CN107302310B - 具有稳健电流感测及共享放大器的多相切换电力供应器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种具有稳健电流感测及共享放大器的多相切换电力供应器。在多相电流模式受控切换电力供应器中，感测通过各种相位中的电感器的电流以确定何时关断切换晶体管。感测斜变纹波电流的AC电流反馈路径与感测较低频率平均电流的DC电流路径分离。共享差分放大器使其输入多路复用以仅从所有所述相位接收DC分量信号。所述放大器的增益经设定以使得DC感测信号与AC感测信号具有适当比例。针对每一相位，使用第二多路复用器取样且保持所述放大器的输出。所述AC感测信号及所述经放大DC感测信号针对每一相位由求和电路进行组合。针对每一相位将复合感测信号施加到比较器以控制相关联开关的工作循环。

Description

具有稳健电流感测及共享放大器的多相切换电力供应器
相关申请案的交叉参考
本申请案主张来自2016年4月15日申请的序列号为62/323,490的美国临时申请案的优先权。
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器，且特定来说，涉及多相电流模式切换转换器。
背景技术
多相切换电力供应器是众所周知的，且被频繁用于高电力应用中。图1说明两相电力供应器。在此多相电力供应器中，多个独立受控切换电力供应器经并联连接以驱动表示为电阻器RL、耦合到经调节输出电压Vo的负载。通常，将控制器10实施为集成电路，且电感器L1及L2以及输出电容器Co处于外部。切换晶体管Q1到Q4可取决于电力要求而处于内部或外部。
时钟在循环的不同相位期间通过在其相关联相位的开始处接通顶部晶体管Q1或Q3而设定每一电力供应器。以此方式，由每一相位传导的电流仅是一小部分负载电流，且输出电压纹波减少。此举降低滤波要求、减少开关中的RMS电力耗散、减少热点、使得能够更快速地响应负载变化且缓和对印刷电路板上及集成电路中的迹线的要求。理想情况下，在稳态条件下由诸个相位提供的电流相同。
电流模式切换电力供应器通常用于多相切换电力供应器中，且需要非常准确的电流感测器以反馈瞬时电感器电流以调节通过相位中的各种电感器的峰值电流。基本上，当斜变电感器电流跨越阈值电压时，切换晶体管在时钟循环的剩余部分内关断。对于每一相位，电流感测应相同，以保证负载电流跨越所有相位均匀平衡。图1展示针对相位中的每一者的电流反馈信号Ifb1及Ifb2，且展示输出电压反馈信号Vfb。输出电压反馈信号Vfb可为经划分电压。
用于检测每一相位中的电感器电流的一种技术是插入与电感器串联的低值感测电阻器(例如，小于0.1欧姆)并测量跨越电阻器的电压降落。电压降落包含归因于斜变电感器电流的DC分量的相对较大降落及归因于斜变电感器电流的AC纹波分量的小得多的降落。因为每一相位中的电阻器具有非常低的值，所以存在不良信噪比。信噪比问题是归因于在电阻器传导高DC电流及切换噪声的同时跨越感测电阻器的相对较小纹波电压(AC)降落。此外，电阻器中的损耗浪费电力。
替代使用单独串联电阻器，可通过感测跨越电感器(因为电感器具有称为DCR的DC绕组电阻)的电压或感测跨越同步整流器开关(当其接通时)的电压而“无损地”测量电流。此技术被认为是无损的，这是因为其依赖于转换器拓扑中固有的电阻损耗。
有效地感测电流的另一方式是使用电阻器-电容器网络仿真跨越电感器的电感器电流，其中RC网络的时间常数与电感器DCR时间常数相同，使得RC＝L/DCR。因此，跨越电容器的斜变电压将跟踪通过电感器的斜变电流。然而，如果DCR非常低，那么将存在切换噪声问题及信噪比问题。此将导致脉冲宽度调制(PWM)相位抖动、电流不平衡及其它问题。
第8,823,352号美国专利揭示用于单相电力供应器的各种电流感测技术，但未解决多相电力供应器的电流感测。'352专利揭示一种技术，其用于分离出电感器电流的AC与DC分量以有效地独立放大AC分量，且接着，适当放大DC分量以与AC分量具有适当比例。然而，此技术在应用于多相电力供应器时是有问题的，这是因为每一相位将需要具有完全相同增益的单独放大器以类似地放大其相关联DC分量，且难以针对相位中的每一者形成相同放大器。提供单独放大器还增大系统的成本及大小。
需要一种使用电流模式转换器相位的多相切换电力供应器，其中可使针对每一相位的电流感测更准确且对于每一相位相同。
发明内容
揭示一种具有相控电流模式转换器(也称为相位)的多相切换电力供应器。RC网络针对每一相位仿真电感器电流。所述RC网络分离出经仿真电感器电流的DC及AC分量，使得两个路径可单独地进行处理，接着稍后进行组合。可使所述AC分量具有高的峰值到峰值电压，这是因为其与DC分量分离，这改进信噪比。所述DC分量单独进行放大。对于相控电流模式转换器，经仿真电感器电流的准确处理精确地要求对每一相位的DC分量的相同放大。
对于DC分量，仅单个差分放大器用于所有相位，这是因为其输入及输出被多路复用，且放大器的输出针对每一相位施加到取样与保持电路。接着，将所述取样与保持电路的输出(含有电感器电流的经放大DC分量)与AC分量进行求和。“输入”多路复用器时钟可为设定电流模式转换器的相位的相同时钟，且“输出”多路复用器时钟可略微延迟以避免放大器输出中的取样切换噪声。
因此，对于每一相位，放大完全相同，存在归因于DC分量的取样与保持的较少切换噪声，且所有相位存在更好的电流平衡。另外，因为仅存在一个放大器，所以减小了系统的成本及大小。
接着，对于每一相位，比较AC分量与放大器的取样与保持输出的总和与用于调节通过电感器中的每一者的峰值电流的控制电压。所有相位将具有相同控制电压，所以由相位供应的电流应相同。
可使电流感测电路中的每一者中的电阻器匹配，且可针对不同相位中的电感器定制所述电阻器。
因此，用于各种相控电流模式转换器的电流感测将更准确且相同，具有小的添加空间，这是因为针对所有相位使用相同放大器。
电流感测及共享DC感测信号放大器可应用于任何类型的多相电流模式转换器，其包含降压、升压、降压-升压、最小电流控制、恒定接通时间控制、恒定关断时间控制等等。除了电流感测及共享放大器之外，转换器的所有方面可为常规的，从而使本发明能够容易地并入于现存多相转换器设计中。
各个相位可使用相同输入电压或不同输入电压，且所述相位可驱动相同负载或不同负载。在所有情况下，电感器电流的DC分量将缓慢改变，从而使得能够取样每一相位中的平均DC分量且使其用于整个切换循环。
附图说明
图1说明使用电流模式转换器的现有技术通用多相切换电力供应器。
图2说明针对两相电力供应器的本发明的实施例，其中相控电流模式转换器各自仿真其相应电感器电流、单独地处理经仿真信号的AC与DC分量以改进信噪比、使用相同DC放大器处理DC分量(通过多路复用)，且使用取样与保持电路以贯穿整个时钟循环保持DC经放大值，同时DC放大器间歇性地耦合到每一相位。
图3说明本发明的另一实施例，其中低值感测电阻器用于电感器电流路径中，而非仅使用电感器的DCR，以使电压降落。此举可跨越所有相位提供更一致电流读数。
使用相同元件符号标示相同或等效的元件。
具体实施方式
图2说明本发明的第一实施例，其是多相切换电力供应器。尽管为了简化起见仅展示两个相位，但可取决于所需电力及所期望纹波而使用任何数目个相位。首先将描述电力供应器的常规部分的操作。可替代地使用许多其它类型的电力供应器，且本发明主要涉及产生分离AC与DC感测信号的电流感测部分及DC感测放大器由所有相位共享。
时钟(Clk)信号施加到RS触发器20的设定输入。每一相位具有其自身时钟信号，且所述相位在单个时钟循环内被平分。在两个相位的实例中，在相位之间存在半个循环差。产生相位时钟信号是众所周知的。时钟频率通常将在几十kHz到几MHz之间。其它类型的多相电流模式转换器不一定按恒定频率切换，但仍需要电感器电流检测以控制开关。
RS触发器20的设定在其Q输出处产生高信号。作为响应，逻辑电路24接通晶体管开关26且关断同步整流器开关28。两个开关均可为MOSFET或其它晶体管。二极管可替代同步整流器开关28。逻辑电路24保证不存在开关26与28的交叉传导。施加到电感器L1到开关26的输入电压Vin致使斜变电流流过电感器L1。斜变电流由输出电容器36滤波，且将电流供应到连接到输出电压Vo的负载。输出电容器36相对较大以使纹波平滑。
输出电压Vo施加到分压器42，且经划分电压施加到跨导误差放大器44的负输入。参考电压Vref施加到放大器44的正输入。放大器44的输出电流对应于实际输出电压Vo与所期望输出电压之间的差值。基于放大器44的正电流输出或负电流输出调高或调低跨越放大器44的输出处的电容器46的电压(控制电压Vc)。电容器46处的控制电压Vc尤其设定开关26的工作循环及使到放大器44的输入均衡所需的控制电压Vc的电平。电阻器及电容器可与电容器46并联连接以如众所周知那样控制及优化相位及环路稳定性。
图2还说明常规斜坡补偿电路48，如对于电流模式电力转换器所众所周知。斜坡补偿电路48的锯齿式输出由减法器50从控制电压Vc减去。在高工作循环(通常大于50％)下，斜坡补偿电路48的效果是减少高工作循环下可能发生于电流环路中的子谐波振荡。斜坡补偿电路48与本发明无关。某些类型的多相电流模式转换器无需斜坡补偿。
经补偿控制电压Vc施加到比较器52的一个输入。
如稍后将更详细描述，表示瞬时斜变电感器电流的经仿真信号施加到比较器52的另一输入。当斜变信号跨越经补偿控制电压Vc时，RS触发器20复位，这关断开关26并接通开关28以使电感器放电，直到下一时钟循环启动。以此方式，对于每一循环，通过电感器L1的峰值电流经调节以产生所期望输出电压Vo。其它类型的合适的电流模式转换器不调节峰值电流，但仍基于检测到的电感器电流切换晶体管。
另一相位与刚描述的相位相同，且使用其自身比较器(未展示)、RS触发器及逻辑以独立地切换其开关56及58。所有相位使用相同经补偿控制电压Vc以设定通过其电感器的峰值电流。理想情况下，每一相位具有相同工作循环，且将总电流的二分之一供应到负载。尽管展示驱动单独输出电容器36的每一相位，但其是相同的共同电容器36。
通过电感器L1的电流包含DC分量(较低频率平均电流)及AC分量(较高频率纹波电流)。
在现有技术设计中，通过各个开关的接通或关断，电感器电流中的切换噪声(例如，高频率尖峰及振荡)是一个问题，且如果所述切换噪声足够高，那么可致使比较器的错误触发，从而导致输出电压Vo上的纹波的抖动及增大。
本发明减轻切换噪声的问题且帮助所有相位以具有相同特性，使得每一相位将把电流的相同比例供应到负载。此避免一个相位传导更多电流，从而致使其变得比其它相位更热、降低其效率且限制最大操作环境温度。保持相位相同还减少输出电压纹波。本发明使用由所有相位共享的经多路复用差分放大器，这减小相控转换器的大小，且致使所有相位具有更类似的操作特性。
图2说明针对AC感测路径与DC感测路径具有不同RC电路的电流感测电路。电阻DCR1表示电感器绕组DC电阻。电感器绕组可具有大约几莫姆到小于1莫姆的DC电阻。包括电阻器R3及电容器C3的串联连接、跨越电感器L1连接的开尔文的RC网络经选择以具有比电感器及DCR的时间常数小得多的时间常数，使得R3*C3＜L1/DCR。感测跨越电容器C3端子的AC纹波电压。R3*C3时间常数可为低于L1/DCR的任何时间常数以适当操作，这是因为DC路径的增益将被适当地调整以避免失真。通过降低时间常数R3*C3，跨越电容器C3的AC纹波电压量值可随着通过电感器L1的电流斜升而大幅增大。此增大的电压信号增大AC感测信号的信噪比，从而使更准确地按时触发比较器52。
电阻DCR2表示电感器L2的DC电阻。术语gm表示跨导。放大值x1表示存在单位放大。放大值xK意指放大倍数是K倍。值VSW1是开关26和28之间的电压。值VSW2是开关56和58之间的电压。值VAC2是跨越电容器C1的AC纹波电压。
因为任何切换噪声含有比切换频率大得多的频率，所以大部分切换噪声将由电容器C3滤除，使得时间常数R3*C3的减小不会不利地影响AC路径中的切换噪声的效果。
第二RC网络由电阻器R4及电容器C4跨越电容器C3的串联连接形成。电阻器R4及电容器C4用作低通滤波器，以滤除切换噪声及AC纹波，其中跨越电容器C4的经滤波信号与电感器电流的DC分量成比例。跨越电容器C4的电压是跨越电容器C3的平均电压。
跨越感测端子SNSP1及SNSAVG1的电压表示电感器电流的DC分量VDC1，且跨越感测端子SNSP1及SNSN1的电压表示电感器电流的AC纹波电压VAC1。
AC纹波电压由单位增益缓冲器60针对每一相位缓冲，且缓冲器60的输出针对每一相位施加到求和器62。
电感器电流的DC分量在稳态操作期间相对恒定，所以其在切换循环期间的瞬时值并不重要。因此，相位的DC分量可在切换噪声已减弱之后的时间每循环由共享差分放大器66放大且由取样与保持电路68取样仅一次。放大量经设定以致使DC感测信号与AC感测信号具有适当比例以无失真。所需放大增益K可通过模拟确定。
求和器62将AC与DC感测信号相加以产生仿真实际电感器电流的信号。求和器62的输出将是(K+1)*VDCR1。
因为相同放大器66由每一相位使用，所以用于每一相位的DC分量按完全相同的增益进行放大。此通过多路复用来自所有相位的DC感测输入使得其按顺序施加到放大器66来实现。此还通过仅需要一个放大器66而减小控制器的大小。
第一多路复用器70由各种时钟相位控制，以在短暂的时间内循序地将每一相位连接到放大器66。
第二多路复用器72由时钟相位进行控制以在第一多路复用器70已将放大器66连接到相关联的相位以消除任何切换噪声不久之后的某一时间取样且保持放大器66的输出。保持电容器74针对每一相位在时钟循环的剩余部分内为那个相位保持经放大DC感测信号。经取样与保持信号最终在整个时钟循环内针对那个相位施加到相位的相关联求和器62，使得针对那个相位的求和器62的输出准确地表示整个时钟循环的电感器电流。
接着，针对各个相位的经仿真电感器电流信号施加到相位的相关联比较器52，且与共同经补偿控制电压Vc进行比较以确定针对相关联相位何时关断电力开关(例如，开关26或56)。
作为图2中的电路的结果，切换噪声最终从反馈路径消除，归因于共享放大器66而使相位更类似，且信噪比大幅增大。此导致更精确电流平衡、更小工作循环抖动、更低成本控制IC，及更准确且恒定的输出电压Vo。
此外，每一相位的比较器52及缓冲器60两者皆由于制造变化而具有不可避免的偏移。在实践中，每一相位的偏移必然不同。不匹配偏移促成相位之间的电流不平衡。现在，利用本发明的改进，因为DC及AC感测信号两者都进行K次有效放大，所以归因于这些不匹配偏移的不平衡减小了1/K。
如果控制器IC使用针对N个相位的N个不同放大器的现有技术，那么这些放大器的增益K之间的不可避免的不匹配将促成电流不平衡。现在，利用本发明的方法，每相位使用相同放大器，使得增益K完全相同。电流不平衡的此促成因素得以消除。
包括电阻器R4及电容器C4的低通滤波器的拐角理想地经设计以使得经求和信号与跨越DCR1的以任何频率而无相移的电压信号成比例。此外，优选的是，电阻器R3及R4具有致使跨越这两个电阻器的电压相等的值。
电路仅具有一个到电感器的开尔文连接，从而简化实施。
电力供应器的另一相位与第一相位相同且包含电阻器R1及R2、电容器C1及C2、电感器L2以及AC及DC分量处理电路。AC纹波电压及DC感测电压施加到端子SNSP2、SNSN2及SNSAVG2。DC感测电压标记为VDC2。任何额外相位也将相同。
图3类似于图2，但使用低值感测电阻器Rsense检测电感器电流的DC分量，而非跨越电容器C3的平均电压。跨越电阻器Rsense的电压降落由包括电阻器R4及电容器C4的低通滤波器进行滤波，且跨越电容器C4的电压是将施加到放大器66的电感器电流的DC分量。电阻器R3及电容器C3的RC时间常数低于L1/(DCR1+Rsense)时间常数。电路的其余部分及操作与图2中的相同。
电流感测及共享DC感测信号放大器可应用于任何类型的多相电流模式转换器，其包含降压、升压、降压-升压、最小电流控制、恒定接通时间控制、恒定关断时间控制等等。
一些多相转换器不使用共同相控时钟来设定切换晶体管，但使用频率调制，其中用于所有相位的切换频率是独立的，且经控制以致使转换器输出经调节电压。此些类型的转换器仍称为多相转换器，这是因为开关并不都是同时进行切换。
除了电流感测及共享放大器之外，转换器的所有方面可为常规的，从而使得本发明能够容易地并入于现存多相转换器设计中。
各种相位可使用相同输入电压或不同输入电压，且所述相位可驱动相同负载或不同负载。在所有情况下，电感器电流的DC分量将缓慢改变，从而使得能够取样每一相位中的平均DC分量且使其用于整个切换循环。
所有相位可由并有本发明的相同控制器IC控制。
虽然已展示并描述本发明的特定实施例，但所属领域的技术人员将明白，可做出改变及修改而不背离本发明的更广方面，且因此，所附权利要求书在其范围内将涵盖在本发明的真正精神及范围内的所有此类改变及修改。

Claims (8)

1.一种多相切换电力供应器，其包括：
第一电力供应器部分，其在第一相位处切换，
其中所述第一电力供应器部分包括第一电感器及第一电流检测电路，所述第一电流检测电路用于产生对应于通过所述第一电感器的电流的第一AC分量的第一电压信号及产生对应于通过所述第一电感器的电流的第一DC分量的第二电压信号，
其中所述第一电力供应器部分进一步包括第一求和电路，其用于对所述第一电压信号及所述第二电压信号进行求和以产生对应于通过所述第一电感器的电流的复合第一电流感测信号；
第二电力供应器部分，其在不同于所述第一相位的第二相位处切换，
其中所述第二电力供应器部分包括第二电感器及第二电流检测电路，所述第二电流检测电路用于产生对应于通过所述第二电感器的电流的第二AC分量的第三电压信号及产生对应于通过所述第二电感器的电流的第二DC分量的第四电压信号，
其中所述第二电力供应器部分进一步包括第二求和电路，其用于对所述第三电压信号及所述第四电压信号进行求和以产生对应于通过所述第二电感器的电流的复合第二电流感测信号；
差分放大器，
其中所述第一电流检测电路与所述第二电流检测电路共享所述差分放大器，其中所述差分放大器具有增益，以用于放大所述第一电流检测电路中的对应于通过所述第一电感器的电流的所述第一DC分量的第五电压信号以产生对应于通过所述第一电感器的电流的所述第一DC分量的所述第二电压信号，且类似地放大所述第二电流检测电路中的对应于通过所述第二电感器的电流的所述第二DC分量的第六电压信号以产生对应于通过所述第二电感器的电流的所述第二DC分量的所述第四电压信号；
第一多路复用器，其具有：输入，其耦合到所述第一电力供应器部分及所述第二电力供应器部分以接收所述第五电压信号及所述第六电压信号；且具有：输出，其耦合到所述差分放大器的输入，所述第一多路复用器在所述第一电力供应器部分的切换循环期间将所述第五电压信号耦合到所述差分放大器的所述输入，且所述第一多路复用器在所述第二电力供应器部分的切换循环期间将所述第六电压信号耦合到所述差分放大器的所述输入；
第一取样与保持电路，其取样且保持在所述第一电力供应器部分的所述切换循环期间从所述差分放大器输出的对应于通过所述第一电感器的电流的所述第一DC分量的所述第二电压信号，所述第一取样与保持电路的输出连接到所述第一求和电路的输入；
第二取样与保持电路，其取样且保持在所述第二电力供应器部分的所述切换循环期间从所述差分放大器输出的对应于通过所述第二电感器的电流的所述第二DC分量的所述第四电压信号，所述第二取样与保持电路的输出连接到所述第二求和电路的输入；及
第二多路复用器，其具有耦合到所述差分放大器的所述输出的输入，所述第二多路复用器在所述第一电力供应器部分的所述切换循环期间将所述差分放大器的所述输出连接到所述第一取样与保持电路，且在第二电力供应器部分的所述切换循环期间将所述差分放大器的所述输出连接到所述第二取样与保持电路。
2.根据权利要求1所述的多相切换电力供应器，
其中所述第一电力供应器部分包括：
第一开关，其在所述第一相位处切换，所述第一开关具有用于耦合到输入电压的第一输入端子；
所述第一电感器，其具有耦合到所述第一开关以便在所述第一开关的接通时间期间传导电流的第一端子，通过所述第一电感器的电流在所述第一开关的接通时间期间斜升，且通过所述第一电感器的电流具有低频率的所述第一DC分量及较高频率的所述第一AC分量；
第一比较器，其比较对应于通过所述第一电感器的所述电流的所述复合第一电流感测信号与对应于所述多相切换电力供应器的输出电压的控制电压，所述第一比较器的输出控制所述第一开关的工作循环以产生所述多相切换电力供应器的所期望输出电压；及
第一触发器，其接收所述第一比较器的所述输出及第一时钟信号，所述第一触发器的输出控制何时接通及关断所述第一开关，所述第一时钟信号确定何时接通所述第一开关，且所述第一比较器的所述输出确定何时关断所述第一开关；
其中所述第二电力供应器部分包括：
第二开关，其在所述第二相位处切换，所述第二开关具有用于耦合到所述输入电压的第二输入端子；
所述第二电感器，其具有耦合到所述第二开关以便在所述第二开关的接通时间期间传导电流的第二端子，通过所述第二电感器的电流在所述第二开关的接通时间期间斜升，通过所述第二电感器的电流具有低频率的所述第二DC分量及较高频率的所述第二AC分量；
第二比较器，其比较对应于通过所述第二电感器的所述电流的所述复合第二电流感测信号与对应于所述多相切换电力供应器的输出电压的所述控制电压，所述第二比较器的输出控制所述第二开关的工作循环以产生所述多相切换电力供应器的所述所期望输出电压；及
第二触发器，其接收所述第二比较器的所述输出及第二时钟信号，其中所述第二时钟信号的相位不同于所述第一时钟信号的相位，所述第二触发器的输出控制何时接通及关断所述第二开关，所述第二时钟信号确定何时接通所述第二开关，且所述第二比较器的所述输出确定何时关断所述第二开关。
3.根据权利要求1所述的多相切换电力供应器，其中所述第一电感器具有第一绕组，所述第一绕组具有第一DC电阻DCR1及电感L1，其中L1/DCR1是第一时间常数，其中所述第一电流检测电路包括：
具有电阻R1的第一电阻器，其至少跨越所述第一电感器与具有电容C1的第一电容器串联连接，其中R1*C1是小于所述第一时间常数的第二时间常数；及
第二电阻器，其跨越所述第一电容器与第二电容器串联连接，其中所述第二电阻器与所述第二电容器形成用于仅传递施加到所述第一多路复用器的DC分量的低通滤波器。
4.根据权利要求1所述的多相切换电力供应器，其进一步包括具有电阻Rsense的感测电阻器，其与所述第一电感器串联连接，其中所述第一电感器具有第一绕组，所述第一绕组具有第一DC电阻DCR1及电感L1，其中L1/(DCR1+Rsense)是第一时间常数，
其中所述第一电流检测电路包括：
具有电阻R1的第一电阻器，其至少跨越所述第一电感器及感测电阻器与具有电容C1的第一电容器串联连接，其中R1*C1是小于所述第一时间常数的第二时间常数；及
第二电阻器，其跨越所述感测电阻器与第二电容器串联连接，其中所述第二电阻器与所述第二电容器形成用于仅传递施加到所述第一多路复用器的DC分量的低通滤波器。
5.根据权利要求1所述的多相切换电力供应器，其中所述第一电力供应器部分切换第一开关，其中所述第二电力供应器部分切换第二开关，所述多相切换电力供应器进一步包括时钟产生器，所述时钟产生器用于以相同频率切换所述第一开关与所述第二开关。
6.根据权利要求1所述的多相切换电力供应器，其中所述第一电力供应器部分与所述第二电力供应器部分经耦合以接收相同输入电压。
7.根据权利要求1所述的多相切换电力供应器，其中所述第一电力供应器部分与所述第二电力供应器部分经耦合以输出相同输出电压。
8.根据权利要求1所述的多相切换电力供应器，其中所述第一电力供应器部分与所述第二电力供应器部分耦合到相同负载。
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