミキサであり、双方向に周波数変換が可能だが、周波数変換に大きな減衰が伴う問題点を持っている。

特許文献１２は、本願と共通の発明者によって考案されたトランシーバを開示している。特許文献１２に開示されたトランシーバは、ミキサ、複素フィルタ、及びロウパスフィルタが順次接続された構成を有する。当該トランシーバが有するミキサは、バンドグループの中心周波数に設定された１つのローカル信号を用いてバンドグループ内の全てのサブバンドに関する周波数変換を実行する。そして複素フィルタは、その濾波特性を周波数ホッピングに合わせて高速に切り換える。このような構成により、周波数ホッピングを実現するために生じていたシンセサイザの回路規模及び消費電力の問題、ローカル信号の周波数に依存するローカルリークの問題、不要輻射（スプリアス）の問題等を軽減することができる。

米国特許出願公開第２００４／００４７２８５号明細書（図１０、図１１）特開２００６−１２１４３９号公報（図１、図４）特開２００６−１２１５４６号公報米国特許出願公開第２００６／００５１０３８号明細書特開２００４−２５４００９号公報特許第３７４６２０９号公報特開平０５−１２９９８４号公報特開２０００−０９１９４５号公報特開平０９−２５２３２４号公報特開２００４−００７４５１号公報特開２００６−２６１７９３号公報国際公開第２００８／０５６６１６号パンフレット

上述したように、特許文献１２には、ミキサ、複素フィルタ、及びロウパスフィルタが順次つながる構成が開示されている。しかしながら、特許文献１２には、ロウパスフィルタの構成に関しては記載がなく、ロウパスフィルタと複素フィルタの間のインピーダンス整合に関する開示はなされていない。また、その他の特許文献１〜１１にも、ロウパスフィルタと複素フィルタの間のインピーダンス整合に関する開示及び示唆は何ら含まれていない。

本発明は、上述した知見に基づいてなされたものであって、受動素子により構成され且つ濾波特性を変更可能な複素フィルタを使用した無線又は有線の通信装置において、複素フィルタの濾波特性を改善することを目的とする。

本発明の第１の態様にかかる通信装置は、周波数変換器、受動素子で構成されたロウパスフィルタ、及び受動素子で構成された第１の複素フィルタを有する。前記周波数変換器は、通信に用いる所定の周波数を有する信号を入力して別の周波数を有する信号を出力する。前記ロウパスフィルタは前記周波数変換器につながる。また、前記第１の複素フィルタは前記ロウパスフィルタにつながる。

上述したように、周波数変換器と、受動素子で構成されるロウパスフィルタと、受動素子で構成される複素フィルタを順次接続することで、受動素子により消費電力が実質的にゼロにできる効果を持ちながら、受動素子の特性インピーダンスを考慮した最適インピーダンス接続が可能となる。よって、インピーダンス不整合に起因する複素フィルタの濾波特性の悪化を抑制することができる。

本発明の第１の実施形態にかかる通信装置を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第１の適用例の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第１の適用例の動作を示す図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第１の適用例の動作を示す図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第１の適用例の動作を示す図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第１の適用例の動作を示す図である。インピーダンス変換器の構成例を示す回路図である。インピーダンス変換器の構成例を示す回路図である。インピーダンス変換器の構成例を示す回路図である。インピーダンス変換器の構成例を示す回路図である。インピーダンス変換器の構成例を示す回路図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第１の適用例の動作を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態の第１の適用例の動作を示す図である。本発明の第２の実施形態の第１の適用例の動作を示す図である。本発明の第２の実施形態の第１の適用例の動作を示す図である。本発明の第２の実施形態の第１の適用例の動作を示す図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第２の適用例の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第３の適用例の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第４の適用例の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第５の適用例の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態にかかる通信装置の第６の適用例の構成を示すブロック図である。本発明の第３の実施形態にかかる通信装置の構成を示すブロック図である。ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）の構成例を示す回路図である。ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）の構成例を示す回路図である。複素フィルタ及びこれに含まれる回路要素の構成例を示す図である。複素フィルタ及びこれに含まれる回路要素の構成例を示す図である。複素フィルタの特性を示す図である。複素フィルタ及びこれに含まれる回路要素の構成例を示す図である。複素フィルタ及びこれに含まれる回路要素の構成例を示す図である。複素フィルタの動作を示す図である。複素フィルタの動作を示す図である。複素フィルタの動作を示す図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の構成例を示す回路図である。ＲＦアンプと周波数変換器の動作を示す図である。本発明の実施の形態１乃至３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態１乃至３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態１乃至３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態１乃至３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態３にかかる通信装置の動作を示す図である。本発明の通信装置の動作を示す図である。本発明の実施の形態３にかかる通信装置の設定アルゴリズムを示す図である。背景技術に関する装置の構成を示す図である。背景技術に関する装置の構成を示す図である。背景技術に関する装置の動作を示す図である。背景技術に関する装置の動作を示す図である。背景技術に関する装置の動作を示す図である。背景技術に関する装置の動作を示す図である。背景技術に関する装置の構成を示す図である。

以下では、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。各図面において、同一要素には同一の符号が付されており、説明の明確化のため、必要に応じて重複説明は省略される。

＜第１の実施の形態＞
［構成の説明］
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる通信装置１の構成を示すブロック図である。通信装置１は、周波数変換器１０１、ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）１０２、インピーダンス変換器１０３、及び第１の複素フィルタ１０４を含む。ＬＰＦ１０２及び第１の複素フィルタ１０４は、それぞれ受動素子で構成される。

ＬＰＦ１０２は、例えば図１４Ａに示すように構成するとよい。図１４Ａの構成例は、第１及び第２のインダクタＬ１及びＬ２と、第１から第５のコンデンサＣ１〜Ｃ５を含む。図１４Ａの左側から信号が入力されるとすると、入力端子ＴＥ１にはＬ１及びＣ１の並列接続がつながり、Ｌ１及びＣ１それぞれのもう一方の端子はＬ２及びＣ２の並列接続につながる。また、Ｌ２及びＣ２それぞれのもう一方の端子は出力端子ＴＥ２につながる。入力端子ＴＥ１と接地の間にはＣ３が配置される。上記のＬ１及びＣ１のもう一方の端子と接地の間にはＣ４が配置される。出力端子ＴＥ２と接地の間にはＣ５が配置される。

なお、図１４ＡはＬＰＦ１０２の構成例の１つに過ぎない。例えば、ＬＰＦ１０２は、図１４Ｂに示すように構成してもよい。図１４Ｂの構成例は、図１４Ａを差動構成にしたものである。

インピーダンス変換器１０３の構成例を図５Ａ〜５Ｃに示す。図５Ａの構成例では、インピーダンス変換器１０３は、抵抗５０１を用いて構成されている。ＬＰＦ１０２の所望の特性を得るために、図５Ａに示す抵抗５０１の抵抗値はＬＰＦ１０２の特性インピーダンスあたりとするとよい。例えば特性インピーダンスが５０Ωであれば、抵抗５０１の抵抗値は、５０Ωに設定するとよい。

図５Ｂの構成例では、差動の正負それぞれの信号と接地の間に抵抗５０１が配置されている。このため、コモンモードを除去する効果が高い特徴がある。

図５Ｃの構成例は、１対の差動信号線間に配置された抵抗５０２を有する。これにより抵抗が１個で済む効果がある。また、信号線から接地に向かってＤＣ電流が流れることが無く、周波数変換器１０１とＬＰＦ１０２との間を直結しても問題がない効果がある。周波数変換器１０１は出力ノードにＤＣバイアスを持つ場合があり、その場合ＬＰＦ１０２を介してＤＣバイアスがＬＰＦ１０２の出力まで現れる場合がある。ＤＣバイアスを切るために、ＤＣブロックコンデンサを配置することも出来るが、多くの場合ＤＣブロックコンデンサは信号に対してロスを発生したり、ハイパス特性によって信号の低周波領域が減衰したりする問題がある。

複素フィルタ１０４の構成例を図１５Ａに示す。図１５Ａの構成例は、ポリフェイズフィルタ１５０１及びセレクタ１５０２を含む。ポリフェイズフィルタ１５０１は、例えば、図１５Ｂのように構成するとよい。図１５Ｂの構成例は、１段あたり４個の容量と４個の抵抗で構成される回路構成要素を例えば３段持つ。なお、図１５Ａでは反転信号の記載を省略しているが（図１ではＩ／ＱのＱ信号の記載を省略しているが）、実際には図１５Ｂに示すようにＩ信号及びＱ信号のそれぞれに正転信号（Ｉ＋、Ｑ＋）及び反転信号（Ｉ−、Ｑ−）を持たせてもよい。

図１５Ｂの構成例では、Ｉ_ｉｎ＋とＱ_ｉｎ＋は９０°の位相差を持つ。また、Ｉ_ｉｎ＋とＩ_１＋の間に抵抗Ｒ_１が配置され、Ｉ_ｉｎ＋とＱ_１＋の間に容量Ｃ_１ａが配置されている。以後同様にして、Ｑ_ｉｎ＋とＱ_１＋の間、Ｉ_ｉｎ−とＩ_１−の間、及びＱ_ｉｎ−とＱ_１−の間にそれぞれ抵抗Ｒ_１が配置されている。また、Ｑ_ｉｎ＋とＩ_１−の間、Ｉ_in−とＱ_１−の間、及びＱ_ｉｎ−とＩ_１＋の間に、容量Ｃ_１ｂ、Ｃ_１ｃ、Ｃ_１ｄがそれぞれ配置されている。２段目の回路構成要素におけるＣ_２及びＲ_２、３段目の回路構成要素におけるＣ_３及びＲ_３も同様に配置されている。

［動作の説明］
次に本実施の形態にかかる通信装置１の動作について説明する。周波数変換器１０１は、入力のＲＦ周波数を中間周波数（ＩＦ:Intermediate Frequency）又はベースバンド（ＢＢ: Base Band）周波数へ変換する。変換されたＩＦ信号又はＢＢ信号は、ＬＰＦ１０２によって不要な高周波成分が除去された後に複素フィルタ１０４に入力される。複素フィルタ１０４はＬＰＦ１０２から出力されるＩＦ信号に含まれているイメージ信号を除去する。
ＬＰＦ１０２を図１４Ａ及び１４Ｂに示したように受動素子を用いて構成することで、消費電力がゼロとなるフィルタリングが実現できる。なお、受動素子により構成されたＬＰＦは、集積回路（ＬＳＩ）の外に配置されることが一般的であった。これはＬＰＦが必要となるのは通常ベースバンド領域であり、通常のベースバンド帯域はＤＣ付近から数ＭＨｚであるためである。例えば無線ＬＡＮのベースバンド周波数は、約１０ＭＨｚ程度である。しかしながら、ベースバンド周波数はＵＷＢ技術などにおいて一気に上昇している。例えば、現在開発が進んでいる４８０Ｍｂｉｔ／ｓを上限とするＵＷＢ通信において、ベースバンド周波数の上限は約２５０ＭＨｚである。

本実施の形態にかかる通信装置１は、複素フィルタを用いた以下に述べる構成を使うことで、ベースバンドの上限周波数を上昇させている。ＵＷＢでは、図２６Ａに示すように、３つのバンドで構成されるバンドグループという単位がある。ＵＷＢでは、同一バンドグループ内に含まれる３バンドを使って図２６Ｂに示すように周波数ホッピングを行う。つまり、空間を伝搬するシンボル２６０５の中心周波数は、バンド１、２及び３の中心周波数であるｆ１、ｆ２及びｆ３の間で周期的に変化する。一例として、バンドグループ１（ＢＧ−１）を使用する場合を考える。周波数変換器１０１にローカル信号を供給するローカル信号発生器は、バンドグループ１の中心周波数（図２６Ａの矢印２６０１）である３９６０ＭＨｚを出力する。バンドグループ１（ＢＧ−１）はバンド１，２及び３の３バンドで構成されるため、３９６０ＭＨｚはバンド２の中心周波数でもある。従来のＵＷＢトランシーバでは、周波数ホッピングに合わせて図３２Ｂのようにローカル周波数のホッピングを行っていた。これに対して通信装置１は、図２６Ｄに示すように、ローカル周波数をホッピングさせずにバンドグループ１の中心周波数に固定する。

ローカル周波数を固定することで、様々なメリットが生じる。しかしながら、上記の例の場合、バンド１からバンド３までを通すベースバンド帯域が必要になる。ＵＷＢの場合これは約±８００ＭＨｚとなり、従来に比べて約３倍広い帯域となる。（本明細書ではベースバンド帯域とＩＦ帯域を同義で使用している。これはホッピング信号にとっては±８００ＭＨｚの帯域はＩＦ周波数帯であるが、後述する複数バンド同時動作を行なう動作モードにおいてはベースバンド帯域になるためである。）

本実施の形態にかかる通信装置１は、さらに "複数バンド同時動作"によってもベースバンドの上限周波数を上昇させる。以下では、複数バンド同時動作について説明する。図２６Ｃは３バンド同時に動作する場合（３バンドを使って信号を伝搬させる場合）の動作を示したものである。図２６Ｂの場合と同様にＬＯ周波数はバンドグループ１（ＢＧ−１）の中央である周波数ｆ２（図２６Ｄ）に配置される。例えば従来約５００ＭＨｚの帯域（１バンド相当）を使用してＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）トーンとして約１００本を伝搬させていたのに対して、本発明の複数バンド同時動作では３倍の帯域である約１．５ＧＨｚの帯域（３バンド相当）を使用して、ＯＦＤＭトーン約３００本を伝搬させる。例えば図２６Ｃに示す図形２６０６は、約３００本のＯＦＤＭトーンの集合体を表しており、シンボル時間約３００ｎｓを使って１個のシンボルを伝搬させる。

このように複数バンド同時動作の場合も、周波数ホッピング動作の場合と同様に、約±８００ＭＨｚのベースバンド帯域が必要となる。
上述したように、使用する複数バンド範囲の中心にローカル周波数を設定することで、周波数ホッピングモードにも複数バンド同時動作モードにも高速に切り換え対応できるという通信装置１の特徴は、フィルタ特性を高速に切り替え可能な複素フィルタ１０４によって実現できる。複素フィルタ１０４のフィルタ特性の切り替えについては後述する。

このように複素フィルタを使用して広いベースバンド帯域を扱えるようになったことで、受動素子によるＬＰＦ１０２をＬＳＩ上に集積化しても大きな面積を占有しない新たな効果も発生する。例えばインダクタＬとコンデンサＣを用いるＬＰＦで約８００ＭＨｚのカットオフ周波数を実現する場合、Inverse Chebyshevフィルタ又は楕円フィルタ（Elliptic filter）等を使用することでインダクタンスを約１０ｎＨにすることが出来る。さらに多層配線を使った３次元構造のインダクタを使用すると、インダクタンスを小さくできる効果に加えて３次元構造による面積縮小も相まって、小型な受動ＬＰＦを他の能動素子と同じＬＳＩ上に形成できる。

３次元構造によるインダクタとして、例えば６層配線が可能な半導体プロセスを使用した場合、例えば２層目から６層目までを使用してインダクタをスパイラル状に巻くことができる。１０ｎＨ程度のインダクタであれば、インダクタの一辺を５０ｕｍ以下にすることができる。図１４Ａのような５次のフィルタの場合、２個のインダクタが使用される。コンデンサの容量を数ｐＦとすることで８００ＭＨｚが実現できる。コンデンサとしてトランジスタのゲート酸化膜を使用すれば、１個のコンデンサの１辺を１０ｕｍ程度にすることができる。これにより、インダクタも含めた１個のＬＰＦ１０２の実装面積を約１００ｕｍ程度以下、つまりは通常のボンディングパッドサイズ程度にすることが出来る。

他の能動素子と同じＬＳＩ上に形成された、つまりオンチップの受動ＬＰＦ（受動素子で構成されたＬＰＦ）を使用できることによって、従来オフチップ受動素子を使う時に問題であった、ボンディングワイヤ、パッケージ、ＬＳＩのパッド、静電破壊保護素子、パッドまでの長距離配線などに関わる寄生素子（容量、抵抗、インダクタンス）がほぼなくなる。これにより、１ＧＨｚ程度まで上がってきているベースバンド信号処理の帯域濾波を低ロスで実現できる。

さらにＬＰＦ１０２を受動素子にすることで、能動素子に現れるようなノイズの発生や、歪みの発生が原理的にない効果が出現する。能動素子では熱ノイズに起因してノイズが発生しＮＦ（Noise Figure）の劣化が生じる。熱ノイズを低減するにはバイアス電流を多く流す必要が出てくる。通常ｇｍＣフィルタで５次のフィルタを構成しようとすると数十個のトランジスタが必要である。ＮＦを低減するために各段のバイアス電流として数ｍＡ程度を流す必要があり、トータルで数十ｍＡの消費電流を必要としてしまう。

通常の受信機においては、ダウンコンバータとその次段のＬＰＦあたりに歪みのボトルネックが発生する。これはＬＰＦを通過すればブロッカや隣接チャネルなどからの不要波が減衰するため、減衰する直前のＬＰＦの初段あたりの線形性が受信システムの総合線形性を決定することが多いためである。受動ＬＰＦを使用すれば原理的にどのような不要波が来ても、ＬＰＦで総合線形性が決まることはない。本発明による複素フィルタと、それによる効果である受動ＬＰＦの採用によって、さらに歪みの低減と、ＮＦの低減も図れることになる。

図１４Ａに示すような受動ＬＰＦ１０２は、ＬＰＦ１０２を設計するときの特性インピーダンスによって、ＬＰＦ１０２の前段回路に要求される出力インピーダンス、ＬＰＦ１０２の後段回路に要求される入力インピーダンスに制限を生じさせる。具体的には前段の出力インピーダンス及び後段の入力インピーダンスをＬＰＦ１０２の特性インピーダンスに合わせる必要がある。これによってＬＰＦ１０２の所望の特性（例えば−１ｄＢや−３ｄＢで定義される遮断周波数、通過域特性、遷移域特性、遮断域特性など）を得ることができる。

もちろん、ＬＰＦ１０２の特性インピーダンスを大きい値に設計することも出来る。しかしながら、特性インピーダンスを大きくするためには、ＬＰＦ１０２に含まれるインダクタ（例えば図１４ＡのＬ１及びＬ２）のインダクタンス値を大きくする必要がある。このため、ＬＰＦ１０２のサイズが大きくなってしまう。逆に特性インピーダンスを小さくとると、前段の出力インピーダンスとして小さい値が必要となり、前段で消費する電流が増大するなどの問題が起こる。

このような観点から、例えば、特性インピーダンスを５０Ω程度にすると、前段の出力インピーダンスも５０Ω程度で済み、前段回路の最終段に流すバイアス電流も数ｍＡ程度ですむ。これはＬＰＦ１０２の前段回路の最終段の相互コンダクタンスｇｍを２０ｍＳにすると、ちょうどゲイン１倍が得られるためである。２０ｍＳ程度のｇｍなら数ｍＡ程度のバイアス電流で容易に実現できる。

ところで、ＬＰＦ１０２は、図１４Ｂに示すような差動構成としてもよい。差動構成を有するＬＰＦ１０２は、図１４Ａの回路を２つ並べることでも実現できる。ＬＰＦ１０２を差動構成とする場合、インピーダンス変換器１０３としては、例えば図５Ｂ又は図５Ｃの構成を採ることが出来る。上述したように、図５Ｂの構成例では、正負の差動信号線のそれぞれに抵抗５０１が接続されている。図５Ｂの例では、抵抗５０１の抵抗値をＬＰＦ１０２の特性インピーダンス程度に設定するとよい。図５Ｃの構成例では、差動信号線間に抵抗５０２が配置されている。図５Ｃの例では、抵抗５０２の抵抗値をＬＰＦ１０２の特性インピーダンスの２倍程度に設定するとよい。

次に通信装置１の中での複素フィルタ１０４の働きに関して説明する。前述したようにＵＷＢでは図２６Ｂに示したように高速の周波数ホッピングを行っている。１個の四角２６０５は、１つのＯＦＤＭシンボルを表している。１ＯＦＤＭシンボルは、約５００ＭＨｚの帯域を持ち、ＯＦＤＭシンボル間のインターバルは約９．５ｎｓと定められている。周波数ホッピングするＵＷＢ信号は、受信アンテナに入力され、ロウノイズアンプ（ＬＮＡ）で増幅され、周波数変換器１０１のＲＦポートに入力される。周波数変換器１０１にはローカル周波数が与えられる。例えばバンドグループ１を使用する場合、ローカル周波数は３９６０ＭＨｚである。ＲＦポートに入力されたバンド１からバンド３のＵＷＢ信号は約−７９２ＭＨｚから＋７９２ＭＨｚの範囲のＩＦ信号にダウンコンバートされ、周波数変換器１０１から出力される。

このとき周波数変換器１０１から出力されるのは９０°の位相差を持ったＩ／Ｑ信号である。周波数変換器１０１は、Ｉ側及びＱ側それぞれの周波数変換器を含んで構成され、各周波数変換器のローカルポートにＩ側又はＱ側のローカル信号が入力され、Ｉ／ＱのＩＦ信号が得られる。より詳細には、Ｉ側ＩＦ信号、Ｑ側ＩＦ信号それぞれは差動信号となっており、順番に９０°の位相差を持つＩ＋、Ｑ＋、Ｉ−、Ｑ−の４つの信号で構成されている。

この４つのＩＦ信号は前述した複素フィルタ１０４に入力される。図２６Ｂのｆ１シンボル期間において、複素フィルタ１０４のフィルタ特性は図１６Ａに示すように＋ｆ阻止となるように切り換えられる。これによって、−７９２〜−２６４ＭＨｚにあるｆ１シンボルにとってイメージ周波数にあたるｆ３シンボルの周波数範囲２６４〜７９２ＭＨｚが複素フィルタ１０４により抑圧される。この段階ではまだｆ１シンボルは−７９２〜−２６４ＭＨｚと周波数の絶対値が高いところにある。例えば後述するデジタル領域にある第２のダウンコンバータ１３０３は、第２のローカル発生器からの５２８ＭＨｚのローカル信号を受けて、−７９２〜−２６４ＭＨｚのｆ１シンボルをＤＣを中心とする−２６４〜２６４ＭＨｚのベースバンド周波数にダウンコンバートする。同時に、このダウンコンバートによって−２６４〜２６４ＭＨｚの範囲にあったｆ２シンボルをベースバンド帯域外の周波数に追い出すことになる。

第２のダウンコンバータ１３０３の出力は、例えばデジタル領域で、２３０ＭＨｚ付近にカットオフ周波数を持つ第２のＬＰＦ１３０４に入力される。第２のＬＰＦ１３０４の詳細は後述する。これにより、ベースバンド帯域外に追いやったｆ２シンボルの電力やその他干渉波の電力を減衰させることができる。

次に、ｆ２シンボル期間について説明する。上述したように、周波数変換器１０１に供給されるローカル周波数は、第２のサブバンドの中心周波数３９６０ＭＨｚに設定されているから、ｆ２シンボルはＬＯ周波数をまたいで存在する。このため、周波数変換器１０１でダウンコンバートされた後のｆ２シンボルは、ＤＣ周辺の−２６４〜２６４ＭＨｚに存在する。よってｆ２シンボル期間においては、複素フィルタ１０４のフィルタ特性は、図１６Ｂに示すように全通過となるように切り換えられる。これによって−２６４〜２６４ＭＨｚにあるｆ２シンボルは、複素フィルタ１０４をそのまま通過する。例えばデジタル領域に配置された第２のダウンコンバータ１３０３は、ＬＯポートにＤＣを入力し、ＲＦポートのｆ２シンボル信号をそのままベースバンドポートに出力すればよい。なお、ｆ２シンボルの受信の時は、複素フィルタ１０４の出力を、第２のダウンコンバータ１３０３を介さずに第２のＬＰＦ１３０４に入力することも可能である。

ｆ３シンボル期間においては、複素フィルタ１０４は図１６Ｃに示すように−ｆ阻止となるように切り換えられ、ｆ１シンボルの時と同様の手順で信号処理される。

イメージ周波数の抑圧によって、例えばｆ１シンボル受信時において、ｆ３シンボル部分に他の無線局の電波が存在してもｆ１シンボルに大きな影響を与えなくできる。また、ｆ３シンボル部分の熱ノイズの影響をほとんど受けないようにできるメリットがある。

図２６Ｃに示した複数バンド同時動作では、複素フィルタ１０４の特性は、上記ホッピング時のｆ２シンボルの受信時と同様に、全通過とすればよい。これによって例えば−７９２ＭＨｚから＋７９２ＭＨｚに存在する３バンド分のベースバンド信号をそのまま通過させることができる。

本実施の形態で述べた複素フィルタ１０４の働きによって、連続するシンボルの途中で１バンド通信と複数バンド通信との間を高速に切り換えることが可能となる。例えば、プリアンブルは１つのバンドで伝送し、ペイロードは複数バンドで伝送することができる。これは消費電力最小の観点からは、情報量の少ないプリアンブル中は最小限のバンドを使用して、情報量が多いペイロード中は最大限のバンドを利用して一気に情報を送るという観点で好ましい。

ホッピング複素フィルタ１０４はＣとＲとスイッチで構成可能であり、基本的には定常電流を消費せず、高いリニアリティを持っている。周辺周波数に無線ＬＡＮや携帯電話などの干渉源を持つＵＷＢにとって、高いリニアリティを持つことの意義は大きい。アクティブ素子に伴うノイズを発生しないことも特に受信機にとっては大きなメリットとなる。トランスコンダクタンスアンプを使ったアクティブフｇｍＣフィルタでは、そもそも同様のフィルタ特性を得るのに高い次数を必要とするほか、定常電流が大きい、高いリニアリティを得るのが難しい、熱ノイズ及び１／ｆノイズが大きいなどの問題がある。

次に、図１５Ａに示した複素フィルタ１０４の動作について説明する。ポリフェイズフィルタ１５０１で特定の周波数に阻止特性が生まれるメカニズムは以下の通りである。すなわち、９０°の位相差を持つQ_ｉｎ＋信号がコンデンサＣ１によるインピーダンス１／ｊωＣ_１によって９０°の位相回転を受けて１８０°の位相差となり、Ｒ_１を通過してきた０°の信号とある周波数で打ち消し合うためである。以上はＩ＋信号に関する動作であるが、同じ動作がＱ＋、Ｉ−、Ｑ−それぞれに関しても起こる。これにより、Ｉ／Ｑの直交性を保ちながらある周波数での阻止特性が得られる。

ＲとＣの積であるＲ_１Ｃ_１、Ｒ_２Ｃ_２、Ｒ_３Ｃ_３は同じ値を使わずに少しずつ値をずらすとよい。これによって図１５Ｂに示した３段のポリフェイズフィルタ１５０１の各段の阻止特性をずらすことができ、図１５Ｃのようにトータルで広いバンドにわたる阻止特性を得ることができる。ちなみに図１５Ｃにおいて下向きのピークの位置は各段の阻止特性のピークを表す。図１５Ｃにおいて、−ｆ阻止はマイナス周波数のある周波数範囲のスペクトルを抑圧し、プラス周波数のスペクトルにはほとんど影響を与えない。＋ｆ阻止はその逆である。全通過はマイナス周波数もプラス周波数も抑圧せずに、全通過させる場合である。

例えばＣ_１＝Ｃ_２＝Ｃ_３＝１ｐＦ、Ｒ_１＝２１６Ω、Ｒ_２＝３２０Ω、Ｒ_３＝５６７Ω程度の値を用いることで、２６４〜７９２ＭＨｚ（又は−２６４〜−７９２ＭＨｚ）にわたる広帯域な阻止特性が得られると共に、周波数ホッピングに合わせた高速切り替え動作が可能になる。阻止性能はＩ／Ｑの直交性にも依存するが４０ｄＢｃ以上にすることが可能である。

図１５Ａの複素フィルタ１０４の構成例において、−ｆ阻止と＋ｆ阻止の切り替えはセレクタ１５０２によって行われる。セレクタ１５０２は例えば図１５Ｄのように構成するとよい。図１５Ｄの構成例は、第１スイッチ群１５０３と第２スイッチ群１５０４を持つ。第１スイッチ群１５０３は、４つのスイッチ素子を含み、Ｉ／Ｑ信号をそのまま通過させるか遮断するかを切り替える。第２スイッチ群１５０４は、４つのスイッチ素子を含み、Ｑ信号の中の正転信号Ｑ_ｉｎ＋と反転信号Ｑ_ｉｎ−の接続を入れ替え可能である。このような構成により、第１スイッチ群１５０３の４個のスイッチ素子をオンにして第２スイッチ群１５０４の４個のスイッチ素子をオフにすると−ｆ阻止が選択される。逆に第１スイッチ群１５０３の４個のスイッチ素子をオフにして第２スイッチ群１５０４の４個のスイッチ素子をオンにすると＋ｆ阻止が選択される。

なお、第２スイッチ群１５０４に含まれる４つのスイッチ素子のうち、正負のＩ信号の配線上に配置された２つのスイッチ素子は信号をそのまま通過させる。このため、これら２つのスイッチ素子は、第１スイッチ群１５０３の中の正負のＩ信号の配線上に配置された２つのスイッチ素子と機能的には等価である。しかしながら、Ｉ／Ｑの直交性を維持するために各信号に同じ寄生容量やチャージインジェクション、ゲートフィードスルーが発生するよう、同じ機能であっても両者のスイッチを配置した方がよい。

バンドグループ内に阻止周波数を発生させずに全通過させる方法はいくつかのケースが考えられる。図１５Ｃに示すように第３スイッチ群１５０５を配置することによって、正負のＩ_ｉｎ及びＱ_ｉｎから正負のＩ_ｏｕｔ及びＱ_ｏｕｔへそのままダイレクトにつながるパスを設けるのも一例である。また、ポリフェイズフィルタ１５０１においてコンデンサが配置された全てのパスのそれぞれにスイッチを配置し、これらのパスを遮断してもよい。抵抗は残ることになるが、全通過時だけ抵抗による減衰が発生しないことに起因して、＋ｆ阻止及び−ｆ阻止の場合と比べてゲインの高低ができるのを防ぐことができる。なお、図１５Ｃのように、正負のＩ_ｉｎ及びＱ_ｉｎから正負のＩ_ｏｕｔ及びＱ_ｏｕｔへダイレクトに接続したうえで、ゲインの高低を防ぐために抵抗等の減衰器を配置してもよい。

また、複素フィルタ１０４は、図１５Ｅに示すように構成してもよい。すなわち、−ｆ阻止及び＋ｆ阻止のそれぞれを行なうために、２つのポリフェイズフィルタ１５０６及び１５０７を配置してもよい。全通過を行う際には、上記のように正負のＩ_ｉｎ及びＱ_ｉｎと正負のＩ_ｏｕｔ及びＱ_ｏｕｔの間をダイレクトに接続すればよい。図１５Ｅの構成例は、−ｆ阻止及び＋ｆ阻止それぞれの阻止特性を個別に変化させたい場合などに適している。

尚、本実施の形態における上記の説明は、３バンドの分離に関して行ったが、任意のバンド数に拡張可能であるのは言うまでもない。

＜第２の実施の形態＞
［構成の説明］
図２は、本発明の第２の実施の形態にかかる通信装置２の構成を示すブロック図である。図１に示した通信装置１と同様に、通信装置２は、周波数変換器２０１、ＬＰＦ２０２、インピーダンス変換器２０３、第１の複素フィルタ２０４を含む。ＬＰＦ２０２及び第１の複素フィルタ２０４は、それぞれ受動素子で構成される。通信装置２は、周波数変換器２０１、ＬＰＦ２０２、インピーダンス変換器２０３、第１の複素フィルタ２０４が双方向に信号の伝達が可能である点で上述した通信装置１と相違する。なお、通信装置２に含まれる上述の４つの構成要素の全てが双方向に信号を伝達可能であることが最良の結果を生じさせるが、これらの構成要素の一部のみが双方向に信号伝達可能な構成としてもよい。

双方向に信号が伝達可能な周波数変換器１０１の構成例を図１７に示す。図１７の構成例は、伝送媒体（無線である場合は空間及びアンテナ、有線である場合はケーブル等）との間で信号を入出力するIN/OUT端子、第２のインダクタ１７０４、トランジスタ１７０３、第３のインダクタ１７０２、第３のスイッチ１７０５ａ及びｂ、コンデンサ１７０６ａ及びｂ、並びにリセットスイッチ１７０７ａ及びｂを含む。

双方向に信号伝達可能なＬＰＦ２０２には、第１の実施の形態で説明したＬＰＦ１０２が使用できる。図１４Ａ及び１４Ｂに示したＬＰＦ１０２の構成例は受動素子で構成され、左右対称の回路構成を持っており、各インダクタやコンデンサの値もほぼ左右対称となり、左右どちらから信号を入力した場合であっても、所望のＬＰＦ特性を得ることができる。

双方向に信号伝達可能なインピーダンス変換器２０３には図５Ａ〜５Ｃに示したインピーダンス変換器１０３の構成例が使用できる。また、図５Ｄに示すように、インピーダンス変換器２０３は、２つの抵抗５０１、セレクタ５０３及びバッファ５０４を含む構成としてもよい。図５Ｄの例では、抵抗５０１、セレクタ５０３及びバッファ５０４は差動構成をとっている。具体的には、２つの抵抗５０１が配置され、セレクタ５０３及びバッファ５０４は正負２つの入力及び出力を持つ。図５Ｄの左側の端子にＬＰＦ２０２がつながり、右側の端子に複素フィルタ２０３がつながる。

図５Ｄの構成例の受信時および送信時の動作を説明する。受信時には、セレクタ５０３が左の端子から右の端子に信号を直結し、バッファ５０４の出力は開放とする。一方、送信時には、セレクタ５０３が左の端子とバッファ５０４の出力を接続し、左の端子と右の端子の接続は開放とする。

図５Ｅは、インピーダンス変換器２０３の他の構成例を示している。図５Ｅに示すように、差動信号線の間に抵抗５０２を配置してもよい。

双方向に信号伝達可能な複素フィルタ２０４には、図１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｄ及び１５Ｅに示した構成例を適用可能である。図１５Ａのように、セレクタ１５０２は、インピーダンス変換器１０３側に配置するとよい。これにより、受信と送信の両方において、＋ｆ抑圧と―ｆ抑圧の間でイメージ抑圧を切り換えることができる。受信時は、セレクタ１５０２が、Ｑ＋とＱ−を入れ替えてポリフェイズフィルタ１５０１に供給する。送信時は、セレクタ１５０２が、ポリフェイズフィルタ１５０１から供給されるＱ＋とＱ−信号を入れ替えて周波数変換器１０１側へ（正確にはインピーダンス変換器１０３へ）送る。このようなセレクタ動作により、上側サイドバンド（ＵＳＢ）と下側サイドバンド（ＬＳＢ）の切り替えができる。

続いて以下では、通信装置２をトランシーバに適用した第１〜第６の適用例について順に説明する。
［第１の適用例］
図３は双方向に信号伝達可能なＬＰＦ２０２ａ及びｂ、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂ、複素フィルタ２０４を含む通信装置２を使用して構成されたトランシーバ３の一例である。図３の例では、周波数変換器２０１は、ダウンコンバータ３１２ａ及びｂ並びにアップコンバータ３１１ａ及びｂによって構成されている。図３の例では、ダウンコンバータ３１２ａのベースバンド（ＢＢ）出力とアップコンバータ３１１ａのＢＢ入力は、共通接続されている。その共通接続された信号線は、さらにＬＰＦ２０２ａに接続されている。ダウンコンバータ３１２ｂのＢＢ出力及びアップコンバータ３１１ｂのＢＢ入力も同様である。

次に、トランシーバ３における受信時の信号処理について説明する。図３の矢印Ｆ１は、トランシーバ３の受信時の信号の流れを示している。伝送媒体を通過してきた受信信号は、ロウノイズアンプ３０４によって必要なレベルにまで増幅され、ダウンコンバータ３１２ａ及びｂに入力される。ダウンコンバータ３１２ａ及びｂは、第１のローカル発生器３０９からローカル信号の供給を受けて、受信信号をＢＢ信号に変換する。変換されたＢＢ信号はＬＰＦ２０２ａ及びｂに供給される。第１の実施の形態と同様に、ＬＰＦ２０２ａ及びｂは、ＢＢ信号から熱ノイズ及びブロッカ等を除去する。インピーダンス変換器２０３ａ及びｂは、ＬＰＦ２０２ａ及びｂ並びに複素フィルタ２０４の所望の濾波特性を引き出すために、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの出力整合、複素フィルタ２０４の入力整合を行う。複素フィルタ２０４は、上述したように、フィルタ特性の切り換えを行なうことによって、周波数ホッピングを行なう動作モードにおけるホッピング信号のイメージ除去と、バンドグループ内の複数バンドを使って信号伝送を行う複数バンド同時動作モードでの全通過動作を選択的に行うことができる。可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂは、複素フィルタ２０４の出力整合を行うと共に、受信信号を次段のＡ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂにとって必要な所望のレベルにまで増幅する。

ＬＰＦ２０２ａ及びｂの所望の濾波特性を得るためには、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの特性インピーダンスと同じインピーダンスが、ＬＰＦａ及びｂの前段回路の出力インピーダンス及び後段回路の入力インピーダンスに必要とされる。ＬＰＦ２０２ａ及びｂがＬＣの受動素子で構成されているためである。受信時の場合、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの前段回路は周波数変換器２０１（図３の例ではダウンコンバータ３１２ａ及びｂ）である。このため、ダウンコンバータ３１２ａ及びｂの出力インピーダンスを、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの特性インピーダンス（例えば５０Ω）あたりに設定すればよい。また、受信時の場合、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの後段回路は、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂである。よって、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂの入力インピーダンスを５０Ω相当とすればよい。これにより、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの後段回路に必要なインピーダンス条件が満たされる。

複素フィルタ２０４の所望の濾波特性を得るためには、複素フィルタ２０４の前段回路に低い出力インピーダンスが要求され、複素フィルタの後段回路に高い入力インピーダンスが要求される。複素フィルタ２０４が図１５Ｂに示すように抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１等で構成されているためである。受信時の場合、複素フィルタ２０４の入力には５０Ω相当のインピーダンス変換器２０３ａ及びｂがつながるため、複素フィルタ２０４の入力として低い出力インピーダンスが接続される必要条件が満たされる。さらに受信時の場合、複素フィルタ２０４の出力には可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂの入力が接続されるため、複素フィルタの後段として高い入力インピーダンスが接続される必要条件が満たされる。

図４Ａ〜４Ｄは受信時におけるトランシーバ３の各部の信号を示したものである。図４Ａは、ロウノイズアンプ３０４の入力信号を示している。例えば４８０Ｍｂｉｔ／ｓモードでｆ３信号を所望波とする場合、伝送媒体からやってきた所望波（図４Ａの実線の台形）、隣接チャネル信号（図４Ａの破線の台形）、他の通信などのブロッカ（図４Ａの太線矢印）がロウノイズアンプ３０４の入力に存在する。例えばＵＷＢ通信の最低受信感度は約−８０ｄＢｍであるから、トランシーバ３はこの信号レベルの所望波を検出できる必要がある。キャリア周波数は３〜１０ＧＨｚあたりに存在する。隣接チャネル信号やブロッカ信号は所望波より数十ｄＢ大きいレベルとなることがある。

図４Ｂは、ダウンコンバータ３１２ａの出力信号を示している。ダウンコンバータ３１２ａは、ＲＦ信号をベースバンド信号に変換する。図４Ｂの例では、所望波が複素領域のプラス周波数領域に、破線の隣接チャネル信号がマイナス周波数領域に、ブロッカがプラス周波数の高域に存在する。例えばＵＷＢ通信では、ベースバンド信号は約８００ＭＨｚ以下に存在する。よって、ＬＰＦ２０２ａを通過することで、高域のブロッカや熱ノイズは除去される（図４Ｃ）。なお、図４Ｃは、インピーダンス変換回路２０３ａの出力信号を示している。

図４Ｄは、複素フィルタ２０４の出力信号を示している。複素フィルタ２０４を通過することで、イメージ信号である隣接チャネル信号が除去される。なお、ここでは複素フィルタ２０４はマイナス周波数を除去する−ｆ阻止設定である。所望波信号はプラス周波数領域のみに存在するため、Ｑ側の可変ゲインアンプ３０７ｂやＡ／Ｄ変換器３０８ｂの動作を休止させてもよい。これにより、低消費電力化を図ることが出来る。

ロウノイズアンプ３０４の入力端での受信電力を−８０ｄＢｍとすると、複素フィルタ２０４通過直後の電力は、（−８０＋Ｇ１＋Ｇ２＋Ｇ３）ｄＢｍと表すことができる。ここで、Ｇ１はロウノイズアンプ３０４からダウンコンバータ３１２ａまでのゲイン、Ｇ２はＬＰＦ２０２ａのゲイン、Ｇ３は複素フィルタ２０４のゲインである。可変ゲインアンプ３０８ａは、Ａ／Ｄ変換器３０８ａの入力電力として通常−１０ｄＢｍ程度を供給する必要がある。このため、可変ゲインアンプ３０８ａには、複素フィルタ２０４通過直後の受信電力を最大で６０ｄＢ程度増幅する能力を持たせればよい。可変ゲインアンプ３０８ａ直前での信号レベル及びノイズレベルの比が、システムのＮＦ性能を左右する。上述のとおり、本実施の形態では、ＬＰＦ２０２ａ及びｂ、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂ、並びに複素フィルタ２０４が受動素子で構成されている。このため、受信時においては、能動素子に起因するノイズの発生はないため、システムＮＦを極めて小さくすることが可能である。

ところで、ＵＷＢ通信を始めとするＯＦＤＭ通信は、ピーク対平均電力比（PAPR：Peak to Average Power Ratio）が大きいという問題がある。さらに前述したように、受信機における非線形のボトルネックはＬＰＦの入力部に発生することが多い。これは図４Ａに示したブロッカや隣接チャネルの入力電力が−３０〜０ｄＢｍ程度となった時に、Ｇ１が３０ｄＢ程度であると仮定すると、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの入力部においてブロッカや隣接チャネルの信号レベルが０〜３０ｄＢｍとなることからも容易に想像できる。このように比較的高レベルのブロッカや隣接チャネル信号を仮定すると、ｇｍＣフィルタのようなアクティブ素子によるＬＰＦでは対処できない。ＬＰＦ２０２ａ及びｂのゲインＧ２や複素フィルタ２０４のゲインＧ３はほぼ０程度に出来るため、０〜３０ｄＢｍ程度のブロッカレベルは複素フィルタ２０４の入力においても存在する。トランシーバ３の受信時に関して述べると、ＬＰＦ２０２ａ及びｂから複素フィルタ２０４まで受動素子で構成されているために、この部分での歪みの発生は実質的にない。複素フィルタ２０４は、所望波のみを濾波することが可能であり（図４Ｄ）、ブロッカや隣接チャネルの影響を最小限にすることが出来る。このことは、ロウノイズアンプ３０４からダウンコンバータ３１２ａ又はｂまでのゲインＧ１をかなり上げてもブロッカ等の影響が起こりにくいことを意味している。ゲインＧ１を上げることで、システムＮＦを低減する（ロウノイズアンプ３０４の後段のノイズを見えにくくする）効果にもつながる。

続いて、トランシーバ３の送信時の信号処理について説明する。図６の矢印Ｆ２は、トランシーバ３の送信時の信号の流れを示している。送信時においては、Ｄ／Ａ変換器３０６が送信アナログ信号を出力する。なお、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれのために２つのＤ／Ａ変換器３０６が配置される。スイッチ３０５は、送信時にＤ／Ａ変換器３０６の出力と複素フィルタ２０４との間を接続する。なお、受信時には、受信信号の処理に影響を与えないようにスイッチ３０５は開放となる。送信時においては、可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂとＡ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂの動作を休止させるとよい。つまり、送信処理に寄与しないこれらの回路にバイアス電流を流さないことが低消費電力を得るために好ましい。

複素フィルタ２０４の前段を低出力インピーダンスにする観点で、Ｄ／Ａ変換器３０６の出力インピーダンスは５０Ωにすることが好ましい。また、複素フィルタ２０４の後段を高入力インピーダンスにする観点で、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂは、図５Ｄ及び５Ｅに示したようなスイッチ５０３及びバッファ５０４を有する構成とするとよい。図５Ｄに示す構成を採用する場合、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂは、送信時にセレクタ５０３を操作して、バッファ５０４の出力がＬＰＦ２０２ａ及びｂにつながるようにすればよい。複素フィルタ２０４からはバッファ５０４の入力インピーダンスが見えるため、複素フィルタ２０４の後段として高い入力インピーダンスが必要な条件が満たされる。また、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの前段として図５Ｄの抵抗５０１が存在するため、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの前段として特性インピーダンス相当が必要とされる条件を満たす。

さらに、送信時には、ＬＰＦ２０２ａ及びｂの後段にダウンコンバータ３１２の出力インピーダンスが存在する。送信時には、ダウンコンバータ３１２は休止させるとよい。つまり、ダウンコンバータ３１２にバイアス電流を流さないことが消費電力低減のために好ましい。ダウンコンバータ３１２ａ及びｂがギルバート型の回路構成を有する場合を仮定すると、ダウンコンバータ３１２ａ及びｂの出力負荷として抵抗が存在する。この出力負荷抵抗として５０Ω相当を使用すれば、送信時にＬＰＦ２０２ａ及びｂの後段として５０Ω相当のインピーダンスが必要な条件が満たされる。アップコンバータ３１１ａ及びｂもギルバート型の回路構成を採用してもよい。ギルバート型ミキサの入力インピーダンスは高いため、このようにダウンコンバータの出力負荷抵抗をインピーダンス整合のために使用することは好ましい。

アップコンバータ３１１ａ及びｂは、ローカル発生器３０９からのローカル信号を受けて、ＬＰＦ２０２ａ及びｂから供給される複素ベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする。アップコンバートされたＲＦ信号はＲＦアンプ３１０によって所望のレベルにまで増幅される。

図７Ａ〜７Ｄは送信時におけるトランシーバ３の各部の信号を示したものである。図７Ｄは、Ｄ／Ａ変換器３０６ａから複素フィルタ２０４に供給される信号を示している。例えば４８０Ｍｂｉｔ／ｓモードでｆ３信号を所望波とする場合、Ｄ／Ａ変換器３０６ａからの信号（図７Ｄ）は、所望波（実線の台形）及びその複素共役（破線の台形）並びにエイリアス（一点破線の台形）を含む。この場合、Ｉ信号及びＱ信号用に設けられた２つのＤ／Ａ変換器の片方をイメージ抑圧時に休止させるとよい。これによって、トランシーバ３の低消費電力化を図ることができる。

図７Ｃは、複素フィルタ２０４を通過した後の信号を示している。複素フィルタ２０４は、マイナス周波数領域の複素共役及びエイリアスを除去する。図７Ｂは、ＬＰＦ２０２ａを通過した後の信号を示している。ＬＰＦ２０２ａは、高域のエイリアスや熱ノイズやスプリアス等を除去する。アップコンバータ３１１ａは、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換する（図７Ａ）。例えばＵＷＢ通信の場合、キャリア周波数は３〜１０ＧＨｚであり、ローカル発生器３０９においてキャリア信号を生成して、３〜１０ＧＨｚのRF信号を生成する。

トランシーバ３の送信電力は、（Ｐｉｎ＋Ｇ１＋Ｇ２＋Ｇ３）と表すことができる。ここで、Ｐｉｎは、Ｄ／Ａ変換器３０６の出力電力、つまりは複素フィルタ２０４への入力電力である。Ｇ１は、複素フィルタ２０４のゲインである。Ｇ２は、インピーダンス変換器２０３ａ及びＬＰＦ２０２aによるゲインである。また、Ｇ３は、アップコンバータ３１１ａ及びＲＦアンプ３１０によるゲインである。受動素子である複素フィルタ２０４並びにＬＰＦ２０２ａ及びｂによるゲインはないため、Ｇ１＋Ｇ２はゼロ以下であるが、寄生抵抗の低減によってロスを最小限にすることが出来る。

例えばＵＷＢ通信では、送信平均電力は−１０ｄＢｍ程度となる。Ｄ／Ａ変換器３０６の出力として-10dBm程度が出せると、Ｇ１＋Ｇ２はゼロ程度に出来るため、アップコンバータ３１１ａからＲＦアンプ３１０までのゲインＧ３をゼロ程度にできることになる。アクティブＬＰＦを用いてこれを行なうためには、アクティブＬＰＦの非線形が問題になってくる。しかしながら、本実施の形態では、受動素子によるＬＰＦ２０２ａ及びｂ並びに複素フィルタ２０４を用いているため、Ｄ／Ａ変換器３０６からの出力の伝達過程で歪みを発生させることが無い。ゲインＧ１を０程度にできることによって、ＲＦアンプ３１０の段数削減、場合によってはＲＦアンプ３１０を除くことも可能であり、極めて低消費電力な送信システムが実現できる。

［第２の適用例］
図８は通信装置２をトランシーバに適用した第２の適用例を示すブロック図である。図８のトランシーバ４では、１つのＲＦアンプ８０１が上述したロウノイズアンプ３０４及び送信ＲＦアンプ３１０を兼用している。受信時には、伝送媒体からの信号がＲＦアンプ８０１に入力され、所定の増幅がされた後に周波数変換器２０１ａ及びｂに供給される。送信時には、周波数変換器２０１ａ及びｂからのＲＦ信号がＲＦアンプ８０１に入力され、所定の増幅がされた後に伝送媒体へ出力される。

送受兼用のＲＦアンプ８０１及び周波数変換器２０１ａは、例えば、前述した図１７の構成としてもよい。図１７において破線内はＲＦアンプ８０１として働く。受信時、伝送媒体からの信号はＩＮ／ＯＵＴ端子に入力される。第２のインダクタ１７０４は、バイアス電流を通過させ、ＲＦ信号を可能な限り通過させない働きを持つ。これによって入力されたＲＦ信号はトランジスタ１７０３のソースからドレインに向かって流れる。トランジスタ１７０３のドレインには第３のインダクタ１７０２と第３のスイッチ１７０５ａ及びｂが存在する。信号電流が可能な限り第３のスイッチ１７０５ａ及びｂに流れるように第３のインダクタ１７０２のインダクタンス値を設定するとよい。例えば第３のインダクタンス１７０２とトランジスタ１７０３のドレイン間に存在する寄生容量によって決まる共振周波数を、所望波である信号電流の周波数付近に設定するとよい。

第３のスイッチ１７０５ａ及びｂは、制御端子に入力されるローカル信号によってスイッチングされる。これによって信号電流がローカル信号によってスイッチングされ、信号電流のダウンコンバートが行える。スイッチ１７０５ａ及びｂのもう一方の端子であるＢＢ端子にはコンデンサ１７０６ａ及びｂが接続されている。信号電流はこのコンデンサ１７０６ａ及びｂに蓄積される。コンデンサ１７０６ａ及びｂの位置に抵抗やインダクタなど、他のインピーダンスを接続してもよい。コンデンサ１７０６ａ及びｂを使用する場合、例えば図２５に示すような信号発生器２５１によって規定されるタイミングで、コンデンサ１７０６ａ及びｂのリセット動作を行うとよい。ここでは第３のスイッチ１７０５ａがオンの時に、リセットスイッチ１７０７ａがオフとなる。逆に第３のスイッチ１７０５ａがオフの時にリセットスイッチ１７０７ａがオンとなる。

この積分動作の伝達関数は、図２５に示すように1/ｔ_ｉｎｔにノッチをもつsinc関数２５０５で表現される。ここで、ｔ_ｉｎｔは積分時間である。一方ローカル周波数付近の信号２５０６は、サンプリングによって、ベースバンドであるＤＣ付近２５０３に変換される。この時、ローカル周波数の周期t₀と積分時間ｔ_ｉｎｔの関係をt₀＝２×ｔ_ｉｎｔとするとよい。これにより、ローカル信号の２倍の周波数の所にノッチが現れ、この付近のブロッカや熱ノイズがＤＣ付近に折り返ることを防ぐことが出来る。さらにＲＦアンプ８０１の周波数特性として波形２５０４の様な共振特性を持たせるとよい。これにより、所望波以外の成分がベースバンドに入り込むことを防ぐことが出来る。ちなみに波形２５０２はこの積分とリセット動作によりコンデンサ１７０６ａに現れる電圧波形であり、波形２５０１はそのエンベロープ波形である。

続いて、本適用例の送信時の動作を図１８を用いて説明する。図１８は、ＲＦアンプ８０１及び周波数変換器２０１ａの構成例である。送信時には、図１７に示していなかった第１の電源スイッチ１８０１、第２の電源スイッチ１８０２、並びにコンデンサ１７０６ａ及びｂにつながるスイッチ１８０３ａ及びｂを動作させる。具体的には第１の電源スイッチ１８０１は受信時には高電位側に接続し、送信時には低電位側に接続する。第２の電源スイッチ１８０２は受信時には低電位側に接続し、送信時には高電位側に接続する。コンデンサ１７０６ａ及びｂにつながるスイッチ１８０３ａ及びｂは受信時にはオンし、送信時にはオフする。

送信時、図１８に示されるＢＢ端子にベースバンド信号が入力される。入力されたベースバンド信号電流は第３のスイッチ１７０５ａによってスイッチングされる。このスイッチング電流は、ローカル信号によってアップコンバートされたＲＦ信号電流そのものである。スイッチング電流はトランジスタ１７０３のソースに現れる。第１の電源スイッチ１８０１は低電位側電源に接続されるため、図１８では、トランジスタ１７０３の上側の端子がソースとなる。トランジスタ１７０３の下側の端子であるドレインには増幅された信号が現れ、ＩＮ／ＯＵＴ端子を介して伝送媒体に送り出される。

図１９は、ＲＦアンプ８０１及び周波数変換器２０１ａの他の構成例を示している。図１９に示す構成例は、ＢＢ端子と第３のスイッチ１７０５ａの間に配置された、受信用アンプ１９０１とその制御端子１９０２並びに送信用アンプ１９０３とその制御端子１９０４を有する。これらのアンプ１９０１及び１９０３はベースバンド周波数を増幅する。受信時には、受信アンプ１９０１をアクティブにするための信号が制御端子１９０２に供給され、これによって受信アンプ１９０１が動作する。一方、制御端子１９０４には送信アンプ１９０３を非アクティブとするための信号が供給され、これによって送信アンプ１９０３がハイインピーダンス状態に設定される。この時送信アンプのバイアス電流が流れないようにすることで、消費電力の低減が図れる。受信アンプ１９０１は、第３のスイッチ１７０５ａから供給される受信信号を増幅してＢＢ端子に送る。受信アンプ１９０１の入力インピーダンスを高く設定することで、前述した積分動作が効果的に行われる。もし受信アンプ１９０１の入力インピーダンスが低いと、積分コンデンサ１７０６ａと並列にこの低いインピーダンスが接続されることになり、所望の積分時間が得られない。

図１９の構成例での送信時は、上記とは逆の動作となる。すなわち、受信アンプ１９０１が非アクティブに設定され、送信アンプ１９０３がアクティブに設定される。なお、送信アンプ１９０３の出力に電流出力を持たせる（いわゆるトランスコンダクタンスアンプにする）ことで、第３のスイッチ１７０５ａによる電流のスイッチング動作を効果的に行うことができる。

図２０は、ＲＦアンプ８０１及び周波数変換器２０１ａの他の構成例を示している。図２０は受信入力ＩＮと送信出力ＯＵＴを分けた場合の構成例である。送信アンプ１９０３で十分な送信電力が得られ、トランジスタ１７０３による増幅を必要としない場合に用いるとよい。この場合、送信アンプ１９０３の出力は、第３のスイッチ１７０５ａによるスイッチング、つまりは周波数変換を経た後に、ＯＵＴ端子にRF信号として供給される。

図２１は、ＲＦアンプ８０１及び周波数変換器２０１ａの他の構成例を示している。図２１の構成例は、比較的高いＲＦ送信電力が必要な場合に対応するものであり、ＲＦアンプ２１０１とその制御端子２１０２を含む。受信時には、ＲＦアンプ２１０１を非アクティブとするための制御信号が制御端子２１０２に与えられる。逆に送信時には、ＲＦアンプ２１０１をアクティブとするための制御信号が制御端子２１０２に与えられる。第３のスイッチ１７０５ａからのスイッチング電流はＲＦアンプ２１０１によって増幅され、ＯＵＴ端子を介して伝送媒体に送り出される。

図２２は、図１７で示した構成にカスコードトランジスタ２２０１を追加した例である。カスコードトランジスタ２２０１を追加することで、トランジスタ１７０３が単独で存在する場合よりドレイン抵抗Ｒｄを上げることができ、高周波特性を改善できる。特にＣＭＯＳプロセスにより１０ＧＨｚ付近で高いゲインを得る時に効果がある。

図２３は、ベースバンド周波数を増幅する送信用のアンプ２３０１及び２３０４を配置した構成を示している。受信時は、スイッチ２３０３及び２３０６をＯＮすることによって、アンプ２３０１及び２３０４をバイパスする。受信時、ＢＢ端子以降の回路の入力インピーダンスが比較的高い場合にこのような構成が採ることができる。受信時には制御端子２３０２及び２３０５に与える制御信号によって、アンプ２３０１及び２３０４を非アクティブ状態にすればよい。

図２４は、ベースバンド周波数を増幅する受信用のアンプ２４０１及び２４０４を配置した構成を示している。送信時は、スイッチ２３０３及び２３０６をＯＮすることによって、アンプ２４０１及び２４０４をバイパスする。送信時、ＢＢ端子以降の回路の出力インピーダンスが比較的低い場合にこのような構成が採れる。送信時には制御端子２４０２及び２４０５に与える制御信号によって、アンプ２４０１及び２４０４を非アクティブ状態にすればよい。

［第３の適用例］
図９は通信装置２をトランシーバに適用した第３の適用例を示すブロック図である。図９のトランシーバ５では、周波数変換器２０１ａ及びｂが双方向に信号を伝達できる構成となっている。周波数変換器２０１ａ及びｂの伝送媒体側には、ロウノイズアンプ３０４とＲＦアンプ３１０が配置されている。なお、要求される受信ゲイン、ＮＦ、送信出力電力によってはこれらのアンプを省略することも可能である。ローカル発生器３０９は周波数変換器２０１ａ及びｂにローカル信号を供給する。

［第４の適用例］
図１０は、通信装置２をトランシーバに適用した第４の適用例を示すブロック図である。図１０のトランシーバ６では、Ｄ／Ａ変換器３０６からの信号は、スイッチ３０５を介してＬＰＦ２０２ａ及びｂと複素フィルタ２０４との間に接続される。よって、図１０に破線矢印Ｆ２で示すように、トランシーバ６では、送信時、送信信号が複素フィルタ２０４を通過しない。例えば、デジタル領域の複素フィルタを用いる場合に、図６に示すようなアナログ領域の複素フィルタ２０４を用いない構成をとることができる。

通常、複素空間において正負周波数のどちらかだけに信号が存在する時、Ｉ／Ｑ信号の片側のみで表現することが出来る。これによって、今まで述べてきた、アナログ領域の複素フィルタ２０４を使用する構成では、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれに対応して配置された２つのＤ／Ａ変換器３０６のどちらか片方をイメージ抑圧時に休止させることが出来る。

本適用例では、送信時にアナログ領域の複素フィルタ２０４を用いない。Ｄ／Ａ変換器３０６の消費電力は、Ａ／Ｄ変換器３０８ａ又はｂの消費電力より小さい場合がある。よって、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれに対応して配置された２つのＤ／Ａ変換器３０６の片方を休止させた場合に低消費電力化のシステムインパクトが低い場合に、図１０に示した構成を用いるとよい。さらに本適用例では、複素フィルタ２０４を送信信号が通過しないため、図５Ｄ及び５Ｅに示した複素フィルタ２０４の構成例において、バッファ５０４を省略することが出来る。２つのＤ／Ａ変換器３０６の片側を休止するより、バッファ５０４を取り除くことによる消費電力低減の効果が大きい場合にも、図１０の構成例を使用するとよい。なおトランシーバ６の受信時の動作は、図３に示したトランシーバ３と同様とすればよい。

［第５の適用例］
図１１は、通信装置２をトランシーバに適用した第５の適用例を示すブロック図である。図１１のトランシーバ７では、Ｄ／Ａ変換器３０６からの送信信号がダウンコンバータ３１２ａ及びｂとＬＰＦ２０２ａ及びｂの間に入力される。よって、図１１に破線矢印Ｆ２で示すように、送信信号はＬＰＦ２０２ａ及びｂで濾波された後に、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂ、複素フィルタ１１０１を通過してアップコンバータ３１１ａ及びｂに入力される。ここで、複素フィルタ１１０１は、図２に示した通信装置２が有する複素フィルタ２０４の変形である。

複素フィルタ１１０１は、送信時のフィルタ特性変更のために、図１１における複素フィルタ１１０１の右側（可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂにつながる側）で前述したＱ＋とＱ−の切り替え操作を行う必要がある。このため、複素フィルタ１１０１は、ポリフェイズフィルタ１５０１の右側にセレクタ１５０３を持つ。なお、受信時のフィルタ特性変更のために、ポリフェイズフィルタ１５０１の左側（インピーダンス変換器２０３ａ及びｂにつながる側）にセレクタ１５０２を配置する必要がある。このため、図１１の構成では、ポリフェイズフィルタ１５０１の両側にセレクタ（１５０２及び１５０３）が配置されている。

図１１に示した第５の適用例では、ＬＰＦ２０２ａ及びｂ、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂ、並びに複素フィルタ１１０１の信号伝達方向は、送信時と受信時で同一である。このためインピーダンス変換器２０３ａ及びｂは、送受に応じて切り換える必要が無い。よって、インピーダンス変換器２０３ａ及びｂの構成として、図５Ａ、５Ｂ及び５Ｃに示した構成を適用可能である。なおトランシーバ７の受信時の動作は、図３に示したトランシーバ３と同様とすればよい。

［第６の適用例］
図１２は、通信装置２をトランシーバに適用した第６の適用例を示すブロック図である。図１２のトランシーバ８では、Ｄ／Ａ変換器３０６からの送信信号が複素フィルタ２０４とＬＰＦ２０２ａ及びｂの間に入力される。さらに、アップコンバータ３１１ａ及びｂとＬＰＦ２０２ａ及びｂの間に第２の複素フィルタ１２０１が配置されている。送信信号は、ＬＰＦ２０２ａ及びｂで濾波された後、第２の複素フィルタ１２０１を通過してアップコンバータ３１１に入力される。

第２の複素フィルタ１２０１は、アップコンバート専用の複素処理を行う。この複素処理によって、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれに対応して配置された２つのＤ／Ａ変換器３０６の片方をイメージ抑圧時に休止させることが出来る。なおトランシーバ８の受信時の動作は、図３に示したトランシーバ３と同様とすればよい。

本実施の形態で述べたように、周波数変換器２０１、ＬＰＦ２０２、複素フィルタ２０４の少なくとも１つが双方向に信号伝達できるよう構成することによって、以下に述べる効果が得られる。すなわち、受信時と送信時において回路の兼用が可能となる。よって、回路規模を削減することができる。この場合最大で約１／２の回路が削減できることになる。さらに双方向に信号伝達ができることで、例えば受信時に伝送媒体側からベースバンド方向に信号が流れるとすると、送信時にはベースバンド側から伝送媒体側に向かって信号が流れることになる。つまり、送信と受信との間で、信号経路の変更をなくすことができる。このことは、余分な信号の引き回しや、経路変更に関わるスイッチ回路が不要できるため、高周波信号を扱うときに信号減衰を抑えられる効果がある。

＜第３の実施の形態＞
図１３は本発明の第３の実施の形態にかかる通信装置９の構成を示すブロック図である。アナログフロントエンド（ＡＦＥ）部９１の構成及び動作は、図８に示したトランシーバ４と同様とすればよい。通信装置９は、ＡＦＥ９１の他に伝送媒体１３０１、デジタル領域のスイッチ１３０２、デジタル領域の周波数変換器１３０３、デジタル領域のＬＰＦ１３０４ａ及びｂ、デジタルベースバンド処理回路１３０５を持つ。デジタルベースバンド処理回路１３０５はさらに、主信号を処理する信号処理回路１３０６と通信装置９全体の制御を行う制御回路１３０７を持つ。デジタルベースバンド処理回路１３０５は、上位レイヤであるＭＡＣ層とのやりとりを行う通信ポート１３０８も持つ。制御回路１３０７は、ＡＦＥ部の制御を行うために制御信号１３０９を出力する。

デジタル領域の周波数変換器１３０３は、図１６Ａ〜１６Ｃの説明箇所で述べたように、例えば５２８ＭＨｚを中心とする周波数（いわゆる中間周波数）にある受信信号をＤＣ付近にダウンコンバートする。また、周波数変換器１３０３は、ＤＣ付近にある送信信号を中間周波数にアップコンバートする。

デジタル領域のスイッチ１３０２は、図１６Ａ〜１６Ｃの説明箇所で述べたように、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれに対応して配置された２つのＡ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂの片側を休止させた時に、周波数変換器１３０３に含まれる２つの乗算器の両方に受信信号が供給されるように働く。例えば図１３のＱ信号用のＡ／Ｄ変換器３０８ｂが休止するとする。このとき、Ｉ信号用のＡ／Ｄ変換器３０８ａの出力が周波数変換器１３０３に含まれる２つの乗算器に供給されるように、スイッチ１３０２をオンとする。なお、休止されたＡ／Ｄ変換器３０８ｂの出力はハイインピーダンスとすればよい。デジタル領域の周波数変換器１３０３は、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれに対応して配置された２つの乗算器を含み、５００ＭＨｚ付近にある中間周波数をＤＣ付近を中心とするベースバンド信号に変換する。

送信時においても同様に、デジタル領域のスイッチ１３０２は、Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれに対応して配置された２つのＤ／Ａ変換器３０６ａ及びｂの片側（例えば３０６ｂ）を停止させた時に、周波数変換器に含まれる２つの乗算器の送信信号を加算して他の一方のＤ／Ａ変換器３０６ａに供給するように働く。つまり、スイッチ１３０２としてデジタル信号の加算演算を実行する加算器を用いてもよい。なお、図１３ではスイッチ１３０２を送受兼用としているが、送受別々のスイッチを設けてもよい。

なお、デジタル領域の周波数変換器１３０３を使用せずに、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）やＩＦＦＴ（Inverse FFT）の長さ（ポイント数）を大きく取り、高速に動かすことで中間周波数までをカバーすることも出来る。例えばＵＷＢの４８０Ｍｂｉｔ／ｓ通信ではＦＦＴ及びＩＦＦＴのポイント数は１２８個であり、２６４ＭＨｚのナイキスト動作のために５２８ＭＨｚのサンプリングを行っている。これに対して、ＦＦＴ及びＩＦＦＴのポイント数を３〜４倍の３８４〜５１２ポイントとし、７９２ＭＨｚのナイキスト動作のため１５８４ＭＨｚサンプリングを行うことで、−７９２MHｚから＋７９２MHｚまでの周波数を扱うことができる。

デジタル領域のＬＰＦ１３０４ａ及びｂは、ホッピング動作時や１バンド動作時、例えば−２６４〜２６４ＭＨｚの信号を通過させ、その他の周波数を抑圧する。一方、複数バンド同時動作時には、例えば−７９２ＭＨｚから＋７９２ＭＨｚの周波数を通過させ、その他の周波数を抑圧する。

信号処理回路１３０６は、受信信号のプリアンブル処理、周波数ホッピング処理、ＦＦＴ処理、検波処理、ディインターリブ処理、復号処理等を行う。また、信号処理回路１３０６は、送信信号のプリアンブル処理、周波数ホッピング処理、ＩＦＦＴ処理、変調処理、インターリブ処理、符号処理等を行う。

制御回路１３０７は、信号処理回路１３０６と連携して、ＡＦＥ部９１内の各部の制御を行う。ＡＦＥ部９１に対する制御の具体例は、ＲＦアンプ８０１の送受信の切り替え、周波数変換器２０１の送受信の切り替え、ローカル発生器３０９の周波数の切り替え、ＬＰＦ２０２のカットオフ周波数の調整、インピーダンス変換器２０３のインピーダンスの切り替え及び送受信の切り替え、複素フィルタ２０４の抑圧領域の切り替え、可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂのゲインの切り替え及び動作状態の切り替え、Ｄ／Ａ変換器３０６の動作状態（片側動作、全動作、全休止）の切り替え、Ａ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂの動作状態（片側動作、全動作、全休止）の切り替え等を行う。さらに制御回路１３０７は、デジタル領域のスイッチ１３０２の切り替え、デジタル領域の周波数変換器１３０３の送受信の切り替え、デジタル領域のＬＰＦ１３０４ａ及びｂのカットオフ周波数の切り替え等を行なってもよい。

図２７Ａは、ＵＷＢ通信を例として本実施の形態におけるホッピング動作を示したものである。なお、図２７Ａは、バンド＃１〜３の３バンドを含むバンドグループを受信する場合を示している。図２７Ｂは、デジタル領域のスイッチ１３０２とその周辺回路の拡大図である。なお、図２７Ｂでは、デジタル領域のスイッチ１３０２はスイッチｓ１及びｓ２を含む。つまり、スイッチｓ１は、図１３に示したスイッチ１３０２と比べて冗長な回路である。休止時にハイインピーダンスに切り替える機能をＡ／Ｄ変換器３０８ｂが有していない場合に、Ａ／Ｄ変換器３０８ｂと周波数変換器１３０３の間にスイッチｓ１を配置するとよい。

図２７Ｃは、ｆ１〜ｆ３バンドそれぞれの受信動作を順次行う際のセレクタｓ１及びｓ２の状態を示している。すなわち、図２７Ａ〜２７Ｃの例では、ｆ１バンド受信動作時とｆ３バンド受信動作に、Ｑ側の可変ゲインアンプ３０７ｂ及びＡ／Ｄ変換器３０８ｂを休止させて低消費電力化を図っている。この場合Ａ／Ｄ変換器３０８ａは１．５バンド分を変換できる能力を持っていることになる。ｆ２バンドの受信動作では、Ｉ／Ｑ両方の回路（可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂ並びにＡ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂ）を動作させる。なお、図２７Ａ〜２７Ｃの例では、Ａ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂの変換レートとして３バンドを変換できるレートを選択している。しかしながら、Ａ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂは、１バンドを変換できる変換レートを選択してもよい。

図２８Ａは、ＵＷＢ通信を例として本実施の形態における複数バンド同時動作を示したものである。図２８Ｂは、デジタル領域のスイッチ１３０２とその周辺回路の拡大図である。複数バンド同時動作の場合、Ｉ／Ｑ両方のパスを動作させて、３バンド分の受信信号を各部で処理している。よって、図２８Ｂに示すように、スイッチｓ１はＯＮ、スイッチｓ２はＯＦＦに設定される。また、ここでは複素フィルタ２０４は３バンド全通過とする。

図２９は、本実施の形態にかかる通信装置９の動作モードのバリエーションを示すテーブルである。図２９では、横方向に１バンド動作及び複数バンド動作のバリエーションを示し、縦方向にインターリーブモード（ここではホッピングか周波数固定かの選択）のバリエーションを示している。具体的には、１バンド動作では、高速ホッピングモードと周波数固定モードを選択することが出来る。周波数固定モードの中には、高速動作モードと低消費電力モードがある。高速動作モードではローカル周波数をバンドグループの中央に配置する。一方、低消費電力モードでは、使用される各バンドの中心周波数をローカル周波数に設定する。高速動作モードでは、他のバンドへの移行を高速に行うことができる。低消費電力モードでは最小で１バンド変換のＡ／Ｄ変換器を用いることで、低消費電力化を図ることができる。１バンド変換を選択するか２バンド変換を選択するかは、低消費電力に対する要求の大きさ、ブロッカ等の存在有無によって判断すればよい。

偶数個のバンドを同時に用いて信号伝送を行なう偶数バンド同時動作の場合も、ローカル周波数の設定は、１バンド動作の場合と同様である。すなわち、高速動作の場合はバンドグループ全体の中央にローカル周波数が設定される。また、低消費電力動作の場合は、バンドグループの中で使用される複数個のバンドの中央にローカル周波数が設定される。なお、低消費電力動作では、使用されるバンド分（図２９の例では２バンド分）の変換能力をＡ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂに持たせればよい。これにより、Ａ／Ｄ変換部分の消費電力を低電力化できる。なお、図２９の例では、バンドグループに含まれるバンドが３であるため、奇数バンド同時動作の場合は、バンドグループの中央と、複数バンドの中央は同一となる。

図３０は制御回路１３０７による通信装置９に含まれる各部に対する設定手順の一例を示すフローチャートである。制御回路１３０７は、上述した複数の動作モードのいずれかの動作モードとなるように、通信装置９のアナログ部やデジタル部の設定を行う。設定すべき動作モードに応じて、ステップＳ１１では、ローカル周波数の設定をＡＦＥ部９１内のローカル発生器３０９及びデジタル領域のローカル発生器（周波数変換器１３０３に含まれるローカル発生器）に対して行う。

ステップＳ１２では、アナログ領域のＬＰＦ１０２並びにデジタル領域のＬＰＦ１３０４ａ及びｂのカットオフ周波数の設定を行う。

ステップＳ１３では、Ａ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂ、並びにＤ／Ａ変換器３０６ａ及びｂに対するサンプリングレートの設定を行う。

ステップＳ１４では、複素フィルタ２０４の抑圧領域の設定（＋ｆ抑圧、−ｆ抑圧、又は全透過）を行う。

ステップＳ１５では、Ｉ／Ｑパスに設けられた可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂ、Ａ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂ、Ｄ／Ａ変換器３０６ａ及びｂに対して片側動作又は全動作の設定を行う。

ステップＳ１６では、送受信の切り替え設定や送信時の受信部休止や受信時の送信部休止の設定を、ＲＦアンプ８０１、周波数変換器２０１、インピーダンス変換器２０３、可変ゲインアンプ３０７ａ及びｂ、Ｄ／Ａ変換器３０６ａ及びｂ、Ａ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂ、信号処理回路１３０６等に対して行う。特に送信時において周波数変換器２０１に含まれるダウンコンバータ３１２ａ及びｂを休止させる処理と、受信時において周波数変換器２０１に含まれるアップコンバータ３１１ａ及びｂを休止させる処理と、使用するバンドに応じて複素フィルタ２０４の阻止域を変化させる処理を行うことによって、以下に述べる効果が得られる。すなわち、受信時にアップコンバータ３１２ａ及びｂから不要な電力が送信されることを防ぎ、送信時に不要な電力を受信することを防ぐことができる。本実施の形態では受動素子である複素フィルタ２０４の特性切り替えによってローカル周波数を１本にすることができるため、ローカル信号にも不要なスプリアスがほぼ存在しない。複数のローカル発生器を持つ通常の構成では、スプリアスを無視できる程度に抑えることは難しい。ＳＳＢミキサを用いたローカル発生器においても同様である。つまり、上述した設定アルゴリズムによって、不要な電力の影響を抑えることができる。

なお、図３０に示した設定手順が一例に過ぎないことはもちろんである。例えば、ステップＳ１１〜Ｓ１６の実行順序は適宜入れ替えてもよい。また、一度設定したら、その後変化がなく再設定の必要が無いステップを適宜省略してもよい。また、例えば送信動作や受信動作の最中に、複素フィルタ２０４の高速切り替えを行ったり、Ｉ／Ｑの動作設定を高速に切り換えたりしてもよい。また、ホッピング動作モードにおいて、ｆ１使用時又はｆ３使用時はＡ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂ並びにＤ／Ａ変換器３０６ａ及びｂのサンプリングレートを高くし、ｆ２周波数の時はサンプリングレートを低くするよう、サンプリングレートの切り替えを行なってもよい。

上述したように、本実施の形態にかかる通信装置９が有するホッピング複素フィルタ２０４の特性切り替えの高速性と、ローカル周波数を１本しか使わない構成により、低消費電力化及びやチップ面積の縮小化を図ることができる。

また、制御回路１３０７によるＡ／Ｄ変換器３０８ａ及びｂ、Ｉ／Ｑパス上の回路、ＬＰＦ２０２等への制御を実施することによって様々な動作モードに対応できる。具体的には、複数バンドの同時動作によって高いスループットを得ることが出来るほか、トラフィックのダイナミックな変化に対応できると共に、周波数利用効率を上げることが出来る。

上述したように、通信装置９は、複数バンドの同時動作と高速ホッピング動作を、同一の回路で実現できる。しかも複数バンドの同時動作と高速ホッピング動作で使用するローカル周波数を同一にすることができ、両者の間を高速に切り換えることができる。その理由は、高速ホッピング時に複素フィルタを３つの特性の間で（+f阻止、全通過、-f阻止）切り換えを行い、複数バンド同時動作時には３つの特性の内の１特性（全通過）を使用するためである。回路資源を共有することで、チップ面積増大を抑制することができる。

［順序回路、プログラム及び記憶媒体］
以上で説明した制御回路１３０７は、例えば、論理回路で構成された順序回路で実現してもよい。また、制御回路１３０７は、図３０に示した制御店が記述されたプログラムを実行するコンピュータを用いて実現してもよい。順序回路は、あらかじめ動作を規定された回路でもよいし、論理や順序を変更可能な回路であってもよい。また、コンピュータには、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ又はDSP（Digital Signal Processor）を使用すればよい。また、コンピュータは、パーソナルコンピュータ又はワークステーションなどの汎用コンピュータでもよい。

さらに、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、既に述べた本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

この出願は、２００８年８月２８日に出願された日本出願特願２００８−２２０３７３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本発明は、高速、広帯域な通信装置に適用され、特に受動素子により構成され且つ濾波特性を変更可能な複素フィルタを使用した無線又は有線の通信装置に適用される。

１０１、２０１周波数変換器
１０２、２０２ａ及びｂ受動素子で構成されるロウパスフィルタ
１０３、２０３ａ及びｂインピーダンス変換器
１０４、２０４受動素子で構成される第１の複素フィルタ
３１１ａ及びｂアップコンバータ
３１２ａ及びｂダウンコンバータ
３０５第１のセレクタ
３０６、３０６ａ及びｂＤ／Ａ変換器
３０８ａ及びｂＡ／Ｄ変換器
５０１インピーダンス変換器の第２及び第３の抵抗
５０２インピーダンス変換器の第１の抵抗
５０３第３のセレクタ
５０４第１のバッファ
１２０１第２の複素フィルタ
１３０２アップコンバータの出力を合成し、ダウンコンバータの入力を合成するスイッチ
１５０２正負両方の周波数の通過を切り換える第２のセレクタ
１７０２第２のインダクタ
１７０３第１のトランジスタ
１７０４第３のインダクタ
１７０５ａ及びｂＬＯ信号を制御端子に入力する第３のスイッチ

Claims

通信に用いる所定の周波数を有する信号を入力して別の周波数を有する信号を出力する周波数変換器と、
受動素子で構成され且つ前記周波数変換器につながるロウパスフィルタと、
受動素子で構成され且つ前記ロウパスフィルタにつながる第１の複素フィルタを備える通信装置。
前記周波数変換器、前記ロウパスフィルタ、及び前記第１の複素フィルタの少なくともどれか一つが双方向に信号を伝達することを特徴とする請求項１記載の通信装置。
前記周波数変換器は、受信信号を入力してベースバンド信号に変換するダウンコンバータと、送信ベースバンド信号を入力して送信信号を出力するアップコンバータを備え、
前記ダウンコンバータの出力及び前記アップコンバータの入力は、前記ロウパスフィルタに共通して接続されている請求項１又は２記載の通信装置。
前記ロウパスフィルタと前記第１の複素フィルタの間に配置され、受信時においては抵抗となり、送信時においてはバッファとなるインピーダンス変換器をさらに備える請求項１から３のいずれか１項に記載の通信装置。
前記第１の複素フィルタにつながる可変ゲインアンプと、
前記可変ゲインアンプにつながるＡ／Ｄ変換器と、
前記第１の複素フィルタと前記可変ゲインアンプの共通端子につながる第１のセレクタと、
前記第１のセレクタにつながるＤ／Ａ変換器をさらに備える請求項２記載の通信装置。
前記第１の複素フィルタは、複素領域の正の周波数の通過と、負の周波数の通過と、正負両方の周波数の通過を切り換える第２のセレクタを備える請求項１から５のいずれか１項に記載の通信装置。
前記インピーダンス変換器は、第１の抵抗と、第３のセレクタと、第１のバッファを備え、
前記第１の抵抗は、前記ロウパスフィルタにつながる１対の差動信号線の間に接続され、
前記第３のセレクタは、前記ロウパスフィルタと前記第１の複素フィルタの間につながり、
前記第１のバッファの入力は前記第１の複素フィルタにつながり、前記第１のバッファの出力は前記第３のセレクタにつながる請求項４記載の通信装置。
前記インピーダンス変換器は、第２及び第３の抵抗と、第３のセレクタと、第１のバッファを備え、
前記第２及び第３の抵抗は、前記ロウパスフィルタにつながる１対の差動信号線に含まれる正信号線と接地の間並びに負信号線と接地の間にそれぞれ接続され、
前記第３のセレクタは、前記ロウパスフィルタと前記第１の複素フィルタの間につながり、
前記第１のバッファの入力は前記第１の複素フィルタにつながり、前記第１のバッファの出力は前記第３のセレクタにつながる請求項４記載の通信装置。
送信時には、前記Ｄ／Ａ変換器が動作すると共に前記第１のセレクタがオンすることで前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記第１の複素フィルタに供給され、前記可変ゲインアンプ及び前記Ａ／Ｄ変換器が動作を休止し、
受信時には、前記Ｄ／Ａ変換器が動作を休止すると共に前記第１のセレクタがオフすることで、前記第１の複素フィルタからの受信信号が前記可変ゲインアンプとそれに続く前記Ａ／Ｄ変換器に供給される請求項５記載の通信装置。
前記Ｄ／Ａ変換器は、Ｉ信号及びＱ信号に対応して配置された第１及び第２のＤ／Ａ変換器を備え、
前記Ａ／Ｄ変換器は、Ｉ信号及びＱ信号に対応して配置された第１及び第２のＡ／Ｄ変換器を備え、
前記第１の複素フィルタの濾波特性が正の周波数の通過又は負の周波数の通過に設定されている場合に、
送信時においては、前記第１及び第２のＤ／Ａ変換器の一方の動作が休止し、
受信時においては、前記第１及び第２のＡ／Ｄ変換器の一方の動作が休止する請求項６記載の通信装置。
前記第１の複素フィルタにつながる可変ゲインアンプと、
前記可変ゲインアンプにつながるＡ／Ｄ変換器と、
前記ロウパスフィルタと前記第１の複素フィルタの共通端子につながる第１のセレクタと、
前記第１のセレクタにつながるＤ／Ａ変換器をさらに備える請求項１から４のいずれか１項に記載の通信装置。
送信時には、前記Ｄ／Ａ変換器が動作すると共に前記第１のセレクタがオンすることで前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記ロウパスフィルタに供給され、前記可変ゲインアンプと前記Ａ／Ｄ変換器が動作を休止し、
受信時には、前記Ｄ／Ａ変換器の動作が休止すると共に前記第１のセレクタがオフすることで、前記第１の複素フィルタからの受信信号が前記可変ゲインアンプとそれに続く前記Ａ／Ｄ変換器に供給される請求項１１記載の通信装置。
前記第１の複素フィルタにつながる可変ゲインアンプと、
前記可変ゲインアンプにつながるＡ／Ｄ変換器と、
前記ロウパスフィルタと前記アップコンバータの間に配置された第２の複素フィルタと、
前記ロウパスフィルタと前記複素フィルタの共通端子につながる第１のセレクタと、
前記第１のセレクタにつながるＤ／Ａ変換器をさらに備える請求項３記載の通信装置。
Ｉ信号に対応して配置され、前記第１のＤ／Ａ変換器に接続され、デジタル領域で動作する第１のアップコンバータと、
Ｑ信号に対応して配置され、前記第２のＤ／Ａ変換器に接続され、デジタル領域で動作する第２のアップコンバータと、
送信時において前記第１及び第２のＤ／Ａ変換器の一方の動作を休止させる時に選択的に、前記第１及び第２のアップコンバータの出力を合成する第１のスイッチと、
をさらに備える請求項１０記載の通信装置。
Ｉ信号に対応して配置され、前記第１のＡ／Ｄ変換器に接続され、デジタル領域で動作する第１のダウンコンバータと、
Ｑ信号に対応して配置され、前記第２のＡ／Ｄ変換器に接続され、デジタル領域で動作する第２のダウンコンバータと、
受信時において前記第１及び第２のＡ／Ｄ変換器の一方の動作を休止させる時に選択的に、動作させる他方のＡ／Ｄ変換器の出力を前記第１及び第２のダウンコンバータの入力に供給する第２のスイッチと、
をさらに備える請求項１０記載の通信装置。
前記ロウパスフィルタは、前記ロウパスフィルタの入力と出力の間につながる第１のインダクタと、前記第１のインダクタに並列につながる第１のコンデンサと、前記ロウパスフィルタの入力と接地の間につながる第２のコンデンサと、前記ロウパスフィルタの出力と接地の間につながる第３のコンデンサを備える請求項２記載の通信装置。
前記複素フィルタは、
前記複素フィルタの入力と出力の間につながるＩ＋、Ｑ＋、Ｉ−、Ｑ−信号用の４つの抵抗と、
前記Ｉ＋信号用抵抗の入力側端子と前記Ｑ＋信号用抵抗の出力側端子との間につながる第４のコンデンサと、
前記Ｑ＋信号用抵抗の入力側端子と前記Ｉ−信号用抵抗の出力側端子との間につながる第５のコンデンサと、
前記Ｉ−信号用抵抗の入力側端子と前記Ｑ−信号用抵抗の出力側端子との間につながる第６のコンデンサと、
前記Ｑ−信号用抵抗の入力側端子と前記Ｉ＋信号用抵抗の出力側端子との間につながる第７のコンデンサと、
前記前記複素フィルタの入力と前記４つの抵抗との間で、前記Ｑ＋信号と前記Ｑ−信号の経路を互いに入れ替える第４のセレクタと、
を備える請求項２記載の通信装置。
前記周波数変換器は、
ローカル信号が制御端子に入力される第３のスイッチと、
一方の信号端子が前記第３のスイッチの一方の信号端子に接続される第２のインダクタと、
前記第２のインダクタの前記一方の信号端子と共に前記第３のスイッチの前記一方の信号端子に共通接続されるドレイン端子を有する第１のトランジスタと、
を備え、
前記第２のインダクタのもう一方の端子は電源端子につながり、
前記第３のスイッチのもう一方の信号端子は前記ロウパスフィルタにつながることを特徴とする請求項２記載の通信装置。
前記周波数変換器は、前記第２のインダクタの電源端子側に配置された第４のスイッチと、
一方の端子が前記第１のトランジスタのソース端子に接続された第３のインダクタと、
前記第３のインダクタのもう一方の端子に接続された第５のスイッチと、
をさらに備え、
前記第４のスイッチは接地電位と電源電位の切り替えを行い、
前記第５のスイッチは、前記第４のスイッチと相補的に、接地電位と電源電位の切り替えを行う請求項１８記載の通信装置。
前記周波数変換器は、
前記第３のスイッチのもう一方の信号端子と前記ロウパスフィルタの間に配置された第１及び第２のアンプをさらに備え、
前記第１のアンプは、前記第３のスイッチからの信号を入力として前記ロウパスフィルタに出力し、
前記第２のアンプは、前記ロウパスフィルタからの信号を入力として、前記第３のスイッチに出力する請求項１８記載の通信装置。
受信時において前記ダウンコンバータが休止し、
送信時において前記アップコンバータが休止し、
前記複素フィルタは、使用するバンドに応じて阻止域を変化させることを特徴とする請求項３記載の通信装置。
受信時において前記インピーダンス変換器が抵抗に設定され、
送信時において前記インピーダンス変換器がバッファに設定され、
前記複素フィルタは、使用するバンドに応じて阻止域を変化させることを特徴とする請求項４記載の通信装置。
受信時において前記第１のセレクタがオフし、
受信時において前記Ｄ／Ａ変換器が休止し、
送信時において前記可変ゲインアンプ及び前記Ａ／Ｄ変換器が休止することを特徴とする請求項５記載の通信装置。
通信に用いる所定の周波数を有する信号を入力して別の周波数を有する信号を出力する周波数変換器を配置し、
受動素子で構成されたロウパスフィルタを前記周波数変換器に接続し、
受動素子で構成され且つ通信に使用する周波数域に応じて阻止域を変化させることが可能な第１の複素フィルタを前記ロウパスフィルタに接続する、通信装置の構成方法。
前記ロウパスフィルタと前記第１の複素フィルタの間に、受信時においては抵抗となり、送信時においてはバッファとなるインピーダンス変換器をさらに配置する、請求項２４記載の通信装置の構成方法。
前記インピーダンス変換器は、第１の抵抗、第３のセレクタ、及び第１のバッファを備え、
前記第１の抵抗を、前記ロウパスフィルタにつながる１対の差動信号線の間に接続し、
前記第３のセレクタを、前記ロウパスフィルタと前記第１の複素フィルタの間に接続し、
前記第１のバッファの入力を前記第１の複素フィルタに接続し、
前記第１のバッファの出力を前記第３のセレクタに接続する、請求項２５記載の通信装置の構成方法。