TWI667873B - DC-DC converter circuit architecture with current estimation circuit - Google Patents
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Abstract
本發明係為一種具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，係包括：直流-直流轉換器，該直流-直流轉換器包括一開關與一控制單元；以及電流估測電路，該電流估測電路係包括：電流感測單元，係量測該直流-直流轉換器之該開關之電流，並將該電流值轉成一電壓訊號；訊號取樣單元，係連接該電流感測單元，係接收該電壓訊號後產出一數位取樣訊號；電流估側單元，係連接該訊號取樣單元，該電流估側單元係計算出該直流-直流轉換器之一電感電流估測值，該電感電流估測值係根據該數位取樣訊號、該電流感測單元之比例因數、控制該開關的開關驅動訊號之占空比、該直流-直流轉換器之輸入電壓與輸出電壓，等參數計算而得。
Description
本發明係與電路控制技術有關，特別係指一種用於估算直流-直流轉換器電感電流的具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構。
數位切換式直流至直流轉換器若使用平均電流控制或多組並聯分流控制時，常需要感測電感電流，電流感測訊號可使用霍爾元件、或使用如圖1所示之電流感測串聯電阻再配合放大及低通濾波器電路獲得，然而霍爾元件有頻寬限制問題，電流感測電阻須通過大電流、則有功率損失問題。雖然使用如圖2所示之電流變壓器(current transformer,CT)較無頻寬限制以及感測電阻需通過大電流等問題，然而電流變壓器有磁飽合問題，只能用以感測脈波形式之開關電流。採用數位控制並與切換頻率同步的取樣方法，可以在轉換器開關導通時間的中間點取樣獲致電感電流之平均值，然而此方式的限制在於僅限於連續導通模式下精確，在不連續導通模式下由於電感電流平均值偏離其開關導通時間中間點取樣之電流值，因此在輕載時誤差較大。
為解決先前技術之缺點，本發明係提供一種具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，係用於估算直流-直流轉換器的電感電流。本發明可適用於多種數位切換式直流-直流轉換器，並且在連續導通模式與不連續導通模式均可運作。
本發明係為一種具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，係包括：直流-直流轉換器，該直流-直流轉換器包括一開關與一控制單元；以及電流估測電路，該電流估測電路係包括：電流感測單元，係量測該直流-直流轉換器之該開關之電流，並將該電流值轉成一電壓訊號；訊號取樣單元，係連接該電流感測單元，係接收該電壓訊號後產出一數位取樣訊號；電流估側單元，係連接該訊號取樣單元，該電流估側單元係計算出該直流-直流轉換器之一電感電流估測值，該電感電流估測值係根據該數位取樣訊號、該電流感測單元之比例因數、控制該開關的開關驅動訊號之占空比、該直流-直流轉換器之輸入電壓與輸出電壓，等參數計算而得。
本發明之一實施例中，該直流-直流轉換器係為降壓式直流-直流轉換器(buck converter)、升壓式直流-直流轉換器(boost converter)或升降壓式直流-直流轉換器(boost-buck converter)。
本發明之一實施例中，該電流感測單元係包括：一電流變壓器(current transformer,CT)，該電流變壓器之一次
線圈係連接該直流-直流轉換器之該開關；一變壓器電阻，係耦接該電流變壓器之二次線圈；其中該電流感測單元之比例因數係為該電阻之電阻值與該電流電壓器之匝數比的倒數。
本發明之一實施例中，該訊號取樣單元係取樣該開關導通時間之中間點電壓的電壓訊號，作為其產出之數位取樣訊號。
本發明之一實施例中，該直流-直流轉換器係為降壓式直流-直流轉換器、升壓式直流-直流轉換器或升降壓式直流-直流轉換器。
本發明之一實施例中，該電流估測單元係根據該數位取樣訊號與該電流感測單元之比例因數，計算與產生該直流-直流轉換器於連續導通模式下之電感電流估測值。
本發明之一實施例中，該開關驅動訊號由一控制訊號V con 與一三角波訊號V tm 組成，該開關驅動訊號之占空比係為該控制訊號與該三角波訊號之振幅比。
本發明之一實施例中，該具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構進一步包括：低通濾波器，係電性連接該電流估測單元與該直流-直流轉換器之控制單元，係將該電壓訊號濾波成為該控制訊號；電流控制器，係電性連接該電流估測單元與該控制單元，係根據該直流-直流轉換器之電感電流估測值與一電流訊號之間的差值，產生該電壓訊號；以及電壓控制器，係電性連接該電流控制器，係根據一命令電
壓訊號與該直流-直流轉換器之輸出訊號之間的差值，產生該電流訊號。
本發明之一實施例中，該控制單元係包括：脈波寬度調變單元，係接收該電壓控制訊號並產生一脈波寬度調變訊號；驅動單元，係根據該脈波寬度調變訊號輸出該開關驅動訊號。
以上之概述與接下來的詳細說明及附圖，皆是為了能進一步說明本發明達到預定目的所採取的方式、手段及功效。而有關本發明的其他目的及優點，將在後續的說明及圖示中加以闡述。
11‧‧‧低通濾波器
12‧‧‧電壓控制器
13‧‧‧電流控制器
14‧‧‧驅動電路
21‧‧‧電流感測單元
22‧‧‧訊號取樣單元
23‧‧‧電流估測單元
SW‧‧‧開關
D‧‧‧二極體
L‧‧‧電感
C‧‧‧輸出端電容
R‧‧‧輸出負載
Q‧‧‧電晶體
211‧‧‧電流變壓器
212‧‧‧變壓器電阻
213‧‧‧變壓器二極體
圖1、圖2係為先前技術之直流-直流轉換器架構示意圖。
圖3係為本發明提出之數位控制直流至直流轉換器之PWM方式波形圖。
圖4係為本發明提出之數位控制直流至直流轉換器平均電流估測的實現範例示意圖。
圖5係為本發明之電流估測原理應用於升壓式直流至直流轉換器的電路範例示意圖。
圖6係為本發明之電流估測原理應用於升降壓式直流至直流轉換器的電路範例示意圖。
圖7係為本發明提出之數位控制降壓式轉換器之平均電流控
制架構實施例示意圖。
圖8係為本發明具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第一實施例架構示意圖。
圖9係為本發明具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第二實施例架構示意圖。
圖10係為本發明具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第三實施例架構示意圖。
圖11係為本發明具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第四實施例架構示意圖。
以下係藉由特定的具體實例說明本發明之實施方式，熟悉此技藝之人士可由本說明書所揭示之內容輕易地瞭解本發明之其他優點與功效。
本發明針對數位控制直流至直流轉換器提出一平均電流估測方法，以圖2所示之降壓式轉換器為例，為了降低成本、降低電流感測損耗同時保有感測信號的高頻寬，電流感測電路採用電流變壓器(current transformer,CT)，其感測比例為1/N，電流變壓器二次側再藉由二極體整流及一電阻R s 將感測電流信號轉換成電壓信號V cs ，最後再藉由數位控制之類比/數位(Analog to Digital,A/D)轉換器取樣及維持(Sample and Hold,S/H)得到一數位信號V csh 。
為了藉由數位取樣信號V csh 獲得平均電感電流，
本發明提出之數位控制直流至直流轉換器之PWM方式波形圖如圖3所示，由一控制電壓v con 與一上數與下數之三角波V t 比較，而電流信號取樣時間為三角波信號上數之起點，在此點可以確保為在開關導通時間之中間點，在連續導通模式(continuous conduction mode,CCM)下此點取樣得到的實際電流值I LS 等於電感電流之平均值I L,avg ，I LS 與V csh 之關係為：V csh =R s I Ls /N (1)然而如圖3所示在不連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)下，I LS 則高於電感電流之平均值I L,avg 。為了在不連續導通模式下獲得精確之平均電流值，必須知道電感電流由開關截止後下降至零的時間△，才能利用一週期三角形電感電流之面積求得平均值，如下：
根據伏秒平衡(voltage-second balance)原理，時間△可利用穩態下電感電壓一切換週期平均值為零的方式求得，以降壓式轉換器而言如圖3所示，利用面積A=面積B，可得：(V i -V o )t on +(-V o )△=0 (3)由(3)可求出時間△：
又開關導通時間為：
其中V tm 為三角波V t 之振幅。將(4)及(5)代入(2)可得：
(6)指出在不連續導通模式下可利用PWM的控制電壓及輸入與輸出電壓獲得正確之電感電流平均值。其次，檢視(6)可發現其不僅適用於不連續導通模式，同時也適用於連續導通模式，因為對於降壓式轉換器而言：
將(7)帶入(6)同樣可得I L,avg =I Ls ，因此(6)對於所有工作模式均適用。基於(6)本發明提出之數位控制直流至直流轉換器平均電流估測的實現範例示意圖如圖4所示，其乃利用(6)再利用(1)之感測比例得到最終估測電感電流之平均值I L,avg 。上述利用開關電流於開關責任週期中心點同步取樣及穩態下電感電壓一切換週期平均值為零的觀念，亦可以套用到其他形式的轉換器用以估測電感電流之平均值。圖5顯示本發明之電流估測原理應用於升壓式直流至直流轉換器的電路範例示意圖，圖6則為運用於升降壓式直流至直流轉換器電路範例示意圖。
上述所提出之平均電流估測方法僅限於估測，若要實際用於平均電流控制則由於PWM控制電壓(v con )亦用於平均電流計算，因此將在電流回路之內形成一無限增益回路，此將造成電流回路震盪，為解決此問題，本發明提出之數位控制降壓式轉換器之平均電流控制架構實施例示意圖如圖7所示，其中在上述無限增益回路內加入一低通濾波器11以降低此回路增益，如圖7中之回路Cr所示，平均電路控制架構
回授輸出電壓V o 並且感測輸入電壓V i ，電壓感測比例為K v ，二者經過A/D取樣轉換為數位信號V ofb 與V ib ，V ib 與電壓命令V oc 之誤差經過電壓控制器12之調整得到電流命令I Lc 。另一方面，開關電流經過CT與R s 感測後得到V cs ，V cs 再藉由A/D感測得到數位信號V csh ，V csh 再與感測之輸入電壓及輸出電壓與一由PWM控制電壓v con 經由低通濾波器11所獲得之信號v conf ，利用前述平均電流估測之公式得到估測電流I Lfb ，I Lfb 再與I Lc 之誤差經過電流控制器13調整得到PWM10之控制電壓v con ，v con 再經由PWM10得到最終觸發開關之信號，控制該驅動電路14之動作。應用同樣的設計方式，圖7之平均電路控制方法亦可以應用至如圖5及圖6所示之升壓及升降壓式轉換器。
圖8係為本發明具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第一實施例架構示意圖，如圖所示，該第一實施例係具有一直流-直流轉換器(本實施例為降壓轉換器)，包括開關SW、二極體D、電感L、輸出端電容C(並聯一輸出負載R)，該第一實施例並具有電流估測電路20、用於估測該電感L的電流I L (例如平均電流)，該電流估測電路包括電流感測單元21、訊號取樣單元22、電流估測單元23，該電流感測單元21係量測該開關SW之電流，並將該電流值轉成一電壓訊號V cs ，該訊號取樣單元22係接收該電壓訊號V cs 並產出一數位取樣訊號V csh ，該電流估側單元23係計算出該直流-直流轉換器之該電感L電流估測值，該電感L電流估測值係根據該數位取樣訊號
V csh 、該電流感測單元之比例因數、控制該開關SW的開關驅動訊號S DR 之占空比、該直流-直流轉換器之輸入電壓V i 與輸出電壓V o ，等參數計算而得。
請進一步參閱圖9，為本發明具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第二實施例架構示意圖，於該實施例中，該直流-直流轉換器係為一降壓式直流-直流轉換器，除了第一實施例之元件外，該電流感測單元21包括電流變壓器211與變壓器電阻212，該電流變壓器211之一次線圈係連接該開關SW(例如一電晶體Q)，二次線圈電性連接該變壓器電阻212，該電流變壓器211具有匝數比1/N，該變壓器電阻值為R S ，該電流感測單元21可進一步包括一連接該變壓器電阻212之變壓器二極體213。在該實施例中，該電流感測單元係感測流經該開關SW之電流，並將該電流值轉換為該電壓訊號V cs 。該電流估測單元23可進一步包括中央處理器(CPU)、微控制器、數位信號處理器、系統晶片、FPGA(field programmable gate array)、ASIC(application-specific integrated circuit)，用以產生該直流-直流轉換器之電感電流I L (或電感平均電流I L,avg )之訊號S LE ，其計算方式與原理說明請參閱前開內容，該實施例中，計算該直流-直流轉換器於連續導通模式與不連續導通模式下的電感電流估測值I L,avg 。其計算公式如下：
其中D為該開關驅動訊號S DR 之占空比，即(控制訊號V con /三角
波訊號V tm )。
圖10係為本發明之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第三實施例架構示意圖，於該實施例中，該直流-直流轉換器係為一升壓式直流-直流轉換器，該電流估測單元23係根據該數位取樣訊號V csh 、該電流感測單元21之比例因數、控制該開關SW的開關控制訊號S DR 之占空比、該直流-直流轉換器輸出電壓與(輸出電壓V i -輸入電壓V o )之比例，等該些參數之乘積，計算該直流-直流轉換器於連續導通模式與不連續導通模式下的電感電流估測值。其計算公式如下：
其中D的定義如公式(7)所示，為該開關驅動訊號S DR 之占空比。
圖11係為本發明之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構第四實施例架構示意圖，於該實施例中，該直流-直流轉換器係為一升降壓式直流-直流轉換器，該電流估測單元23係根據該數位取樣訊號、該電流感測單元21之比例因數、控制該開關SW的開關控制訊號S DR 之占空比、該直流-直流轉換器之輸入電壓與輸出電壓等該些參數，計算該直流-直流轉換器於連續導通模式與不連續導通模式下的電感電流估測值I L,avg 。其計算公式如下：
藉此，本發明係提供一種具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，係用於估算直流-直流轉換器的電感電
流。本發明可適用於多種數位切換式直流-直流轉換器，並且在連續導通模式與不連續導通模式均可運作。
上述之實施例僅為例示性說明本發明之特點及其功效，而非用於限制本發明之實質技術內容的範圍。任何熟習此技藝之人士均可在不違背本發明之精神及範疇下，對上述實施例進行修飾與變化。因此，本發明之權利保護範圍，應如後述之申請專利範圍所列。
Claims (10)
- 一種具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，係包括：直流-直流轉換器，該直流-直流轉換器包括一開關與一控制單元；以及電流估測電路，該電流估測電路係包括：電流感測單元，係量測該直流-直流轉換器之該開關之電流，並將該電流值轉成一電壓訊號；訊號取樣單元，係連接該電流感測單元，係接收該電壓訊號後產出一數位取樣訊號；電流估側單元，係連接該訊號取樣單元，該電流估側單元係計算出該直流-直流轉換器之一電感電流估測值，該電感電流估測值係根據該數位取樣訊號、該電流感測單元之比例因數、控制該開關的開關驅動訊號之占空比、該直流-直流轉換器之輸入電壓與輸出電壓，參數計算而得。
- 如請求項1所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該電流感測單元係包括：一電流變壓器，該電流變壓器之一次線圈係連接該直流-直流轉換器之該開關；一變壓器電阻，係耦接該電流變壓器之二次線圈； 其中該電流感測單元之比例因數係為該變壓器電阻之電阻值與該電流電壓器之匝數比的倒數。
- 如請求項2所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該訊號取樣單元係取樣該開關導通時間之中間點電壓的電壓訊號，作為其產出之數位取樣訊號。
- 如請求項3所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該開關驅動訊號由一控制訊號與一三角波訊號組成，該開關驅動訊號之占空比係為該控制訊號與該三角波訊號之振幅比。
- 如請求項4所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該直流-直流轉換器係為降壓式直流-直流轉換器，該直流-直流轉換器在連續導通模式與不連續導通模式的電感電流估測值I L,avg 之計算公式為：
- 如請求項4所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該直流-直流轉換器係為升壓式直流-直流轉換 器，該直流-直流轉換器在連續導通模式與不連續導通模式的電感電流估測值I L,avg 之計算公式為：
- 如請求項4所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該直流-直流轉換器係為升降壓式直流-直流轉換器，該直流-直流轉換器在連續導通模式與不連續導通模式的電感電流估測值I L,avg 之計算公式為：
- 如請求項4所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該電流估測單元係根據該數位取樣訊號與該電流感測單元之比例因數，計算與產生該直流-直流轉換器於連續導通模式下之電感電流估測值。
- 如請求項4所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，進一步包括：低通濾波器，係電性連接該電流估測單元與該直流-直流轉換器之控制單元；電流控制器，係電性連接該電流估測單元與該控制單元；以及電壓控制器，係電性連接該電流控制器。
- 如請求項9所述之具電流估測電路之直流-直流轉換器電路架構，其中該控制單元係包括：脈波寬度調變單元，係接收該電壓訊號並產生一脈波寬度調變訊號；驅動單元，係根據該脈波寬度調變訊號輸出該開關驅動訊號。
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| CN104426366A (zh) * | 2013-09-06 | 2015-03-18 | 英飞凌科技奥地利有限公司 | 用于转换器的电流估计 |
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- 2017-12-26 TW TW106145744A patent/TWI667873B/zh active
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