CN109980959A - 基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统 - Google Patents

基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统 Download PDF

Info

Publication number
CN109980959A
CN109980959A CN201811320707.5A CN201811320707A CN109980959A CN 109980959 A CN109980959 A CN 109980959A CN 201811320707 A CN201811320707 A CN 201811320707A CN 109980959 A CN109980959 A CN 109980959A
Authority
CN
China
Prior art keywords
terminal
comparator
voltage
input
reference signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201811320707.5A
Other languages
English (en)
Inventor
邱振华
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Cypress Semiconductor Corp
Original Assignee
Cypress Semiconductor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cypress Semiconductor Corp filed Critical Cypress Semiconductor Corp
Publication of CN109980959A publication Critical patent/CN109980959A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits

Abstract

本发明题为“基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统”。本申请涉及一种基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统。示例性实施方案中的至少一些是用于降压型电源转换器的控制器，所述控制器包括栅极驱动端子、反馈端子和漏极电流端子。所述控制器被配置为生成施加到所述栅极驱动端子的变频栅极驱动信号，所述频率基于控制通过开关晶体管的峰值电流的时变参考信号来控制，并且所述频率基于在所述反馈端子上接收的与采样的输出电压成比例的反馈信号来控制。

Description

基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和 系统
技术领域
本申请涉及开关电源转换器的技术领域，具体地讲，涉及基于通过开关元件的峰值电流控制的开关电源转换器。
背景技术
由电子设备产生的电磁干扰(EMI)在大多数工业化国家受到监管。开关电源生成EMI，并且因此开关电源的设计考虑到减少产生的EMI。设计考虑因素包括底层电路的物理屏蔽，输入和输出信号上的EMI滤波器，以及底层电路本身的设计。开关电源设计中的任何进展可在市场中提供竞争优势，所述进展降低了开关电源的控制的复杂性并且/或者降低了所产生的EMI。
发明内容
该申请涉及基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统。至少一个示例性实施方案是用于降压型电源转换器的控制器，该控制器包括：栅极驱动端子；反馈端子；漏极电流端子；参考信号电路，该参考信号电路被配置为产生具有恒定调制周期的时变参考信号；置位复位(SR)触发器，该SR触发器具有置位输入端、复位输入端和SR输出端，该SR输出端耦接到控制器的栅极驱动端子；第一比较器，该第一比较器具有第一输入端、第二输入端和比较器输出端，该比较器输出端耦接到SR触发器的置位输入端；参考电压，该参考电压耦接到第一比较器的第一输入端，并且该反馈端子耦接到第一比较器的第二输入端；第二比较器，该第二比较器具有第一输入端、第二输入端和比较器输出端，该第二比较器的比较器输出端耦接到SR触发器的复位输入端；并且该漏极电流端子耦接到第二比较器的第一输入端，并且该时变参考信号耦接到第二比较器的第二输入端。控制器被配置为生成从SR输出端施加到栅极驱动端子的变频栅极驱动信号，该频率基于时变参考信号和在反馈端子上接收的反馈信号来控制。
控制器的参考信号电路还可包括被配置为产生时变参考的模拟电路，或被配置为产生时变参考信号的数字电路。控制器的参考信号电路可产生三角波、正弦曲线或锯齿波形式的时变参考信号。
控制器的第一比较器的比较器输出端可直接耦接到SR触发器的置位输入端。控制器的第二比较器的比较器输出端可直接耦接到SR触发器的复位输入端。
另一个示例性实施方案是操作DC到DC降压型转换器的方法，该方法包括：驱动电流通过与负载串联的电感器，该驱动通过使耦接在整流信号和电感器之间的晶体管导通来进行，并且该驱动在反馈电压达到预定电压值时开始；然后在通过晶体管的电流达到峰值时，停止驱动电流通过电感器；然后对转换器的输出电压进行采样，该采样产生反馈电压；然后对通过电阻器的反馈电压进行放电，放电率与转换器的输出电压无关；以及修改停止发生的峰值并且重复驱动、停止、采样和放电。
在示例性方法中，电感器以不连续导通模式或连续导通模式操作。在示例性方法中，修改峰值可基于反馈电压来改变每个开关循环上的驱动频率。在示例性方法中，对输出电压进行采样还可包括：通过电感器正向偏置续流二极管；并且通过流过续流二极管的电流对电容器进行充电。在示例性方法中，驱动电流通过电感器还可包括当反馈电压满足预定电压值或下降到预定电压值以下时使到开关晶体管的驱动信号生效。在示例性方法中，修改峰值还可包括调制峰值以产生三角波形式的时变信号。
示例性方法还可包括整流交流(AC)输入电压以产生DC整流信号，该DC整流信号具有峰值电压。驱动电流通过电感器还可包括驱动DC整流信号通过电感器。
又一个示例性实施方案是栅极驱动控制器，该栅极驱动控制器包括：被配置为耦接到晶体管的栅极的栅极驱动端子；被配置为耦接到电容器的反馈端子；漏极电流端子；被配置为产生时变参考信号的参考信号电路；双稳态多谐振荡器，该双稳态多谐振荡器具有置位输入端、复位输入端和输出端，该双稳态多谐振荡器耦接到栅极驱动端子；第一比较器，该第一比较器具有第一输入端、第二输入端和比较器输出端，该比较器输出端耦接到双稳态多谐振荡器的置位输入端；参考电压，该参考电压耦接到第一比较器的第一输入端，并且该反馈端子耦接到第一比较器的第二输入端；第二比较器，该第二比较器具有第一输入端、第二输入端和比较器输出端，该第二比较器的比较器输出端耦接到双稳态多谐振荡器的复位输入端；并且该漏极电流端子耦接到第二比较器的第一输入端，并且该时变参考信号耦接到第二比较器的第二输入端。栅极驱动控制器被配置为生成从双稳态多谐振荡器的输出端施加到栅极驱动端子的变频栅极驱动信号，该频率基于时变参考信号和在反馈端子上接收的反馈信号来控制。
栅极驱动控制器的参考信号电路还可包括被配置为产生时变参考信号的模拟电路，或被配置为产生时变参考信号的数字电路。时变参考信号可以是三角波、正弦曲线或锯齿波。
示例性栅极驱动控制器的第一比较器的比较器输出端可直接耦接到双稳态多谐振荡器的置位输入端，并且第二比较器的比较器输出端可直接耦接到双稳态多谐振荡器的复位输入端。
附图说明
对于示例性实施方案的详细描述，现在将参考附图，其中：
图1示出根据至少一些实施方案的AC/DC开关电源的框图；
图2示出根据至少一些实施方案的AC/DC开关电源的电路图；
图3示出根据至少一些实施方案的时序图；
图4示出根据至少一些实施方案的调制峰值电流和所得开关频率的曲线图；
图5示出根据至少一些实施方案的模拟参考信号电路；
图6示出根据至少一些实施方案的数字参考信号电路；并且
图7示出根据至少一些实施方案的方法。
定义
各种术语用于指特定系统部件。不同公司能够以不同名称指代部件，本文献并非意于在名称不同而功能相同的部件之间作出区分。在下面的讨论中以及在权利要求书中，术语“包括”和“包含”以开放形式使用，并且因此，这些术语应被解释成意指“包括但不限于…”。另外，术语“耦合”或“耦接”意指间接或直接连接。因此，如果第一设备耦接到第二设备，则该连接可通过直接连接或通过经由其他设备和连接的间接连接进行。
术语“输入端”和“输出端”是指到电子设备的电连接，而不应被当作需要采取行动的动词。例如，置位复位(SR)触发器可具有置位输入端、复位输入端和SR输出端。这些“输入端”和“输出端”定义到触发器的电连接，并且不应被当作要求向SR触发器输入信号或通过SR触发器输出信号。
“栅极”应指金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的栅极，并且还应指双极结型晶体管(BJT)的基极。因此，提及晶体管的“栅极”不应意味着晶体管限于MOSFET。“漏极”应指晶体管的较高电压端子，并且“源极”应指晶体管的较低电压端子，所述晶体管为MOSFET(例如，N沟道或P沟道)或BJT(例如，NPN或PNP)。因此，提及“漏极”和/或“源极”不应意味着晶体管限于MOSFET、BJT、任何特定类型的MOSFET或任何特定类型的BJT。
“置位复位触发器”或“SR触发器”应意指执行SR触发器的状态图或状态表的任何电路组(例如，交叉耦接的与非门、或D输入端生效的D触发器，其中清除输入端用作复位端，而时钟输入端用作置位输入端)。
具体实施方式
以下讨论涉及本发明的各种实施方案。虽然这些实施方案中的一个或多个可能是优选的，但所公开的实施方案不应解释为或以其他方式用来限制包括权利要求书在内的本公开的范围。另外，本领域技术人员应当理解，以下描述具有广泛应用，并且对任何实施方案的讨论仅意指该实施方案的示例，而并非旨在表示包括权利要求书在内的本公开的范围限于该实施方案。
各种实施方案涉及基于通过开关元件的峰值电流操作交流(AC)到直流(DC)(AC/DC)开关电源的方法和系统。更具体地讲，各种实施方案涉及开关电源内的DC/DC降压型转换器的方法和系统，该DC/DC降压型转换器基于控制通过开关元件的峰值电流(或通过电感器的峰值电流)来操作。通过调制控制通过开关元件的峰值电流的参考信号，可减少产生的电磁干扰(EMI)。该说明书首先转向高级概述以向读者指明方向。
图1示出根据至少一些实施方案的AC/DC开关电源的框图。具体地讲，图1示出AC/DC开关电源100限定一组AC输入端子102，以及包括正端子106和返回端子108的一组DC输出端子104。在操作中，AC电压被施加到AC输入端子102(例如，具有20伏或更高的峰值电压的AC电压)，并且AC/DC开关电源在DC输出端子104上产生DC电压(例如，3伏或5伏)，因此DC部分可被认为是DC/DC降压型转换器。AC/DC开关电源100可在概念上(但不一定在物理上)分成整流器110、栅极驱动控制器112、开关元件114和电路元件116。整流器110通过开关元件114耦接到电路元件116。栅极驱动控制器112限定栅极驱动端子118、反馈端子120和漏极电流端子122。栅极驱动控制器112在栅极驱动端子118上产生选择性地驱动开关元件114的栅极驱动信号。栅极驱动信号的开关状态(例如，生效和未生效)基于通过反馈端子120接收的反馈信号，并且基于在漏极电流端子122上方接收的电流信号，其中当开关元件114处于导通状态时，电流信号的参数(例如，电压)指示通过开关元件114的电流。将通过开关元件114提供的电流提供给电路元件116。电路元件116修改通过开关元件114提供的电流，以在DC输出端子104上提供DC输出电压和电流。电路元件116还对DC输出端子104上提供的输出电压进行采样，并且产生被提供给栅极驱动控制器112的反馈端子120的反馈信号(例如，与DC输出端子上的输出电压成比例的反馈电压)。
图2示出根据至少一些实施方案的AC/DC开关电源的电路图。具体地讲，图2示出AC输入端子102、DC输出端子104、整流器110、栅极驱动控制器112、开关元件114和电路元件116。在图2的示例性系统中，整流器110包括二极管200，其阳极耦接到AC输入端子102的一个端子，并且其阴极耦接到电容器202的第一引线。电容器202的第二引线耦接到二极管204的阳极，并且二极管204的阴极耦接到AC输入端子102的第二引线。因此，示例性整流器110是半波整流器。然而，根据系统被设计的DC输出电压和电流的量，可使用全波整流器。此外，为了效率，整流器还可使用有源开关元件来减少内部功率损耗(例如，二极管正向传导损耗)。在示例性系统中，整流器产生整流信号，该整流信号的峰值电压高于DC输出端子104两端的输出电压Vout。
在示例性系统中，开关元件114被示为N沟道MOSFET形式的晶体管206；然而，可以使用任何合适类型的晶体管。晶体管206限定栅极208、源极210和漏极212。栅极208耦接到栅极驱动控制器112的栅极驱动端子118。漏极212耦接到整流器110，并且源极210耦接到电路元件116。示例性电路元件116包括电感器214。电感器214的第一引线耦接到DC输出端子104的正端子106。电感器214的第二引线耦接到晶体管206的源极210。耦接在正端子106和返回端子108之间的是电容器216。电容器216充当由系统产生的DC输出电压的低通滤波器。示例性电路元件116还包括续流二极管220，该续流二极管限定耦接到DC输出端子104的返回端子108的阳极，以及耦接到电感器214的第二引线的阴极。示例性电路还包括续流二极管222，该续流二极管限定耦接到电感器214的第一引线的阳极，以及耦接到电阻器网络的阴极，该电阻器网络包括串联在二极管222的阴极和电感器214的第二引线之间的电阻器224和电阻器226。电阻器224和226之间的节点254耦接到栅极驱动控制器112的反馈端子120。电容器228与电阻器224和226并联耦接，使得电容器228具有耦接到二极管222的阴极的第一引线，以及耦接到电感器214的第二引线的第二引线。
仍然参见图2，在示例性实施方案中，栅极驱动控制器112的各种电路全部都是在半导体衬底上单片构造的，并且可以是封装部件(例如，包封在环氧树脂中，其中金属引线从其延伸)，该封装部件与各个电路元件组合以形成所示的整体系统。电路元件116的某些附加低电流部件也可在衬底上单片构造，诸如续流二极管222、电容器228以及电阻器224和226。示例性栅极驱动控制器112包括呈置位复位(SR)触发器230的示例性形式的双稳态多谐振荡器，该触发器限定置位输入端232、复位输入端234和SR输出端236(在图中标记为“Q”)。在操作中，SR输出端236在置位输入端232生效时生效，并且SR输出端236保持生效(甚至在置位输入端变为失效之后)直到复位输入端234生效。SR触发器230的SR输出端236耦接到栅极驱动端子118，并且因此耦接到晶体管206的栅极208。栅极驱动控制器112包括耦接到比较器240的正输入端238的漏极电流端子122。比较器240的负输入端242耦接到参考信号电路244(在下文更详细地讨论)。参考信号电路244产生被施加到比较器240的负输入端242的时变参考信号。时变参考信号控制通过晶体管206的峰值电流，在该峰值电流下，SR输出端236失效。此外，调制根据示例性实施方案的时变参考信号。使通过晶体管206的峰值电流在每个开关循环内略微改变(响应于调制的时变参考信号)使得栅极驱动端子118上的栅极驱动信号的频率是可变的，这可导致由图2的系统产生的EMI减少。
在示例性实施方案中，将信号提供给栅极驱动控制器112的漏极电流端子122，其中该信号具有与流过晶体管206的电流成比例的参数。在图2的示例性系统中，该信号是与流过晶体管206的电流成比例的电压，该电流由电流感测变压器246产生，该电流感测变压器可操作地耦接到流动离开源极210并进入电感器214的电流。也就是说，电流感测变压器246的初级是源极210和电感器214之间的单“匝”电引线，并且电流感测变压器246的次级是与分流电阻器248串联电耦接的一匝或多匝导线。示例性电流感测变压器246可操作地耦接到差分放大器250的输入端。差分放大器250在其输出端251上产生与流过晶体管206的电流成比例的电压。输出端251因此耦接到漏极电流端子122。可使用产生具有与流过晶体管206的电流成比例的电压的信号的其他方法和系统。例如，小电流感测电阻器可串联放置在源极210和电感器214之间，其中小电阻两端的电压与电流流动成比例。更进一步，一些可商购获得的MOSFET被设计和构造成固有地产生具有与流过MOSFET(以商品名SENSEFET(R)从安森美公司(ON Semiconductor)商购获得)的电流成比例的电压的单独信号，并且当使用这样的晶体管时，可省略示例性电流感测变压器246、差分放大器250等。可使用感测通过晶体管206或电感器214的电流的任何系统和方法。
仍然参见图2，考虑到晶体管206是导通的，因此驱动电流通过电感器。在讨论由电路元件116对输出电压Vout进行采样之后，下文将更多地讨论用于驱动电流通过电感器的触发器。当晶体管206变为导通时，电流开始通过电感器214积累，并且随着电流积累，电感器将能量存储在电感器214的场中。流过电感器的电流流入电容器216并且通过耦接到DC输出端子104的负载。在晶体管206正在驱动电流的时间段期间，续流二极管220被反向偏置，因为在节点252处的电压高于在返回端子108处的电压。同样，续流二极管222被反向偏置，因为在节点252处的电压高于在正端子106处的电压。根据示例性实施方案，驱动电流通过电感器214在通过晶体管206的电流达到峰值时停止。也就是说，在示例性电路中，电流感测变压器246和差分放大器250产生具有与电流成比例的电压的信号，并且当电流达到峰值时(如通过比较器240所确定的)，示例性电路使栅极驱动端子118上的信号失效，从而停止驱动电流通过晶体管206。
通过电感器214的电流不能瞬时改变。相反，当驱动电流停止时，电感器214周围的场开始塌缩，这产生电压，并且因此电流流过电感器214进入负载和/或电容器216。在场塌缩期间由电感器214产生的电压降低节点252上的电压，这正向偏置续流二极管220并且使返回端子108中的返回电流能够流过续流二极管220。另外，节点252上的降低的电压正向偏置续流二极管222，并且瞬时电流流过续流二极管222进入电容器228。实际上，就在电流停止流过晶体管206之后，示例性电路元件116对输出电压Vout进行采样，该采样电压然后驻留在电容器228上。在采样期间产生的电容器228上的电压然后通过电阻器224和226放电。电容器228的放电率由电阻器224和226设定，并且应当注意，一旦续流二极管222不再被正向偏置，放电速率便与实际输出电压Vout无关。两个示例性电阻器224和226之间的节点254耦接到栅极驱动控制器112的反馈端子120，并且栅极驱动控制器112使用在节点254处的反馈电压来触发栅极驱动端子118上的下一个生效信号。如果图2的系统以电感器的不连续导通模式(DCM)操作，则在其中晶体管206驱动电流通过电感器214的下一个开关周期之前场完全塌缩并且电感器214不再提供电流。如果图2的系统以连续导通模式(CCM)操作，则当晶体管206再次开始驱动电流通过电感器214时，通过电感器214的电流在下一个开关周期开始时仍将是非零值。
仍然参见图2，并且再次转向栅极驱动控制器112的操作。栅极驱动控制器112还包括比较器256，该比较器限定负输入端258、正输入端260和比较器输出端262。负输入端258耦接到反馈端子120，并且因此耦接到由电路元件116产生的反馈电压。正输入端260耦接到参考电压Vref 264。因此，当负输入端258上的反馈电压下降到参考电压Vref 264以下时，比较器输出端262生效。比较器输出端262直接耦接到置位输入端232。因此，当反馈电压下降到参考电压Vref 264以下时，栅极驱动端子118生效。再次返回比较器240，比较器240限定比较器输出端262，该比较器输出端直接耦接到SR触发器230的复位输入端234。由此，当具有与流过晶体管206的电流成比例的电压的信号超过由参考信号电路244产生的信号时(即，当电流达到峰值时)，比较器输出端262变得生效，这使栅极驱动端子118上的信号复位或失效，从而停止电流流过晶体管206。因此，示例性栅极驱动控制器112不具有内部振荡器。控制晶体管206的频率基于采样电压的放电时间(即，反馈电压的放电时间)和达到峰值电流所花费的时间量。如下文更详细地讨论，阈值峰值电流是抖动的，这导致控制器的操作频率改变。该说明书现在转向示例性系统的示例性时序图。
图3示出根据至少一些实施方案的时序图。具体地讲，图3示出在一组对应的时间轴上绘制的五个参数。曲线300示出作为时间的函数的栅极驱动电压。曲线302示出作为时间的函数的电感器电流IL(对于示例性DCM操作)。曲线304示出输出电压Vout(例如，在DC输出端子104(图1、图2)处)。曲线306示出作为时间的函数的通过晶体管206的漏极电流IDRAIN。并且曲线308示出作为时间的函数的反馈电压VFB。具体地讲，在时间T0处，栅极驱动电压变得生效(曲线300)。响应于生效的栅极驱动信号，晶体管206电流IDRAIN开始上升(曲线306)，电感器电流IL开始上升(曲线302)，并且输出电压Vout开始上升(曲线304)。继续对电感器进行充电，直到晶体管206电流IDRAIN在时间T1处达到峰值IPEAK(在曲线306中指定为点310)。响应于IDRAIN达到IPEAK，栅极驱动信号失效。当通过栅极驱动信号的失效使晶体管206不导通时(在时间T1处)，晶体管206电流IDRAIN下降到零。然而，因为存储在电感器214的场中的能量，当IDRAIN下降到零时，场开始塌缩，这使电感器214两端的电压反向，并且正向偏置续流二极管222。因此输出电压Vout在时间T1处(或稍后)进行采样，如跳到峰值的反馈电压VFB(在时间T1处的曲线308)所示。
在时间T1和T2之间，在存储在场中的能量塌缩时，电感器电流IL从其峰值减小。相关地，在提供给电感器214的输出功率的分量作为流过电感器214的电流的函数下降时，输出电压Vout也下降。在所示的示例性DCM操作中，当电感器电流在T2处达到零时，提供给负载的能量仅由电容器216供应。然而，应当注意，根据示例性实施方案，反馈电压VFB以与电感器电流IL或输出电压Vout无关的速率下降。如上所讨论的，反馈电压VFB的放电由包括电阻器224和226的电阻器网络来控制。当反馈电压VFB在时间T3处达到预定值Vref 264时(在曲线308中指定为点312)，该过程通过栅极驱动电压(曲线300)变得生效而重新开始。在时间T3和T4之间，晶体管206电流IDRAIN开始上升，电感器电流IL开始上升，并且输出电压Vout开始上升。继续对电感器进行充电，直到晶体管206电流IDRAIN在时间T4处达到峰值IPEAK(在曲线306中指定为点310)，以此类推。
存在控制整个电路操作的频率的两个时间周期。首先，充电周期(例如，T0-T1和T3-T4)每当反馈电压VFB达到预定值Vref时开始，并且在晶体管电流IDRAIN达到峰值IPEAK时结束。放电周期(例如，T2-T3)每当晶体管电流IDRAIN达到峰值IPEAK时有效地开始，并且在反馈电压VFB达到预定值Vref时结束。虽然示例性系统能够以固定IPEAK和固定Vref值操作，但是根据至少一些实施方案，IPEAK值被修改或调制以减少由系统产生的EMI。
图4示出根据至少一些实施方案的调制峰值电流和所得开关频率的曲线图。具体地讲，曲线图400示出IPEAK值，该值作为时间的函数被修改或被调制以略微改变IPEAK值，以及因此改变电感器的充电周期的长度。在示例性曲线400中，IPEAK值是三角波形式的时变参考信号，该三角波在任何两个一致特征(如图所示，最低电压之间的一致特征)之间具有调制周期TM。然而，应当注意，时变参考信号不一定是三角波，因为可使用其他时变参考信号，诸如正弦曲线或锯齿波。在示例性曲线400中，三角波骑跨DC电压并且具有两倍ΔIPEAK的电压的峰到峰变化。IPEAK值的调制导致开关频率随时间推移的变化，如图4的曲线402所示。该说明书现在转向数学分析，以帮助量化IPEAK的变化与所产生的开关频率变化之间的关系。
出于解释的目的，考虑使用恒定IPEAK值操作的DC/DC降压转换器。在DCM操作中，转换器的功率输出与各种电压和电流之间的关系采用以下形式：
其中POUT.DCM是功率输出，VOUT是如上所述的输出电压，IOUT是输出电流，VIN是到降压型转换器的DC输入电压，L是电感器的电感，IPEAK是如上所述的峰值电流，并且f是开关频率。类似地，对于CCM操作：
假设VIN、VOUT、L和IOUT是恒定的。如果IPEAK在每个等式中被IPEAK+ΔIPEAK替换，则可以证明，在DCM操作中：
并且在CCM操作中：
因此，开关频率与时变参考信号的ΔIPEAK相关。曲线402示出，在示例性DCM操作中，开关频率变化Δf与ΔIPEAK直接相关。因此，通过修改或调制电感器停止充电的IPEAK，结果是转换器的开关频率发生变化。
在进行到示例性电路以提供设定IPEAK的时变参考信号之前，应当注意，到降压型转换器的VIN被假定为恒定的。然而，示例性实施方案中的整流器110(图1和图2)在一些实施方案中被讨论为半波整流器。虽然电容器202可在一定程度上平滑半波整流信号，但是整流器110所产生的电压(即，到降压型转换器的VIN)可能将具有两倍于到整流器的AC输入信号的频率的纹波。在降压型转换器的开关频率(例如，1千赫或更高)高于用于通过整流器110产生VIN的AC信号的频率的情况下，在每个开关循环中充电开始的VIN电压也可能不同。此外，在对电感器充电开始的时间点处的输出电压VOUT可能不是恒定的。输入电压VIN和输出电压VOUT影响达到IPEAK的充电时间，因此在各种实施方案中IPEAK的修改或调制与在每个循环中开始充电时引起的时间瞬时VIN和VOUT的变化一起工作。
图5示出根据至少一些实施方案的模拟参考信号电路。具体地讲，图5的参考信号电路244是模拟电路，该模拟电路被配置为产生施加到比较器240(图2)的负输入端242(图2)的时变参考信号。示例性电路包括基极或DC电压参考VDC 500。VDC 500最初通过开关506施加到电容器502和时变信号端口504。由VDC 500提供的电压通过恒定电流源508(与缓冲二极管510并联)略微增加。电容器502上的电压也耦接到比较器514的正输入端512。当电容器502上的电压超过VREF 516时(考虑到比较器的滞后)，比较器514改变其输出上的状态。状态的改变使开关506打开，并且使开关518闭合。电容器502上的电压然后通过恒定电流源520(与缓冲二极管522并联)减小。当电容器502上的电压下降到VREF 516以下时(考虑到比较器的滞后)，比较器514再次改变状态，并且该过程继续。时变信号端口504上的信号的峰到峰幅度基于比较器514的滞后。因此，图5的示例性参考信号电路244使用模拟信号产生三角波形式的时变参考。
图6示出根据至少一些实施方案的数字参考信号电路。具体地讲，图6的参考信号电路244是数字电路，该数字电路被配置为产生施加到比较器240(图2)的负输入端242(图2)的时变参考信号。图6的示例性参考信号电路244的核心是上行/下行计数器600。考虑到上行/下行计数器600最初向上计数，在输出D0、D1和D2上产生三位值。示例性三位值被应用于数模转换器(DAC)602，该数模转换器在时变信号端口604上产生时变参考信号。然而，示例性三位值也应用于数字比较器606，并且当三位值等于预定数字值(在该示例中，预定数字值为“111”)时，数字比较器606产生耦接到反转触发器610的T输入端608的生效信号(“A＝B”输出)。在应用于反转触发器610的下一个时钟循环，Q输出端612切换或改变状态(在该示例中，从生效到失效)。Q输出端612不仅耦接到上行/下行计数器600的上行/下行计数输入端613，而且还连结到数字比较器606的所有B比较输入端614。因此，上行/下行计数输入端613的失效状态使得上行/下行计数器600然后向下计数。当计数值再次等于B比较输入端614上的预定值(现在为“000”)时，反转触发器610再次切换其Q输出端612，并且该过程通过向上计数来重复。因此，图6的示例性参考信号电路244使用数字信号产生三角波形式的时变参考。如前所述，三角波仅仅是时变参考信号的示例，因此可以使用产生其他类型的时变信号的其他数字和模拟电路。
图7示出根据至少一些实施方案的方法。具体地讲，方法开始(框700)并且包括：驱动电流通过与负载串联的电感器，该驱动通过使耦接在整流信号和电感器之间的晶体管导通来进行，并且该驱动在反馈电压达到预定电压值时开始(框702)；在通过晶体管的电流达到峰值时，停止驱动电流通过电感器(框704)；对转换器的输出电压进行采样，该采样产生反馈电压(框706)；对通过电阻器的反馈电压进行放电，放电率与转换器的输出电压无关(框708)；以及修改停止发生的峰值并且重复驱动、停止、采样和放电(框710)。此后，该方法结束(框712)。
以上讨论旨在说明本发明的原理和各种实施方案。旨在使以下权利要求被解释为包含所有此类变型形式和修改形式。

Claims (10)

1.一种用于降压型电源转换器的控制器，所述控制器包括：
栅极驱动端子；
反馈端子；
漏极电流端子；
参考信号电路，所述参考信号电路被配置为产生具有恒定调制周期的时变参考信号；
置位复位SR触发器，所述SR触发器具有置位输入端、复位输入端和SR输出端，所述SR输出端耦接到所述控制器的所述栅极驱动端子；
第一比较器，所述第一比较器具有第一输入端、第二输入端和比较器输出端，所述比较器输出端耦接到所述SR触发器的所述置位输入端；
参考电压，所述参考电压耦接到所述第一比较器的所述第一输入端，并且所述反馈端子耦接到所述第一比较器的所述第二输入端；
第二比较器，所述第二比较器具有第一输入端、第二输入端和比较器输出端，所述第二比较器的所述比较器输出端耦接到所述SR触发器的所述复位输入端；并且
所述漏极电流端子耦接到所述第二比较器的所述第一输入端，并且所述时变参考信号耦接到所述第二比较器的所述第二输入端；
其中所述控制器被配置为生成从所述SR输出端施加到所述栅极驱动端子的变频栅极驱动信号，所述频率基于所述时变参考信号和在所述反馈端子上接收的反馈信号来控制。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中所述参考信号电路还包括选自由以下各项组成的群组中的至少一个：被配置为产生所述时变参考信号的模拟电路；和被配置为产生所述时变参考信号的数字电路。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中所述参考信号电路被配置为产生选自由以下各项组成的群组中的至少一个：正弦曲线形式的所述时变参考信号；三角波形式的所述时变参考信号；和锯齿波形式的所述时变参考信号。
4.根据权利要求1所述的控制器，
其中所述第一比较器的所述比较器输出端直接耦接到所述SR触发器的所述置位输入端；并且
其中所述第二比较器的所述比较器输出端直接耦接到所述SR触发器的所述复位输入端。
5.一种操作直流DC到DC降压型转换器的方法，包括：
驱动电流通过与负载串联的电感器，所述驱动通过使耦接在整流信号和所述电感器之间的晶体管导通来进行，并且所述驱动在反馈电压达到预定电压值时开始；然后
在通过所述晶体管的电流达到峰值时，停止所述驱动电流通过所述电感器；
然后
对所述转换器的输出电压进行采样，所述采样产生所述反馈电压；然后
对通过电阻器的所述反馈电压进行放电，放电率与所述转换器的输出电压无关；以及
修改发生所述停止的所述峰值并且重复所述驱动、所述停止、所述采样和所述放电。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述电感器以选自由以下各项组成的群组中的至少一个模式操作：不连续导通模式；和连续电流模式。
7.根据权利要求5所述的方法，其中修改所述峰值基于所述反馈电压来改变每个开关循环上的所述驱动的频率。
8.根据权利要求5所述的方法，其中对所述输出电压进行采样还包括：
通过所述电感器正向偏置续流二极管；以及
通过流过所述续流二极管的电流对电容器进行充电。
9.根据权利要求5所述的方法，其中驱动电流通过所述电感器还包括当所述反馈电压满足所述预定电压值或下降到所述预定电压值以下时使到所述开关晶体管的驱动信号生效。
10.根据权利要求5所述的方法，还包括：
整流交流AC输入电压以产生DC整流信号，所述DC整流信号具有峰值电压；并且
其中驱动电流通过所述电感器还包括驱动所述DC整流信号通过所述电感器。
CN201811320707.5A 2017-12-28 2018-11-07 基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统 Pending CN109980959A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/856,147 2017-12-28
US15/856,147 US20190207515A1 (en) 2017-12-28 2017-12-28 Method and system of operating switching power converters based on peak current through the switching element

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN109980959A true CN109980959A (zh) 2019-07-05

Family

ID=66817034

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811320707.5A Pending CN109980959A (zh) 2017-12-28 2018-11-07 基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20190207515A1 (zh)
CN (1) CN109980959A (zh)
DE (1) DE102018128705A1 (zh)
TW (1) TW201931751A (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11460873B2 (en) 2020-06-09 2022-10-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Power management integrated circuit including detection circuit with capacitive element
CN112688538B (zh) * 2020-12-10 2022-03-22 成都芯源系统有限公司 准恒定导通时间控制电路及其开关变换器和方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1578090A (zh) * 2003-07-28 2005-02-09 艾斯泰克国际公司 用于控制功率转换器中的同步整流器的电路和方法
US20140049235A1 (en) * 2012-08-14 2014-02-20 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Switching regulator and the method thereof

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8080987B1 (en) * 2006-12-22 2011-12-20 Intersil Americas Inc. Method and apparatus for efficient transitioning between different operating modes of a regulator
CN101552570B (zh) * 2009-04-17 2013-09-18 成都芯源系统有限公司 一种具有限频功能的开关稳压电路及方法
US8106715B1 (en) * 2009-12-04 2012-01-31 Qualcomm Atheros, Inc. Low-power oscillator
JP5772191B2 (ja) * 2011-04-28 2015-09-02 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
CN102761265B (zh) * 2011-04-29 2015-04-01 成都芯源系统有限公司 开关电源控制器和操作开关电源的方法
EP2573575B1 (en) * 2011-09-23 2016-04-13 Infineon Technologies AG Digital switching converter control
US9350232B2 (en) * 2013-03-14 2016-05-24 Apple Inc. Power supply with continuous spread-spectrum switching signal

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1578090A (zh) * 2003-07-28 2005-02-09 艾斯泰克国际公司 用于控制功率转换器中的同步整流器的电路和方法
US20140049235A1 (en) * 2012-08-14 2014-02-20 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Switching regulator and the method thereof

Also Published As

Publication number Publication date
US20190207515A1 (en) 2019-07-04
TW201931751A (zh) 2019-08-01
DE102018128705A1 (de) 2019-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10361633B2 (en) Control method and device for switching power supplies having more than one control mode
US9455623B2 (en) Power factor correction circuit and method
US11005361B2 (en) Control circuit and method of a switching power supply
TWI589106B (zh) 開關電源及其開關控制器
US20180007751A1 (en) Control method and device employing primary side regulation in a quasi-resonant ac/dc flyback converter without analog divider and line-sensing
TW201924200A (zh) 切換邊界模式交錯電力轉換器之數位控制
US11411506B2 (en) Control circuit and switching converter
US9131568B2 (en) Light-emitting diode driving apparatus and semiconductor device
JP2010284071A (ja) 電源のためのコントローラ
TW201924199A (zh) 無電流感測器之切換邊界模式電力轉換器之數位控制
JP2013538544A (ja) Ａｃ／ｄｃ電力変換方法および装置
US20150357899A1 (en) On-time control for switched mode power supplies
TW201924198A (zh) 具有降低交越失真之切換邊界模式交錯電力轉換器之數位控制
Tattiwong et al. Analysis design and experimental verification of a quadratic boost converter
Le et al. Wide-load-range efficiency improvement for high-frequency SiC-based boost converter with hybrid discontinuous current mode
KR20080051404A (ko) 가변모드 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 하프-브리지컨버터
CN109980959A (zh) 基于通过开关元件的峰值电流操作开关电源转换器的方法和系统
JP2011055596A (ja) 力率改善回路
TW201212496A (en) Switching mode power supply with burst mode operation
CN103580508B (zh) Ac/dc转换器电路
JP2011083049A (ja) 電圧変換装置
US9705412B2 (en) Pulsed feedback switching converter
TWM591640U (zh) 單階雙切式寬輸入範圍電源轉換電路
US11469664B2 (en) Power converter with a high conversion ratio
TWI659600B (zh) 單一全橋式整流機數位控制器及其方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination