CN103746666A - 一种0.1~1.2GHz射频CMOS差分功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种0.1～1.2GHz射频CMOS差分功率放大器，包括输入隔直电路、驱动级偏置及输入匹配电路、驱动级、级间隔直电路、功率级偏置及级间匹配电路、功率级和输出隔直电路，所述驱动级提供驱动增益与良好的输入匹配；所述功率级放大电路提供功率增益与良好的输出匹配。所述驱动级和所述功率级放大电路均分别包括两个NMOS管、两个电感、两个电流偏置电路、两个片外隔直电容，所述功率输出级还包括两个反馈电阻，及级间隔直电容。本发明采用共源结构，芯片面积小。整个差分结构的电路中，采用器件的参数大小可以综合整个电路增益、带宽和输出功率等各项指标后决定，从而实现在0.1～1.2GHz内高增益、高线性度和较大的输出功率。

Description

一种0.1~1.2GHz射频CMOS差分功率放大器

技术领域

本发明涉及互补型金属氧化物半导体(CMOS)频功率放大器和集成电领域，特别是面向行业专网应用的一种CMOS差分射频功率放大器。

背景技术

手机、无绳电话、射频标签(RFID)、无线局域网(WLAN)等无线通信市场的快速发展,不断推动射频前端收发器向高集成、低功耗、结构紧凑、价格低廉的方向发展。功率放大器(简称功放)是无线发射器中必不可少的组成部分，也是整个发射机中耗能最多的部件,输出功率一般比较大。现代通信技术为了提高频谱利用率,普遍采用同时调幅调相的技术,要求功放有很好的线性度;通信的移动特性要求功放的功率效率尽可能地高。

目前，频率在0.1-1.2GHz范围内的宽带无线接入设备主要用于行业专网，但是行业专网的频点和带宽种类繁多，标准不统一。然而，目前行业专网所用的射频前端芯片多数被国外公司所垄断。行业专网核心器件应用国外芯片还存在诸多问题。因此，我们需要具有自主知识产权的射频前端芯片。

相对于其它无线收发组件，大功率、高线性、高效率是功率放大器的基本设计要求。目前很多商用功放使用GaAs器件，但是,GaAs器件比CMOS Si器件造价高,且混合工艺做成的系统体积比较大，而流行的片上系统要求功放能和其它射频前端组件、基带电路、DSP电路等用主流的CMOS工艺集成在同一芯片上,以减小体积、降低造价、增加系统可靠性。由于它的低成本、小面积、高集成度以及低功耗等优点，CMOS技术在超宽带功率放大器领域越来越受到人们的关注。在CMOS射频前端中,低噪声放大器、混频器、滤波器、放大器的研究和设计比较成熟,而宽带、高效率、高线性的深亚微米CMOS射频功率放大器仍然是CMOS片上系统最难实现的组件之一。

常见的宽带放大器的电路结构有很多，如共栅极放大器、负反馈放大器、以及分布式放大器等，要想同时满足各项参数的要求十分困难。通常其阻抗匹配的实现是以降低线性度，或增加功耗或芯片面积等为代价来获得的，并且带内增益的平坦度也不是很好。通常，很多射频功率放大器的输入信号和输出信号均为单端信号，因此其抗干扰能力差，不适合远距离传输。

发明内容

针对上述现有技术，本发明提供一种面向行业专网应用的差分结构的0.1～1.2GHz的CMOS宽带射频功率放大器，其具有良好的线性度，足够的增益、带宽和输出功率。

为了解决上述技术问题，本发明一种差分结构的0.1～1.2GHz的CMOS宽带射频功率放大器包括输入隔直电路、驱动级偏置及输入匹配电路、驱动级放大电路、级间隔直电路、功率级偏置及级间匹配电路、功率级、输出隔直电路和芯片电源，其特征在于，所述驱动级放大电路用于实现放大器的驱动增益，所述功率级用于实现功率增益及阻抗匹配，所述芯片电源采用电压节点VDD；所述驱动级放大电路和所述功率级均分别包括两个NMOS管、两个电感，所述功率级还包括两个反馈电阻；所述级间隔直电路由两个片上隔直耦合电容构成，所述输入隔直电路和所述输出隔直电路均分别由两个芯片外接的隔直耦合电容构成；所述驱动级放大电路中，针对差分信号分为正、负两路对称的放大结构，所述驱动级放大电路中的两个NMOS管，其中一个为正路NMOS管，另一个为负路NMOS管；正向电路结构由正路NMOS管和所述驱动级放大电路中的一个电感构成；所述正路NMOS管采用共源结构，所述正路NMOS管的源极接地，所述正路NMOS管的漏极与所述电感连接，所述正路NMOS管的栅极连接至驱动级偏置及输入匹配电路的正路部分，同时所述正路NMOS管的栅极连接正路的一个片外隔直电容后再连接至放大器的输入端Vin+，与所述正路NMOS管漏极连接的电感的另一端接芯片电源，所述正路NMOS管的漏极为所述驱动级放大电路的正向输出端；负向电路结构与所述正向电路结构为镜像对称，所述负路NMOS管的栅极连接至所述驱动级偏置及输入匹配电路的负路部分，所述负向电路连接至放大器的输入端Vin-，所述负路NMOS管的漏极为所述驱动级放大电路的负向输出端；所述功率级中，针对差分信号分为正、负两路对称的放大结构，所述功率级中的两个NMOS管，其中一个为正路NMOS管，另一个为负路NMOS管；正向电路结构由正路NMOS管和所述功率级中的一个电感构成；所述正路NMOS管采用共源结构，所述正路NMOS管的源极接地，所述正路NMOS管的漏极与所述电感连接，所述正路NMOS管的栅极连接至功率级偏置及级间匹配电路的正路部分，同时所述正路NMOS管的栅极连接正路的一个片上隔直电容后再连接至前一级正路NMOS管的漏极，与所述正路NMOS管的漏极连接的电感的另一端接芯片电源，所述正路NMOS管的漏极连接正路的一个片外隔直电容后，再连接至放大器的输出端Vout+，所述正路NMOS管的漏级和栅级之间连接一正路反馈电阻；负向电路结构与所述正向电路结构为镜像对称，所述负路NMOS管的栅极连接至功率级偏置及级间匹配电路的负路部分，并同时通过一负路片上隔直电容连接至前一级负路NMOS管的漏极，负路NMOS管的漏极连接负路的一个片外隔直电容后连接至放大器的输出端Vout-；

所述驱动级放大电路中两个NMOS管的漏极与所述功率输出级中两个NMOS管的栅极之间连接有正、负两路的两个片上隔直耦合电容。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明为保证功率输出级得到最大的输出功率，所以需要更大的电压输出摆幅，故采用共源级放大结构。并且，与采用共源共栅结构相比，共源结构可以节省芯片的面积，并且同样可以达到所要求的功率输出指标。

本发明中输入、输出偏置及匹配电路的结构，既实现了良好的宽带阻抗匹配、又提供了稳定的直流偏置、且耗费了极小的芯片面积，可以为本放大器在0.1～1.2GHz内实现良好的宽带特性。在0.1～1.2GHz内，同其他变压器阻抗匹配电路、RCL阻抗匹配电路相比，大大降低了芯片面积，显著降低了成本。

在整个差分结构的电路中，NMOS管的尺寸和其他器件的大小是综合考虑的整个电路的增益、带宽和输出功率等各项指标后决定的。通过后期的版图设计与合理布局，可以更好地实现所要求的各项指标，实现在0.1～1.2GHz的宽带条件下的高增益、高线性度和较大的输出功率，并且具有较小的芯片面积。

附图说明

图1是本发明放大器的原理方框图；

图2是本发明放大器实施例的电路原理图;

图3是本发明放大器的稳定性Kf值曲线图；

图4是本发明放大器的S参数曲线图；

图5是本发明放大器的输出功率曲线图；

图6是本发明放大器的功率附加效率曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明电路作进一步详细地描述。

如图1所示，本发明一种差分结构的0.1～1.2GHz的CMOS宽带射频功率放大器，包括输入隔直电路、驱动级偏置及输入匹配电路、驱动级、级间隔直电路、功率级偏置及级间匹配电路、功率级和输出隔直电路，所述驱动级提供驱动增益与良好的输入匹配，即保证整个电路的S11参数达到要求；所述功率级提供功率增益与良好的输出匹配即保证整个电路的功率输出和良好的S22参数。整个电路只有一个芯片电源，用电压节点VDD代替，采用3.3V的电源供电。所述驱动级和所述功率输出级均分别包括两个NMOS管、两个电感、两个电流偏置电路和两个片外隔直电容，所述功率输出级还包括两个反馈电阻；

如图2所示驱动级中，针对差分信号可分为正负两路对称的放大结构，其中正向电路结构为：正路NMOS管M2采用共源结构，即M2的源极接地，M2的漏极与一个电感L0连接，正路NMOS管M2的栅极连接至驱动级偏置及输入匹配电路的正路部分的电阻R2，该部分由R0、M0、R2组合而成。同时正路NMOS管M2的栅极连接一个片外隔直电容C1后，再连接至放大器的输入端Vin+，正路NMOS管M2的漏极电感L0的另一端接芯片电源，即电压节点VDD，正路NMOS管M2的漏极为驱动级正向输出端。负向电路结构与正向电路结构为镜像对称，其结构为：负路NMOS管M3采用共源结构，即M3的源极接地，M3的漏极与一个电感L1连接，负路NMOS管M3的栅极连接至驱动级偏置及输入匹配电路的负路部分的电阻R3，该部分由R1、M1、R3组合而成。同时负路NMOS管M3的栅极连接一个片外隔直电容C2后，再连接至放大器的输入端Vin-，负路NMOS管M3的漏极电感L1的另一端接芯片电源，即电压节点VDD，负路NMOS管M3的漏极为驱动级负向输出端；

如图2所示功率级中，针对差分信号亦可分为正负两路对称的放大结构，其中正向电路结构为：正路NMOS管M6采用共源结构，M6的源极接地，M6的漏极与一个电感L2连接，正路NMOS管M6的栅极连接至功率级偏置及级间匹配电路的正路部分的电阻R6，该部分由R4、M4、R6组合而成，正路NMOS管M6的栅极同时连接正路的一个片上隔直电容C3后再连接至放大器的前级输正向输出端，即M2的漏极。正路NMOS管M6的漏极电感L2的另一端接芯片电源，即电压节点VDD。正路NMOS管M6的漏极连接正路的一个片外隔直电容C5后，再连接至放大器的输出端Vout+，正路NMOS管M6的漏级和栅级之间连接正路反馈电阻Rf1。负向电路结构与正向电路结构为镜像对称，其结构为：负路NMOS管M7采用共源结构，M7的源极接地，M7的漏极与一个电感L3连接，负路NMOS管M7的栅极连接至功率级偏置及级间匹配电路的负路部分的电阻R7，该部分由R5、M5、R7组合而成，负路NMOS管M7的栅极同时连接负路的一个片上隔直电容C4后再连接至放大器的前级输负向输出端，即M3的漏极。负路NMOS管M7的漏极电感L3的另一端接芯片电源，即电压节点VDD。负路NMOS管M7的漏极连接正路的一个片外隔直电容C6后，再连接至放大器的输出端Vout-，负路NMOS管M7的漏级和栅级之间连接负路反馈电阻Rf2。

如图2所示驱动级偏置及输入匹配电路,针对差分信号亦可分为正负两路对称的结构，其中正向偏置及匹配电路结构为：正路NMOS管M0的漏极接一个电阻R0后与芯片电源节点VDD相接，该NMOS管M0的栅极与漏极相连后并通过一个馈电及匹配电阻R2为驱动级放大电路的正向电路提供电压偏置及阻抗匹配。负向电路结构与正向电路结构为镜像对称，其结构为：负路NMOS管M1的漏极接一个电阻R1后与芯片电源节点VDD相接，该NMOS管M1的栅极与漏极相连后并通过一个馈电及匹配电阻R3为驱动级放大电路的负向电路提供电压偏置及阻抗匹配。

如图2所示功率级偏置及级间匹配电路,针对差分信号亦可分为正负两路对称的结构，其中正向偏置及匹配电路结构为：正路NMOS管M4的漏极接一个电阻R4后与芯片电源节点VDD相接，该NMOS管M4的栅极与漏极相连后并通过一个馈电及匹配电阻R6为功率级放大电路的正向电路提供电压偏置及阻抗匹配。负向电路结构与正向电路结构为镜像对称，其结构为：负路NMOS管M5的漏极接一个电阻R5后与芯片电源节点VDD相接，该NMOS管M5的栅极与漏极相连后并通过一个馈电及匹配电阻R7为功率级放大电路的负向电路提供电压偏置及阻抗匹配。

如图2所示输入隔直电路、级间隔直电路和输出隔直电路，针对差分信号亦可分为正负两路对称的结构。输入隔直电路由两个芯片外接的隔直耦合电容构成，输入隔直电路中，正路片外隔直耦合电容C1连接于放大器的输入端Vin+节点和晶体管M2的栅极之间，负路片外隔直耦合电容C2连接于放大器的输入端Vin-节点和晶体管M3的栅极之间；所述级间隔直电路由两个片上隔直耦合电容构成，级间隔直电路中，正路片上隔直耦合电容C3连接于晶体管M2的漏极和晶体管M6的栅极之间，负路片上隔直耦合电容C4连接于晶体管M3的漏极和晶体管M7的栅极之间；输出隔直电路也是由两个芯片外接的隔直耦合电容构成，输出隔直电路中，正路片外隔直耦合电容C5连接于晶体管M6的漏极和放大器的输出端Vout+节点之间，负路片外隔直耦合电容C6连接于晶体管M7的漏极和放大器的输出端Vout-节点之间。

本发明实施例的工作过程如下：

如图2所示，射频输入差分信号进入电路输入端Vin+节点和Vin-节点，通过隔直耦合电容C1和C2的耦合作用后进入电路的驱动级。在电流偏置电路的作用下，驱动级中的两个NMOS管M2和M3开始工作，输入信号经过驱动级的驱动放大作用后从两个NMOS管M2和M3的漏极输出。由于该两个漏极分别接电感L0和L1，该电感值至少大于100nH，在0.1～1.2GHz时呈现交流开路，直流短路特性，所以交流信号不会从该两个漏极输出到电源VDD。信号经过驱动级电路放大后，再经过片上隔直耦合电容C3和C4流入功率级放大电路。功率级放大电路在功率输出级的电流偏置电路作用下开始工作，对驱动级的信号进行再次放大。设置在功率级中两个NMOS管M6和M7的漏极和栅极之间的两个反馈电阻Rf1和Rf2可以有效改善输出宽带匹配，使整个电路得到良好的S22参数。同样，由于两个NMOS管M6和M7的漏极接有电感L2和L3，交流信号也不会流出到电源节点VDD，而是从功率输出级的两个NMOS管M6和M7的漏极输出到隔直电容C5和C6，最终完成功率放大并输出信号。如图2所示，驱动级偏置及输入匹配电路中，以正路电路为例，电阻R0和NMOS管M0共同构成典型电流镜电路，提供稳定的栅极馈电，通过电阻R2后馈入驱动级正路NMOS管M2的栅端。本发明电路中，将馈电电阻R2的值设计为低阻值，如30ohm左右，可以既保证电路的稳定馈电，又保证电路在0.1～1.2GHz实现良好输入50ohm阻抗匹配，大大地避免了匹配电路会耗费的芯片面积。负路电路工作原理与正路电路类似。

如图2所示，功率级偏置及级间匹配电路中，以正路电路为例，电阻R4和NMOS管M4共同构成典型电流镜电路，提供稳定的栅极馈电，通过电阻R6后馈入功率级正路NMOS管M6的栅端。本发明电路中，将馈电电阻R6的值设计为300ohm左右，可以既保证电路的稳定馈电，又保证电路在0.1～1.2GHz实现良好级间阻抗匹配，大大地避免了匹配电路会耗费的芯片面积。负路电路工作原理与正路电路类似。

在整个差分结构的电路中，NMOS管的尺寸和其他器件的大小可以综合考虑整个电路的增益、带宽和输出功率等各项指标后决定，从而实现在0.1～1.2GHz的宽带条件下的高增益、高线性度和较大的输出功率。

下面以一个设计实例具体说明。在实际设计中，分别取第一级中NMOS管M0、M1栅宽/栅长比为200um/0.35um，M2、M3为400um/0.35um，第二级所有NMOS管尺寸均为600um/0.35um；电阻R0、R1为120ohm，R2、R3为31.5ohm，R4、R5为400ohm，R6、R7为350ohm，反馈电阻Rf1、Rf2为1.45Kohm；隔直电容C1、C2、C5、C6均为1uF，C3、C4为5pF；电感L0、L1、L2、L3均取200nH。

如图3所示为本发明的功率放大器的稳定性Kf值仿真结果，当Kf值大于1时放大器稳定。从图中可以看出，在整个0.1～1.2GHz频段内Kf值均大于20，所以该电路是稳定的。

如图4所示为本功率放大器的S参数曲线仿真结果。从图中可以看出，在整个频段范围内，增益曲线S21较高，始终大于25dB；输入输出回波损耗S11和S22均在-10dB以下；隔离度S12小于-60dB。

如图5所示为本发明功率放大器的输出功率曲线图。从图中可以看出，功率放大器的饱和输出功率为24.7dBm。

如图6所示为本发明功率放大器的功率附加效率曲线图。从图中可以看出，在输出功率饱和的条件下，该放大器的效率大于35%。

综合图3、图4、图5和图6的仿真结果可知，本发明的功率放大器在0.1～1.2GHz频段内具有良好的性能指标，可以满足设计的要求。

尽管上面结合图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以作出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (4)

1.一种0.1～1.2GHz射频CMOS差分功率放大器，包括输入隔直电路、驱动级偏置及输入匹配电路、驱动级放大电路、级间隔直电路、功率级偏置及级间匹配电路、功率级、输出隔直电路和芯片电源，其特征在于，所述驱动级放大电路用于实现放大器的驱动增益，所述功率级用于实现功率增益及阻抗匹配，所述芯片电源采用电压节点VDD；

所述驱动级放大电路和所述功率级均分别包括两个NMOS管、两个电感，所述功率级还包括两个反馈电阻；所述级间隔直电路由两个片上隔直耦合电容构成，所述输入隔直电路和所述输出隔直电路均分别由两个芯片外接的隔直耦合电容构成；

所述驱动级放大电路中，针对差分信号分为正、负两路对称的放大结构，所述驱动级放大电路中的两个NMOS管，其中一个为正路NMOS管，另一个为负路NMOS管；正向电路结构由正路NMOS管和所述驱动级放大电路中的一个电感构成；所述正路NMOS管采用共源结构，所述正路NMOS管的源极接地，所述正路NMOS管的漏极与所述电感连接，所述正路NMOS管的栅极连接至驱动级偏置及输入匹配电路的正路部分，同时所述正路NMOS管的栅极连接正路的一个片外隔直电容后再连接至放大器的输入端Vin+，与所述正路NMOS管漏极连接的电感的另一端接芯片电源，所述正路NMOS管的漏极为所述驱动级放大电路的正向输出端；负向电路结构与所述正向电路结构为镜像对称，所述负路NMOS管的栅极连接至所述驱动级偏置及输入匹配电路的负路部分，所述负向电路连接至放大器的输入端Vin-，所述负路NMOS管的漏极为所述驱动级放大电路的负向输出端；

所述功率级中，针对差分信号分为正、负两路对称的放大结构，所述功率级中的两个NMOS管，其中一个为正路NMOS管，另一个为负路NMOS管；正向电路结构由正路NMOS管和所述功率级中的一个电感构成；所述正路NMOS管采用共源结构，所述正路NMOS管的源极接地，所述正路NMOS管的漏极与所述电感连接，所述正路NMOS管的栅极连接至功率级偏置及级间匹配电路的正路部分，同时所述正路NMOS管的栅极连接正路的一个片上隔直电容后再连接至前一级正路NMOS管的漏极，与所述正路NMOS管的漏极连接的电感的另一端接芯片电源，所述正路NMOS管的漏极连接正路的一个片外隔直电容后，再连接至放大器的输出端Vout+，所述正路NMOS管的漏级和栅级之间连接一正路反馈电阻；负向电路结构与所述正向电路结构为镜像对称，所述负路NMOS管的栅极连接至功率级偏置及级间匹配电路的负路部分，并同时通过一负路片上隔直电容连接至前一级负路NMOS管的漏极，负路NMOS管的漏极连接负路的一个片外隔直电容后连接至放大器的输出端Vout-；

所述驱动级放大电路中两个NMOS管的漏极与所述功率输出级中两个NMOS管的栅极之间连接有正、负两路的两个片上隔直耦合电容。

2.根据权利要求1所述0.1～1.2GHz射频CMOS差分功率放大器，其中，所述驱动级偏置及输入匹配电路中,针对差分信号分为正负两路对称的偏置结构，其中，正路偏置结构包括正路偏置NMOS管，所述正路偏置NMOS管的漏极接一电阻后与所述芯片电源相接，所述正路偏置NMOS管的栅极与漏极相连后通过一匹配电阻给所述驱动级放大电路的正路NMOS管的栅极加偏置；负路偏置结构与正路偏置结构为镜像对称，所述负路偏置结构为驱动级放大电路的负路NMOS晶体管的栅极加偏置；

所述功率级偏置及级间匹配电路的结构与上述驱动级偏置及输入匹配电路结构相同。

3.根据权利要求1所述0.1～1.2GHz射频CMOS差分功率放大器，其中，所述驱动级放大电路和所述功率级放大电路中的电感均为芯片外接电感，其电感值至少为100nH。

4.根据权利要求1所述0.1～1.2GHz射频CMOS差分功率放大器，其中，所述电压节点VDD采用3.3V的电源。

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