JP2019103385A

JP2019103385A - 電流推定回路を有する直流‐直流変換器回路

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Publication number: JP2019103385A
Application number: JP2018172059A
Authority: JP
Inventors: 祈陞 ▲呉▼; qi sheng Wu; 國光任; Guo Guang Ren; ▲衒▼樟江; xuan zhang Jiang; 滄禮戴; Cang Li Dai
Original assignee: National Chung Shan Institute of Science and Technology NCSIST
Current assignee: National Chung Shan Institute of Science and Technology NCSIST
Priority date: 2017-12-06
Filing date: 2018-09-14
Publication date: 2019-06-24
Anticipated expiration: 2038-09-14
Also published as: US10170985B1; JP6644120B2

Abstract

【課題】本発明は、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路を提供する。【解決手段】直流-直流変換器回路は、スイッチと制御ユニットを含む直流-直流変換器、及び電流推定回路を有し、電流推定回路は、直流-直流変換器のスイッチの電流を検出し且つ電流値を電圧信号に変換する電流検出ユニット、電流検出ユニットに接続され且つ電圧信号を受けた後にデジタルサンプル信号を生成する信号サンプルユニット、及び信号サンプルユニットに接続され且つ直流-直流変換器のインダクタ電流の推定値を計算する電流推定ユニットを含み、インダクタ電流の推定値は、デジタルサンプル信号、電流検出ユニットのスケール因子、スイッチを制御するスイッチ駆動信号のデューティ比、直流-直流変換器の入力電圧と出力電圧などのパラメータに基づいて、計算により得られる。【選択図】図８

Description

本発明は、回路制御技術に関し、特に、直流-直流変換器のインダクタ電流を推定するための、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路に関する。

デジタル切替型直流-直流変換器が平均電流モード制御又は多並列接続分流モード制御を行うときに、しばしば、インダクタ電流を検出（sensing）する必要がある。電流検出信号は、ホール素子、或いは、図1に示すような電流検出用直列接続抵抗及び増幅・ローパスフィルタ回路を使用することにより得ることができる。しかし、ホール素子は、周波数帯域幅が制限されるという問題が存在し、そのため、電流検出用抵抗に大電流を流す必要があり、電力損失の問題を引き起こすことがある。また、図2に示すような変流器(current transformer，CT)を使用すれば、周波数帯域幅への制限、検出用抵抗に大電流を流すなどの問題があまり無いが、変流器は、磁気飽和の問題があり、パルス形式のスイッチング電流の検出にのみ用いられる。デジタル制御及び切替周波数と同期のサンプル方法を採用することで、変換器のスイッチの導通時間の中間点でサンプルしてインダクタ電流の平均値を得ることができるが、このような方法の制限は、連続導通モードでのみ精確であるが、不連続導通モードでインダクタ電流の平均値がスイッチの導通時間の中間点でサンプルした電流値から外れるため、低負荷時に誤差が大きくなることにある。

従来技術の欠点を解決するために、本発明は、直流-直流変換器のインダクタ電流を推定するための、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路を提供する。本発明は、複数種のデジタル切替型直流-直流変換器に適用することができ、且つ連続導通モード及び不連続導通モードで全て作動することができる。

本発明は、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路であり、それは、直流-直流変換器及び電流推定回路を含み、前記直流-直流変換器は、スイッチ及び制御ユニット含み、前記電流推定回路は、前記直流-直流変換器の前記スイッチの電流を検出し、前記電流を電圧信号に変換する電流検出ユニット；前記電流検出ユニットに接続され、前記電圧信号を受けた後にデジタルサンプル信号を生成する信号サンプルユニット；及び、前記信号サンプルユニットに接続され、前記直流-直流変換器のインダクタ電流の推定値を計算する電流推定ユニットを含み、前記インダクタ電流の推定値は、前記デジタルサンプル信号、前記電流検出ユニットのスケール因子、前記スイッチを制御するスイッチ駆動信号のデューティ比、前記直流-直流変換器の入力電圧と出力電圧などのパラメータに基づいて計算により得られる。

本発明の一実施例では、前記直流-直流変換器は、降圧型直流-直流変換器(buck converter)、昇圧型直流-直流変換器(boost converter)、又は、昇降圧型直流-直流変換器(boost-buck converter)である。

本発明の一実施例では、前記電流検出ユニットは、変流器(current transformer，CT)及び変圧器抵抗を含み、前記変流器の一次巻線は、前記直流-直流変換器の前記スイッチに接続され、前記変圧器抵抗は、前記変流器の二次巻線にカップリングされ、そのうち、前記電流検出ユニットのスケール因子は、前記変圧器抵抗の抵抗値と前記電流電圧器の巻き数との比の逆数である。

本発明の一実施例では、前記信号サンプルユニットは、前記スイッチの導通時間の中間点における電圧の電圧信号をサンプルして、出力するデジタルサンプル信号とする。

本発明の一実施例では、前記直流-直流変換器は、降圧型直流-直流変換器、昇圧型直流-直流変換器、又は、昇降圧型直流-直流変換器である。

本発明の一実施例では、前記電流推定ユニットは、前記デジタルサンプル信号及び前記電流検出ユニットのスケール因子に基づいて、前記直流-直流変換器の連続導通モードでのインダクタ電流の推定値を計算する。

本発明の一実施例では、前記スイッチ駆動信号は、制御信号V_con及び三角波信号V_tmからなり、前記スイッチ駆動信号のデューティ比は、前記制御信号と前記三角波信号との振幅の比である。

本発明の一実施例では、前記電流推定回路を有する直流-直流変換器回路は、さらに、前記電流推定ユニット及び前記直流-直流変換器の制御ユニットに電気的に接続され、前記電圧信号を前記制御信号にフィルタリングするローパスフィルタ；前記電流推定ユニット及び前記制御ユニットに電気的に接続され、前記直流-直流変換器のインダクタ電流の推定値と電流信号との間の差に基づいて、前記電圧信号を生成する電流制御器；及び、前記電流制御器に電気的に接続され、命令用電圧信号と前記直流-直流変換器の出力信号との間の差に基づいて、前記電流信号を生成する電圧制御器を含む。

本発明の一実施例では、前記制御ユニットは、前記電圧制御信号を受信してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調ユニット；及び、前記パルス幅変調信号に基づいて前記スイッチ駆動信号を出力する駆動ユニットを含む。

以上の概要及び以下の詳細な説明及び図面は、すべて、本発明が所定の目的を達成するために採用する方法、手段、及び機能をさらに説明するためのものである。また、本発明の他の目的及び利点については、後続の説明及び図面において詳細に説明する。

従来技術における直流-直流変換器の構成図である。従来技術における直流-直流変換器の構成図である。本発明によるデジタル制御直流-直流変換器のPWM方式の波形図である。本発明によるデジタル制御直流-直流変換器の平均電流推定の実現例を示す図である。本発明の電流推定原理が昇圧型直流-直流変換器に適用される回路例を示す図である。本発明の電流推定原理が昇降圧型直流-直流変換器に適用される回路例を示す図である。本発明によるデジタル制御降圧型変換器の平均電流制御構造の実施例を示す図である。本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第一実施例の構成図である。本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第二実施例の構成図である。本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第三実施例の構成図である。本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第四実施例の構成図である。

以下、添付した図面を参照しながら、本発明を実施するための好適な形態を詳細に説明する。なお、このような実施形態は、例示に過ぎず、本発明を限定するものでない。

本発明は、デジタル制御直流-直流変換器について、平均電流の推定方法を提案している。図2に示す降圧型変換器を例とし、コストを削減し、電流検出損失を低減すると共に、検出信号の高周波数帯域幅を保つために、電流検出回路は、変流器(current transformer，CT)を採用し、その検出比率は、1/Nであり、変流器の二次側は、整流ダイオード及び抵抗R_sにより、検出された電流信号を電圧信号V_csに変換し、最後にデジタル制御アナログ/デジタル(Analog to Digital，A/D)変換器によりサンプル・ホールド(Sample and Hold，S/H)されることにより、デジタル信号V_cshを取得する。

デジタルサンプル信号V_cshにより平均インダクタ電流を得るために、本発明によるデジタル制御直流-直流変換器のPWM方式の波形図では、図3に示すように、制御電圧v_conと、上がり及び下がりの三角波V_tとが比較され、電流信号サンプル時間は、三角波信号上がりの始点であり、この点でスイッチ導通時間の中間点にあることを確保することができ、連続導通モード(continuous conduction mode，CCM)でこの点においてサンプルした実際の電流値I_LSは、インダクタ電流の平均値I_L,avgに等しい。I_LSとV_cshの関係は、次の式１に示す通りである。

V_csh＝R_sI_Ls/N (1)
しかし、図3に示すように、不連続導通モード(discontinuous conduction mode，DCM)で、I_LSは、インダクタ電流の平均値I_L,avgよりも高い。不連続導通モードで精確な平均電流値を得るために、次の式２に示すように、インダクタ電流がスイッチオフしてからゼロまで下がる時間Δを把握しなければ、１周期の三角形インダクタ電流の面積を用いて平均値を求めることができない。

I_L,avg＝(I_Ls(t_on+Δ))/T_s (2)
ボルト秒平衡(voltage-second balance)原理によれば、時間Δは、安定状態でインダクタ電圧の１切替周期における平均値がゼロになる方法で求めることができる。降圧型変換器について言えば、図3に示すように、面積A＝面積Bを用いて、次の式３を得ることができる。

(V_i-V_o)t_on+(-V_o)Δ＝0 (3)
式３から次の式４のように時間Δを求めることができる。

Δ＝（(V_i-V_o)/V_o）t_on (4)
また、スイッチの導通時間は、次の式５の通りである。

t_on＝v_con/V_tm (5)
ここで、V_tmは、三角波V_tの振幅である。式４及び式５を式２に代入すると、次の式６を得ることができる。

I_L,avg＝I_Ls(t_on/T_s)(V_i/V_o)＝I_Ls(v_con/V_tm)(V_i/V_o) (6)
式６は、不連続導通モードでPWMの制御電圧及び入力と出力電圧を用いて正確なインダクタ電流の平均値を得ることを示している。また、式６は、不連続導通モードのみならず、連続導通モードにも適用することができる。その理由は、次の通りである。まず、降圧型変換器について言えば、次の式7がある。

v_con/V_tm＝D＝V_o/V_i (7)
そして、式７を式６に代入して同様にI_L,avg＝I_Lsを得ることができる。よって、式６は、全てのワーキングモードに適用することができる。式６に基づく、本発明によるデジタル制御直流-直流変換器の平均電流推定の実現例は、図4に示すように、式６を用いて、さらに式１の検出比率を用いて、最終推定のインダクタ電流の平均値I_L,avgを得ることができる。なお、上述した、スイッチの電流がスイッチのデューティ（duty）周期の中心点で同期してサンプルされること、及び、安定状態でインダクタ電圧の１切替周期における平均値がゼロであることを利用する思想は、他の形式の変換器に流用してインダクタ電流の平均値を推定することもできる。図5は、本発明の電流推定原理が昇圧型直流-直流変換器に適用される回路例を示す図であり、図6は、昇降圧型直流-直流変換器に用いられる回路例を示す図である。

上述にように提案されている平均電流の推定方法は、推定のみに限定される。実際に平均電流モード制御に用いられる場合、PWM制御電圧(v_con)も平均電流計算に用いられるため、電流回路内で無限ゲイン回路が形成され、これにより、電流回路の振盪を来すことがある。このような問題を解決するために、本発明によるデジタル制御降圧型変換器の平均電流制御構造の実施例では、図7に示すように、上述の無限ゲイン回路内にローパスフィルタ11を増設してこの回路のゲインを低減する。図7中の回路C_rに示すように、平均電流制御構造は、出力電圧V_oをフィードバックし、且つ入力電圧V_iを検出し、電圧の検出比率が例えばK_vであり、両者は、A/Dを経てデジタル信号V_ofb及びV_ibに変換され、また、V_ibと電圧命令V_ocとの誤差が電圧制御器12により調整されることにより、電流命令I_Lcを得ることができる。一方、スイッチの電流がCT及びR_sを通過した後にV_csになり、V_csは、A/Dを経由してデジタル信号V_cshになり、V_cshは、検出された入力電圧及び出力電圧、並びに、PWM制御電圧v_conがローパスフィルタ11を通過した後に得られた信号v_confと、前述の平均電流の推定公式を用いて推定電流I_Lfbを取得し、そして、I_LfbとI_Lcとの誤差が電流制御器13により調整されることで、PWM 10の制御電圧v_conを取得することができ、v_conは、さらに、PWM 10を経由して最終的にスイッチをトリガーする信号になり、前記駆動回路14の動作を制御する。同様の設計を用いることにより、図7に示す平均電流制御方法は、図5及図6に示すような升圧型及び昇降圧型変換器に適用することもできる。

図8は、本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第一実施例の構成図である。この図に示すように、第一実施例では、直流-直流変換器(本実施例では、降圧変換器である)を有し、それは、スイッチSW、ダイオードD、インダクタL、出力端コンデンサC(出力負荷Rに並列接続される)を含み、該第一実施例では、さらに、電流推定回路20を有し、それは、前記インダクタLの電流I_L(例えば、平均電流)を推定するために用いられ、前記電流推定回路20は、電流検出ユニット21、信号サンプルユニット22、及び電流推定ユニット23を含み、前記電流検出ユニット21は、前記スイッチSWの電流を検出し、そして、該電流を電圧信号V_csに変換し、前記信号サンプルユニット22は、電圧信号V_csを受けてデジタルサンプル信号V_cshを生成し、前記電流推定ユニット23は、前記直流-直流変換器のインダクタLの電流の推定値を算出し、前記インダクタLの電流の推定値は、前記デジタルサンプル信号V_csh、前記電流検出ユニット21のスケール因子、前記スイッチSWを制御するスイッチ駆動信号S_DRのデューティ比、前記直流-直流変換器の入力電圧V_iと出力電圧V_oなどのパラメータに基づいて計算により得られる。

さらに図9を参照する。図9は、本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第二実施例の構成図である。該実施例では、直流-直流変換器は、降圧型直流-直流変換器であり、第一実施例中の素子以外に、前記電流検出ユニット21は、変流器211及び変圧器抵抗212を含み、前記変流器211の一次巻線は、前記スイッチSW(例えば、トランジスタQ)に接続され、二次巻線は、前記変圧器抵抗212に電気的に接続され、前記変流器211は、巻き数比1/Nを有し、前記変圧器抵抗の抵抗値は、R_Sであり、前記電流検出ユニット21は、さらに、前記変圧器抵抗212に接続される変圧器ダイオード213を含んでも良い。該実施例では、前記電流検出ユニットは、前記スイッチSWに流れる電流を検出し、そして、該電流を前記電圧信号V_csに変換するために用いられる。前記電流推定ユニット23は、さらに、中央処理装置(CPU)、マイクロ制御器、デジタル信号処理器、システムチップ、FPGA(field programmable gate array)、ASIC(application-specific integrated circuit)などを、前記直流-直流変換器のインダクタ電流I_L(又は、インダクタ平均電流I_L,avg)の信号S_LEを生成するために含んでも良く、その計算方法及び原理は、前述の内容を参照することができる。本実施例では、前記直流-直流変換器の連続導通モード及び不連続導通モードでのインダクタ電流の推定値I_L,avgを計算する。その計算公式は、次の式８に示す通りである。

I_L,avg＝V_csh(N/R_s)D(V_i/V_o) (8)
ここで、Dは、前記スイッチ駆動信号S_DRのデューティ比であり、即ち、(制御信号V_con/三角波信号V_tm)である。

図10は、本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第三実施例の構成図である。該実施例では、直流-直流変換器は、昇圧型直流-直流変換器であり、前記電流推定ユニット23は、前記デジタルサンプル信号V_csh、前記電流検出ユニット21のスケール因子、前記スイッチ_SWを制御するスイッチ制御信号S_DRのデューティ比、前記直流-直流変換器の出力電圧V_oと(出力電圧V_o-入力電圧V_i)との比などのこれらのパラメータの乗積に基づいて、前記直流-直流変換器の連続導通モード及び不連続導通モードでのインダクタ電流の推定値を計算する。その計算公式は、次の通りである。

I_L,avg＝V_csh(N/R_s)D(V_o/(V_o-V_i)) (9)
ここで、Dの定義は、式７に示す通りであり、前記スイッチ駆動信号S_DRのデューティ比である。

図11は、本発明の、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路の第四実施例の構成図である。該実施例では、直流-直流変換器は、昇降圧型直流-直流変換器であり、前記電流推定ユニット23は、前記デジタルサンプル信号、前記電流検出ユニット21のスケール因子、前記スイッチSWを制御するスイッチ制御信号S_DRのデューティ比、前記直流-直流変換器の入力電圧と出力電圧などのこれらのパラメータに基づいて、前記直流-直流変換器の連続導通モード及び不連続導通モードでのインダクタ電流の推定値I_L,avgを計算する。その計算公式は、次の式１０に示す通りである。

I_L,avg＝V_csh(N/R_s)D((V_o+V_i)/V_o) (10)
これにより、本発明は、電流推定回路を有する直流-直流変換器回路を提供し、それは、直流-直流変換器のインダクタ電流を推定するためのものである。本発明は、複数種のデジタル切替型直流-直流変換器に適用することができ、且つ連続導通モード及び不連続導通モードで全て作動することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこの実施形態に限定されず、本発明の趣旨を離脱しない限り、本発明に対するあらゆる変更は本発明の技術的範囲に属する。

11 ローパスフィルタ
12 電圧制御器
13 電流制御器
14 駆動回路
21 電流検出ユニット
22 電流検出ユニット
23 電流推定ユニット
SW スイッチ
D ダイオード
L インダクタ
C 出力端コンデンサ
R 出力負荷
Q トランジスタ
211 変流器
212 変圧器抵抗
213 変圧器ダイオード

Claims

電流推定回路を有する直流-直流変換器回路であって、
スイッチ及び制御ユニットを含む直流-直流変換器；及び
電流推定回路を含み、
前記電流推定回路は、
前記直流-直流変換器の前記スイッチの電流を検出し、前記電流を電圧信号に変換する電流検出ユニット；
前記電流検出ユニットに接続され、前記電圧信号を受信した後にデジタルサンプル信号を生成する信号サンプルユニット；
前記信号サンプルユニットに接続され、前記直流-直流変換器のインダクタ電流の推定値を計算する電流推定ユニットを含み、
前記インダクタ電流の推定値は、前記デジタルサンプル信号、前記電流検出ユニットのスケール因子、前記スイッチを制御するスイッチ駆動信号のデューティ比、及び前記直流-直流変換器の入力電圧と出力電圧に基づいて、計算により得られる、直流-直流変換器回路。
請求項1に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記電流検出ユニットは、変流器及び変圧器抵抗を含み、
前記変流器の一次巻線は、前記直流-直流変換器の前記スイッチに接続され、
前記変圧器抵抗は、前記変流器の二次巻線にカップリングされ、
前記電流検出ユニットのスケール因子は、前記変圧器抵抗の抵抗値と前記電流電圧器の巻き数との比の逆数である、直流-直流変換器回路。
請求項2に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記信号サンプルユニットは、前記スイッチの導通時間の中間点における電圧の電圧信号をサンプルして、生成するデジタルサンプル信号とする、直流-直流変換器回路。
請求項3に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記スイッチ駆動信号は、制御信号及び三角波信号からなり、前記スイッチ駆動信号のデューティ比は、前記制御信号と前記三角波信号との振幅の比である、直流-直流変換器回路。
請求項4に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記直流-直流変換器は、降圧型直流-直流変換器であり、前記直流-直流変換器の連続導通モード及び不連続導通モードでのインダクタ電流の推定値I_L,avgの計算公式は、
I_L,avg＝V_csh（N/R_s）D(V_i/V_o)
であり、
ここで、V_cshは、デジタルサンプル信号であり、Dは、前記スイッチ駆動信号のデューティ比であり、Nは、前記変流器の巻き数比の逆数であり、R_sは、前記変圧器抵抗の抵抗値であり、V_iは、前記直流-直流変換器の入力電圧であり、V_oは、前記直流-直流変換器の出力電圧である、直流-直流変換器回路。
請求項4に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記直流-直流変換器は、昇圧型直流-直流変換器であり、前記直流-直流変換器の連続導通モード及び不連続導通モードでのインダクタ電流の推定値I_L,avgの計算公式は、
I_L,avg＝V_csh(N/R_s)D(V_o/(V_o-V_i))
であり、
ここで、V_cshは、デジタルサンプル信号であり、Dは、前記スイッチ駆動信号のデューティ比であり、Nは、前記変流器の巻き数比の逆数であり、R_sは、前記変圧器抵抗の抵抗値であり、V_iは、前記直流-直流変換器の入力電圧であり、V_oは、前記直流-直流変換器の出力電圧である、直流-直流変換器回路。
請求項4に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記直流-直流変換器係は、昇降圧型直流-直流変換器であり、前記直流-直流変換器の連続導通モード及び不連続導通モードでのインダクタ電流の推定値I_L,avgの計算公式は、
I_L,avg＝V_csh(N/R_s)D((V_o+V_i)/V_o)
であり、
ここで、V_cshは、デジタルサンプル信号であり、Dは、前記スイッチ駆動信号のデューティ比であり、Nは、前記変流器の巻き数比の逆数であり、R_sは、前記変圧器抵抗の抵抗値であり、V_iは、前記直流-直流変換器の入力電圧であり、V_oは、前記直流-直流変換器の出力電圧である、直流-直流変換器回路。
請求項4に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記電流推定ユニットは、前記デジタルサンプル信号及び前記電流検出ユニットのスケール因子に基づいて、前記直流-直流変換器の連続導通モードでのインダクタ電流の推定値を計算する、直流-直流変換器回路。
請求項4に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記電流推定ユニット及び前記直流-直流変換器の制御ユニットに電気的に接続されるローパスフィルタ；
前記電流推定ユニット及び前記制御ユニットに電気的に接続される電流制御器；及び
前記電流制御器に電気的に接続される電圧制御器をさらに含む、直流-直流変換器回路。
請求項9に記載の直流-直流変換器回路であって、
前記制御ユニットは、
前記電圧信号を受信してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調ユニット；及び
前記パルス幅変調信号に基づいて前記スイッチ駆動信号を出力する駆動ユニットを含む、直流-直流変換器回路。