DE102018128705A1

DE102018128705A1 - Verfahren und System zum Betreiben von Schaltleistungswandlern auf Basis eines Spitzenstroms durch das Schaltelement

Info

Publication number: DE102018128705A1
Application number: DE102018128705.4A
Authority: DE
Inventors: Chen-Hua Chiu
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2017-12-28
Filing date: 2018-11-15
Publication date: 2019-07-04
Also published as: CN109980959A; US20190207515A1; TW201931751A

Abstract

Die vorliegende Anmeldung bezieht sich auf ein Verfahren und ein System zum Betreiben von Schaltleistungswandlern basierend auf einem Spitzenstrom durch das Schaltelement. Zumindest einige der beispielhaften Ausführungsformen sind Steuerungen für Abwärts-Leistungswandler mit einem Gate-Treiberanschluss, einem Rückkopplungsanschluss und einem Drain-Stromanschluss. Die Steuerungen sind so konfiguriert, dass sie Gate-Treibersignale variabler Frequenz erzeugen, die an den Gate-Treiberanschluss angelegt werden, wobei die Frequenz basierend auf einem zeitlich variierenden Referenzsignal gesteuert wird, das den Spitzenstrom durch einen Schalttransistor steuert, und die Frequenz basierend auf einem Rückkopplungssignal gesteuert wird, das am Rückkopplungsanschluss proportional zu einer abgetasteten Ausgangsspannung empfangen wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Anmeldung betrifft das technische Gebiet von Schaltleistungswandlern, insbesondere Schaltleistungswandlern, die auf Basis von Spitzenströmen durch das Schaltelement gesteuert werden.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Die von elektronischen Geräten erzeugte elektromagnetische Interferenz (EMI) ist in den meisten Industrieländern geregelt. Schaltnetzteile erzeugen EMI, und somit berücksichtigen Auslegungen von Schaltnetzteilen das Reduzieren erzeugter EMI. Die Überlegungen bei der Auslegung umfassen eine physische Abschirmung der darunterliegenden Schaltungen, EMI-Filter an Eingangs- und Ausgangssignalen und auch die Auslegung der darunterliegenden Schaltungen selbst. Jeder Fortschritt bei der Auslegung von Schaltnetzteilen, der die Komplexität der Steuerung des Schaltnetzteils reduziert und/oder EMI reduziert, kann einen Wettbewerbsvorteil auf dem Markt bedeuten.
KURZDARSTELLUNG
Die Anmeldung bezieht sich auf Verfahren und Systeme zum Betreiben von Schaltleistungswandlern basierend auf einem Spitzenstrom durch das Schaltelement. Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform ist eine Steuerung für einen Abwärtswandler, umfassend: einen Gate-Treiberanschluss; einen Rückkopplungsanschluss; einen Drain-Stromanschluss; eine Referenzsignalschaltung, wobei die Referenzsignalschaltung so konfiguriert ist, dass sie ein zeitlich variierendes Referenzsignal mit einer Modulationsperiode erzeugt, die konstant ist; ein Set-Reset(SR)-Flipflop, wobei das SR-Flipflop einen Set-Eingang, einen Reset-Eingang und einen SR-Ausgang hat und der SR-Ausgang mit dem Gate-Treiberanschluss der Steuerung gekoppelt ist; einen ersten Komparator, der einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Komparatorausgang aufweist, wobei der Komparatorausgang mit dem Set-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt ist; eine Referenzspannung, die mit dem ersten Eingang des ersten Komparators gekoppelt ist, und den Rückkopplungsanschluss, der mit dem zweiten Eingang des ersten Komparators gekoppelt ist; einen zweiten Komparator, der einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Komparatorausgang aufweist, wobei der Komparatorausgang des zweiten Komparators mit dem Reset-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt ist; und den Drain-Stromanschluss, der mit dem ersten Eingang des zweiten Komparators gekoppelt ist, und das zeitlich variierende Referenzsignal, das mit dem zweiten Eingang des zweiten Komparators gekoppelt ist. Die Steuerung ist so konfiguriert, dass sie ein vom SR-Ausgang an den Gate-Treiberanschluss angelegtes Gate-Treibersignal mit variabler Frequenz erzeugt, wobei die Frequenz auf Basis des zeitlich variierenden Referenzsignals und eines am Rückkopplungsanschluss empfangenen Rückkopplungssignals gesteuert wird.
Die Referenzsignalschaltung der Steuerung kann ferner eine analoge Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie die zeitlich variierende Referenz erzeugt, oder eine digitale Schaltung umfassen, die so konfiguriert ist, dass sie das zeitlich variierende Referenzsignal erzeugt. Die Referenzsignalschaltung der Steuerung kann ein zeitlich veränderliches Referenzsignal in Form einer Dreieckswelle, einer Sinuskurve oder einer Sägezahnwelle erzeugen.
Der Komparatorausgang des ersten Komparators der Steuerung kann direkt mit dem Set-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt sein. Der Komparatorausgang des zweiten Komparators der Steuerung kann direkt mit dem Reset-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt sein.
Eine weitere beispielhafte Ausführungsform ist ein Verfahren zum Betreiben eines DC/DC-Abwärtswandlers, umfassend: Treiben eines Stroms durch eine Spule in Reihe mit einer Last, wobei das Treiben erfolgt, indem ein zwischen das gleichgerichtete Signal und die Spule gekoppelter Transistor leitend gemacht wird, und wobei das Treiben beginnt, wenn eine Rückkopplungsspannung einen vorbestimmten Spannungswert erreicht; und dann Beenden des Treibens des Stroms durch die Spule, wenn ein Strom durch den Transistor einen Spitzenwert erreicht; und dann Abtasten einer Ausgangsspannung des Wandlers, wobei das Abtasten die Rückkopplungsspannung erzeugt; und dann Entladen der Rückkopplungsspannung über einen Widerstand mit einer Entladegeschwindigkeit, die von einer Ausgangsspannung des Wandlers unabhängig ist; und Modifizieren des Spitzenwerts, bei dem das Beenden erfolgt, und Wiederholen des Treibens, Beendens, Abtastens und Entladens.
Bei dem beispielhaften Verfahren arbeitet die Spule entweder in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus oder einem kontinuierlichen Leitungsmodus. Bei dem beispielhaften Verfahren kann das Modifizieren der Spitzenwerte eine Frequenz des Treibens bei jedem Schaltzyklus basierend auf der Rückkopplungsspannung ändern. Bei dem beispielhaften Verfahren kann das Abtasten der Ausgangsspannung ferner umfassen: Polen einer Freilaufdiode in Durchlassrichtung durch die Spule; und Laden eines Kondensators durch Stromfluss durch die Freilaufdiode. Bei dem beispielhaften Verfahren kann das Treiben von Strom durch die Spule ferner umfassen, dass ein Treibersignal an den Schalttransistor angelegt wird, wenn die Rückkopplungsspannung den vorbestimmten Spannungswert erreicht oder unterschreitet. Bei dem beispielhaften Verfahren kann das Modifizieren des Spitzenwerts ferner das Modulieren des Spitzenwerts zum Erzeugen eines zeitlich variierenden Signals in Form einer Dreieckswelle umfassen.
Das beispielhafte Verfahren kann ferner das Gleichrichten einer Wechselstrom(AC)-Eingangsspannung umfassen, um ein gleichgerichtetes Gleichspannungssignal zu erzeugen, wobei das gleichgerichtete Gleichspannungssignal eine Spitzenspannung aufweist. Das Treiben von Strom durch die Spule kann ferner das Treiben des gleichgerichteten Gleichstromsignals durch die Spule umfassen.
Noch eine weitere beispielhafte Ausführungsform ist eine Gate-Treibersteuerung, umfassend: einen Gate-Treiberanschluss, der so konfiguriert ist, dass er mit dem Gate des Transistors gekoppelt ist; einen Rückkopplungsanschluss, der so konfiguriert ist, dass er mit einem Kondensator gekoppelt ist; einen Drain-Stromanschluss; eine Referenzsignalschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie ein zeitlich variierendes Referenzsignal erzeugt; einen bistabilen Multivibrator, wobei der bistabile Multivibrator einen Set-Eingang, einen Reset-Eingang und einen Ausgang aufweist und wobei der bistabile Multivibrator mit dem Gate-Treiberanschluss gekoppelt ist; einen ersten Komparator, der einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Komparatorausgang hat, wobei der Komparatorausgang mit dem Set-Eingang des bistabilen Multivibrators gekoppelt ist; eine Referenzspannung, die mit dem ersten Eingang des ersten Komparators gekoppelt ist, und den Rückkopplungsanschluss, der mit dem zweiten Eingang des ersten Komparators gekoppelt ist; einen zweiten Komparator, der einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Komparatorausgang hat, wobei der Komparatorausgang des zweiten Komparators mit dem Reset-Eingang des bistabilen Multivibrators gekoppelt ist; und den Drain-Stromanschluss, der mit dem ersten Eingang des zweiten Komparators gekoppelt ist, und das zeitlich variierende Referenzsignal, das mit dem zweiten Eingang des zweiten Komparators gekoppelt ist. Die Gate-Treibersteuerung ist so konfiguriert, dass sie ein vom Ausgang des bistabilen Multivibrators am Gate-Treiberanschluss angelegtes Gate-Treibersignal mit variabler Frequenz erzeugt, wobei die Frequenz auf Basis des zeitlich variierenden Referenzsignals und eines am Rückkopplungsanschluss empfangenen Rückkopplungssignals gesteuert wird.
Die Referenzsignalschaltung der Gate-Treibersteuerung kann ferner eine analoge Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das zeitlich variierende Referenzsignal erzeugt, oder eine digitale Schaltung umfassen, die so konfiguriert ist, dass sie das zeitlich variierende Referenzsignal erzeugt. Das zeitlich variierende Referenzsignal kann eine Dreieckswelle, eine Sinuskurve oder eine Sägezahnwelle sein.
Der Komparatorausgang des ersten Komparators der beispielhaften Gate-Treibersteuerung kann direkt mit dem Set-Eingang des bistabilen Multivibrators gekoppelt sein, und der Komparatorausgang des zweiten Komparators kann direkt mit dem Reset-Eingang des bistabilen Multivibrators gekoppelt sein.
Figurenliste
Für eine detaillierte Beschreibung der Beispielausführungsformen wird nun auf die beigefügten Zeichnungen verwiesen, wobei:

1 ein Blockdiagramm eines AC/DC-Schaltnetzteils nach mindestens einigen Ausführungsformen zeigt;
2 ein Schaltbild eines AC/DC-Schaltnetzteils nach mindestens einigen Ausführungsformen zeigt;
3 ein Zeitdiagramm nach mindestens einigen Ausführungsformen zeigt;
4 Diagramme des modulierten Spitzenstroms und der resultierenden Schaltfrequenz nach mindestens einigen Ausführungsformen zeigt;
5 eine analoge Referenzsignalschaltung nach mindestens einigen Ausführungsformen zeigt;
6 eine digitale Referenzsignalschaltung nach mindestens einigen Ausführungsformen zeigt; und
7 ein Verfahren nach mindestens einigen Ausführungsformen zeigt.

DEFINITIONEN
Verschiedene Begriffe werden verwendet, um bestimmte Systemkomponenten zu bezeichnen. Unterschiedliche Firmen können eine Komponente mit unterschiedlichen Namen bezeichnen - dieses Dokument beabsichtigt nicht, zwischen Komponenten zu unterscheiden, die sich im Namen, aber nicht in der Funktion unterscheiden. In der nachfolgenden Erörterung und in den Ansprüchen werden die Bezeichnungen „einschließlich“ und „umfassend“ in einem offenen Sinne verwendet und sollten daher so ausgelegt werden, dass sie „einschließlich, aber nicht beschränkt auf ...“ bedeuten. Außerdem soll der Begriff „koppeln“ oder „koppelt“ entweder eine indirekte oder eine direkte Verbindung bezeichnen. Wenn daher ein erstes Gerät mit einem zweiten Gerät gekoppelt wird, kann diese Verbindung durch eine direkte Verbindung oder durch eine indirekte Verbindung über andere Geräte und Verbindungen erfolgen.
Die Begriffe „Eingang“ und „Ausgang“ beziehen sich auf elektrische Verbindungen zu elektrischen Geräten und sind nicht als Handlungen zu verstehen. Zum Beispiel kann ein Set-Reset(SR)-Flipflop einen Set-Eingang, einen Reset-Eingang und einen SR-Ausgang aufweisen. Diese „Eingänge“ und „Ausgänge“ definieren elektrische Verbindungen zum Flipflop und sind nicht als Eingabe von Signalen in das SR-Flipflop oder als Ausgabe von Signalen vom SR-Flipflop zu verstehen.
„Gate“ bezieht sich auf das Gate eines Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) und auch auf die Basis eines bipolaren Sperrschichttransistors (BJT). Somit soll die Bezugnahme auf ein „Gate“ eines Transistors nicht implizieren, dass der Transistor auf einen MOSFET beschränkt ist. „Drain“ bezieht sich auf einen Anschluss mit höherer Spannung eines Transistors, und „Source“ bezieht sich auf einen Anschluss mit geringerer Spannung des Transistors, entweder eines MOSFETs (z. B. N-Kanal oder P-Kanal) oder eines BJTs (z. B. NPN oder PNP). Somit impliziert die Bezugnahme auf „Drain“ und/oder „Source“ nicht, dass der Transistor auf einen MOSFET, einen BJT, einen speziellen MOSFET-Typ oder einen speziellen BJT-Typ beschränkt ist.
„Set-Reset-Flipflop“ oder „SR-Flipflop“ steht für einen Satz Schaltungen, der ein Zustandsdiagramm oder eine Zustandstabelle eines SR-Flipflops ausführt (z. B. kreuzgekoppelte NAND-Gates oder ein D-Flipflop mit aktiviertem D-Eingang, wobei der Löscheingang als Reset wirkt und der Takteingang als der Set-Eingang wirkt).
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die folgende Erörterung gilt verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung. Obwohl eine oder mehrere dieser Ausführungsformen bevorzugt sein können, sollten die offenbarten Ausführungsformen nicht so interpretiert oder anderweitig verwendet werden, dass sie den Umfang der Offenbarung, einschließlich der Ansprüche, einschränken. Darüber hinaus wird der Fachmann verstehen, dass die folgende Beschreibung eine breite Anwendung findet, und die Erläuterung einer beliebigen Ausführungsform lediglich als Beispiel für diese Ausführungsform zu verstehen ist und nicht so, dass der Umfang der Offenbarung, einschließlich der Ansprüche, auf diese Ausführungsform beschränkt ist.
Verschiedene Ausführungsformen beziehen sich auf Verfahren und Systeme zum Betreiben von AC/DC-Schaltnetzteilen (Wechselstrom zu Gleichstrom) basierend auf dem Spitzenstrom durch das Schaltelement. Insbesondere beziehen sich verschiedene Ausführungsformen auf Verfahren und Systeme von DC/DC-Abwärtswandlern innerhalb von Schaltnetzteilen, wobei die DC/DC-Abwärtswandler auf Basis der Steuerung des Spitzenstroms durch das Schaltelement (oder des Spitzenstroms durch eine Spule) arbeiten. Durch Modulieren eines Referenzsignals, das den Spitzenstrom durch das Schaltelement steuert, kann die erzeugte elektromagnetische Interferenz (EMI) reduziert werden. Die Beschreibung beginnt mit einem übergeordneten Überblick zur Orientierung des Lesers.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines AC/DC-Schaltnetzteils nach mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere zeigt 1 ein AC/DC-Schaltnetzteil 100, das einen Satz AC-Eingangsanschlüsse 102 und einen Satz DC-Ausgangsanschlüsse 104 definiert, der den positiven Anschluss 106 und den Rückführanschluss 108 umfasst. Im Betrieb wird eine Wechselspannung an den AC-Eingangsanschluss 102 angelegt (z. B. eine Wechselspannung mit einer Spitzenspannung von 20 Volt oder mehr), und das AC/DC-Schaltnetzteil erzeugt an den DC-Ausgangsanschlüssen 104 eine Gleichspannung (z. B. 3 Volt oder 5 Volt), so dass der DC-Abschnitt als DC/DC-Abwärtswandler betrachtet werden kann. Das AC/DC-Schaltnetzteil 100 kann konzeptionell (obwohl nicht notwendigerweise physisch) in einen Gleichrichter 110, eine Gate-Treibersteuerung 112, ein Schaltelement 114 und Schaltungselemente 116 unterteilt sein. Der Gleichrichter 110 ist über das Schaltelement 114 mit den Schaltungselementen 116 gekoppelt. Die Gate-Treibersteuerung 112 definiert einen Gate-Treiberanschluss 118, einen Rückkopplungsanschluss 120 und einen Drain-Stromanschluss 122. Die Gate-Treibersteuerung 112 erzeugt am Gate-Treiberanschluss 118 ein Gate-Treibersignal, das das Schaltelement 114 selektiv ansteuert. Schaltzustände (z. B. aktiviert und nicht aktiviert) des Gate-Treibersignals basieren auf einem Rückkopplungssignal, das über den Rückkopplungsanschluss 120 empfangen wird, und basieren auf einem Stromsignal, das über den Drain-Stromanschluss 122 empfangen wird, wobei ein Parameter des Stromsignals (z. B. Spannung) den elektrischen Strom über das Schaltelement 114 anzeigt, wenn sich das Schaltelement 114 in leitendem Zustand befindet. Strom, der über das Schaltelement 114 bereitgestellt wird, fließt zu den Schaltungselementen 116. Die Schaltungselemente 116 modifizieren den über das Schaltelement 114 bereitgestellten Strom, um eine DC-Ausgangsspannung und einen Gleichstrom an den DC-Ausgangsanschlüssen 104 bereitzustellen. Die Schaltungselemente 116 tasten auch eine Ausgangsspannung ab, die an den DC-Ausgangsanschlüssen 104 bereitgestellt wird, und erzeugen ein Rückkopplungssignal (z. B. eine Rückkopplungsspannung proportional zur Ausgangsspannung an den DC-Ausgangsanschlüssen), das an den Rückkopplungsanschluss 120 der Gate-Treibersteuerung 112 übermittelt wird.
2 zeigt ein Schaltbild eines AC/DC-Schaltnetzteils nach mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere zeigt 2 die AC-Eingangsanschlüsse 102, die DC-Ausgangsanschlüsse 104, den Gleichrichter 110, die Gate-Treibersteuerung 112, das Schaltelement 114 und die Schaltungselemente 116. Im Beispielsystem von 2 umfasst der Gleichrichter 110 eine Diode 200, deren Anode mit einem Anschluss der AC-Eingangsanschlüsse 102 gekoppelt ist und deren Kathode mit einem ersten Leiter des Kondensators 202 gekoppelt ist. Der zweite Leiter des Kondensators 202 ist mit einer Anode der Diode 204 gekoppelt, und die Kathode der Diode 204 ist mit dem zweiten Leiter der AC-Eingangsanschlüsse 102 gekoppelt. Somit ist der beispielhafte Gleichrichter 110 ein Halbwellengleichrichter. Jedoch kann je nach Höhe der DC-Ausgangsspannung und des Stroms, für den das System ausgelegt ist, ein Vollwellengleichrichter verwendet werden. Außerdem kann der Gleichrichter aus Effizienzgründen auch aktive Schaltelemente zum Senken interner Leistungsverluste verwenden (z. B. Durchlassverlust der Diode). Im Beispielsystem erzeugt der Gleichrichter ein gleichgerichtetes Signal mit einer Spitzenspannung, die höher als eine Ausgangsspannung Vout an den DC-Ausgangsanschlüssen 104 ist.
Im Beispielsystem ist das Schaltelement 114 als Transistor 206 in Form eines N-Kanal-MOSFETs dargestellt; wobei jedoch jeder geeignete Transistortyp verwendet werden kann. Der Transistor 206 definiert ein Gate 208, eine Source 210 und einen Drain 212. Das Gate 208 ist mit dem Gate-Treiberanschluss 118 der Gate-Treibersteuerung 112 gekoppelt. Der Drain 212 ist mit dem Gleichrichter 110 gekoppelt, und die Source 210 ist mit den Schaltungselementen 116 gekoppelt. Die beispielhaften Schaltungselemente 116 umfassen eine Spule 214. Der erste Leiter der Spule 214 ist mit dem positiven Anschluss 106 der DC-Ausgangsanschlüsse 104 gekoppelt. Der zweite Leiter der Spule 214 ist mit der Source 210 des Transistors 206 gekoppelt. Zwischen den positiven Anschluss 106 und den Rückführanschluss 108 ist ein Kondensator 216 gekoppelt. Der Kondensator 216 wirkt als Tiefpassfilter für die von dem System erzeugte DC-Ausgangsspannung. Die beispielhaften Schaltungselemente 116 umfassen ferner eine Freilaufdiode 220, die eine Anode definiert, die mit dem Rückführanschluss 108 der DC-Ausgangsanschlüsse 104 gekoppelt ist, und eine Kathode, die mit dem zweiten Leiter der Spule 214 gekoppelt ist. Die Beispielschaltung umfasst ferner eine Freilaufdiode 222, die eine Anode definiert, die mit dem ersten Leiter der Spule 214 gekoppelt ist, und eine Kathode, die mit einem Widerstandsnetz gekoppelt ist, das einen Widerstand 224 und einen Widerstand 226 in Reihe zwischen der Kathode der Diode 222 und dem zweiten Leiter der Spule 214 umfasst. Der Knoten 254 zwischen den Widerständen 224 und 226 ist mit dem Rückkopplungsanschluss 120 der Gate-Treibersteuerung 112 gekoppelt. Ein Kondensator 228 ist parallel zu den Widerständen 224 und 226 gekoppelt, so dass der Kondensator 228 einen ersten Leiter, der mit der Kathode der Diode 222 gekoppelt ist, und einen zweiten Leiter aufweist, der mit dem zweiten Leiter der Spule 214 gekoppelt ist.
Weiterhin unter Bezugnahme auf 2 sind in beispielhaften Ausführungsformen die verschiedenen Schaltungen der Gate-Treibersteuerung 112 alle monolithisch auf einem Halbleitersubstrat realisiert und können ein gekapseltes Bauelement (z. B. eingekapselt in Epoxid mit davon ausgehenden metallischen Leitern) kombiniert mit einzelnen Schaltungselementen sein, um das dargestellte Gesamtsystem zu bilden. Bestimmte zusätzliche Niederstromkomponenten der Schaltungselemente 116 können ebenfalls monolithisch auf dem Substrat realisiert sein, wie die Freilaufdiode 222, der Kondensator 228 und die Widerstände 224 und 226. Die beispielhafte Gate-Treibersteuerung 112 umfasst einen bistabilen Multivibrator in der Beispielform eines Set-Reset(SR)-Flipflops 230, das einen Set-Eingang 232, einen Reset-Eingang 234 und einen SR-Ausgang 236 (in der Figur mit „Q“ bezeichnet) definiert. Im Betrieb wird der SR-Ausgang 236 aktiviert, wenn der Set-Eingang 232 aktiviert wird, und der SR-Ausgang 236 bleibt aktiviert (selbst nachdem der Set-Eingang deaktiviert wurde), bis der Reset-Eingang 234 aktiviert wird. Der SR-Ausgang 236 des Flipflops 230 ist mit dem Gate-Treiberanschluss 118 gekoppelt und somit mit dem Gate 208 des Transistors 206 gekoppelt. Die Gate-Treibersteuerung 112 umfasst den Drain-Stromanschluss 122, der mit einem positiven Eingang 238 eines Komparators 240 gekoppelt ist. Der negative Eingang 242 des Komparators 240 ist mit einer Referenzsignalschaltung 244 (unten ausführlicher erörtert) gekoppelt. Die Referenzsignalschaltung 244 erzeugt ein zeitlich variierendes Referenzsignal, das an den negativen Eingang 242 des Komparators 240 angelegt wird. Das zeitlich variierende Referenzsignal steuert einen Spitzenstrom durch den Transistor 206, bei dem der SR-Ausgang 236 deaktiviert wird. Darüber hinaus wird das zeitlich variierende Referenzsignal nach Ausführungsbeispielen moduliert. Wenn sich der Spitzenstrom durch den Transistor 206 während jedes Schaltzyklus (als Reaktion auf das modulierte zeitlich variierende Referenzsignal) geringfügig ändert, bewirkt dies, dass eine Frequenz des Gate-Treibersignals am Gate-Treiberanschluss 118 variabel ist, was zu verringerter EMI führen kann, die durch das System von 2 erzeugt wird.
In beispielhaften Ausführungsformen wird ein Signal an den Drain-Stromanschluss 122 der Gate-Treibersteuerung 112 übermittelt, wobei das Signal einen Parameter hat, der proportional zum elektrischen Strom ist, der durch den Transistor 206 fließt. Im Beispielsystem von 2 ist das Signal eine Spannung proportional zum Stromfluss durch den Transistor 206, erzeugt durch einen Strommesstransformator 246, der in Wirkbeziehung mit dem aus der Source 210 austretenden und in die Spule 214 eintretenden Stromfluss gekoppelt ist. Das heißt, die Primärseite des Strommesstransformators 246 ist eine einzelne „Windung“ des elektrischen Leiters zwischen der Source 210 und der Spule 214, und die Sekundärseite des Strommesstransformators 246 ist als eine oder mehrere Windungen eines Leiters ausgeführt, der mit einem Nebenschlusswiderstand 248 elektrisch in Reihe gekoppelt ist. Der beispielhafte Strommesstransformator 246 ist in Wirkbeziehung mit den Eingängen eines Differenzverstärkers 250 gekoppelt. Der Differenzverstärker 250 erzeugt an seinem Ausgang 251 eine Spannung proportional zum Stromfluss durch den Transistor 206. Der Ausgang 251 ist somit mit dem Drain-Stromanschluss 122 gekoppelt. Weitere Verfahren und Systeme zum Erzeugen des Signals mit einer Spannung, die proportional zum Stromfluss durch den Transistor 206 ist, können verwendet werden. Zum Beispiel kann ein kleiner Strommesswiderstand in Reihe zwischen der Source 210 und der Spule 214 angeordnet sein, wobei die Spannung am kleinen Widerstand proportional zum Stromfluss ist. Weiterhin sind einige kommerziell erhältliche MOSFETs so gestaltet und konstruiert, dass sie inhärent ein separates Signal mit einer Spannung erzeugen, die proportional zum Stromfluss durch den MOSFET (unter dem Markennamen SENSEFET(R) von ON Semiconductor) ist, und wenn ein solcher Transistor verwendet wird, können der beispielhafte Strommesstransformator 246, Differenzverstärker 250 usw. weggelassen werden. Jedes System und Verfahren, das den elektrischen Strom durch den Transistor 206 oder die Spule 214 erfasst, kann verwendet werden.
Weiterhin in Bezug auf 2 sei angenommen, dass der Transistor 206 leitend ist und somit Strom durch die Spule treibt. Der Auslöser zum Treiben eines Stroms durch die Spule wird weiter unten nach Erörterung des Abtastens der Ausgangsspannung Vout durch die Schaltungselemente 116 diskutiert. Wenn der Transistor 206 leitend wird, beginnt ein elektrischer Strom durch die Spule 214 zu fließen, und wenn der Strom zu fließen beginnt, speichert die Spule Energie im Feld der Spule 214. Der Stromfluss durch die Spule fließt in den Kondensator 216 und durch die Last, die mit den DC-Ausgangsanschlüssen 104 gekoppelt ist. Während der Zeitspanne, in der der Transistor 206 Strom treibt, ist die Freilaufdiode 220 in Sperrrichtung gepolt, da die Spannung am Knoten 252 höher als die Spannung am Rückführanschluss 108 ist. Gleichermaßen ist die Freilaufdiode 222 in Sperrrichtung gepolt, da die Spannung am Knoten 252 höher ist als die Spannung am positiven Anschluss 106. Nach beispielhaften Ausführungsformen wird das Treiben des Stroms durch die Spule 214 beendet, wenn der Strom durch den Transistor 206 einen Spitzenwert erreicht. Das heißt, in der Beispielschaltung erzeugen der Strommesstransformator 246 und der Differenzverstärker 250 ein Signal mit einer Spannung, die proportional zum Stromfluss ist, und wenn der Strom den Spitzenwert erreicht (wie durch den Komparator 240 bestimmt), deaktiviert die Beispielschaltung das Signal am Gate-Treiberanschluss 118 und beendet somit das Treiben des Stroms durch den Transistor 206.
Der elektrische Strom durch die Spule 214 kann sich nicht sofort ändern. Vielmehr beginnt das Feld um die Spule 214, wenn das Treiben des Stroms endet, zu kollabieren, wodurch eine Spannung und somit ein Stromfluss durch die Spule 214 in die Last und/oder den Kondensator 216 entsteht. Die Spannung, die beim Kollabieren des Felds von der Spule 214 erzeugt wird, senkt die Spannung am Knoten 252, wodurch die Freilaufdiode 220 in Durchlassrichtung gepolt wird und wodurch der Rückstrom im Rückführanschluss 108 durch die Freilaufdiode 220 fließen kann. Außerdem polt die verringerte Spannung am Knoten 252 die Freilaufdiode 222 in Durchlassrichtung, so dass Strom durch die Freilaufdiode 222 in den Kondensator 228 fließt. Kurz nach dem Beenden des Stromflusses durch den Transistor 206 tasten die Beispielschaltelemente 116 die Ausgangsspannung Vout ab, wobei die abgetastete Spannung dann am Kondensator 228 anliegt. Die während des Abtastens erzeugte Spannung am Kondensator 228 entlädt sich dann über die Widerstände 224 und 226. Die Entladerate des Kondensators 228 wird durch die Widerstände 224 und 226 eingestellt, wobei zu beachten ist, dass die Entladerate unabhängig von der tatsächlichen Ausgangsspannung Vout ist, sobald die Freilaufdiode 222 nicht mehr in Durchlassrichtung gepolt ist. Der Knoten 254 zwischen den beiden Beispielwiderständen 224 und 226 ist mit dem Rückkopplungsanschluss 120 der Gate-Treibersteuerung 112 gekoppelt, und die Gate-Treibersteuerung 112 verwendet die Rückkopplungsspannung am Knoten 254, um das nächste aktivierte Signal am Gate-Treiberanschluss 118 auszulösen. Wenn das System von 2 in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) der Spule betrieben wird, bricht das Feld vollständig zusammen, und die Spule 214 stellt vor der nächsten Schaltperiode, in der der Transistor 206 Strom durch die Spule 214 treibt, keinen Strom mehr bereit. Wenn das System von 2 in einem kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM) betrieben wird, ist der Strom durch die Spule 214 weiterhin ein Wert ungleich Null zu Beginn der nächsten Schaltperiode, wenn der Transistor 206 wieder beginnt, Strom durch die Spule 214 zu treiben.
Weiterhin in Bezug auf 2 wird nun wieder der Betrieb der Gate-Treibersteuerung 112 betrachtet. Die Gate-Treibersteuerung 112 umfasst ferner einen Komparator 256, der einen negativen Eingang 258, einen positiven Eingang 260 und einen Komparatorausgang 262 definiert. Der negative Eingang 258 ist mit dem Rückkopplungsanschluss 120 und somit mit der Rückkopplungsspannung gekoppelt, die durch die Schaltungselemente 116 erzeugt wird. Der positive Eingang 260 ist mit einer Referenzspannung Vref 264 gekoppelt. Somit wird, wenn die Rückkopplungsspannung am negativen Eingang 258 unter die Referenzspannung Vref 264 fällt, der Komparatorausgang 262 aktiviert. Der Komparatorausgang 262 ist direkt mit dem Set-Eingang 232 gekoppelt. Somit wird der Gate-Treiberanschluss 118 aktiviert, wenn die Rückkopplungsspannung unter die Referenzspannung Vref 264 fällt. Wieder zum Komparator 240 zurückkehrend, definiert der Komparator 240 einen Komparatorausgang 262, der direkt mit dem Reset-Eingang 234 des SR-Flipflops 230 gekoppelt ist. Folglich wird, wenn das Signal mit einer Spannung proportional zum Stromfluss durch den Transistor 206 das von der Referenzsignalschaltung 244 erzeugte Signal überschreitet (d. h. wenn der elektrische Strom den Spitzenwert erreicht), der Komparatorausgang 262 aktiviert, der das Signal am Gate-Treiberanschluss 118 zurücksetzt oder deaktiviert, wodurch der Stromfluss durch den Transistor 206 beendet wird. Somit weist die beispielhafte Gate-Treibersteuerung 112 keinen internen Oszillator auf. Die Frequenz, mit der der Transistor 206 gesteuert wird, basiert auf der Entladezeit der abgetasteten Spannung (d. h. Entladezeit der Rückkopplungsspannung) und der Zeitdauer, die benötigt wird, um den Spitzenstrom zu erreichen. Wie unten ausführlicher erörtert, wird der Schwellen-Spitzenstrom gedithert, was zu einer variierenden Betriebsfrequenz der Steuerung führt. Die Beschreibung wendet sich nun Beispiel-Zeitdiagrammen des Beispielsystems zu.
3 zeigt ein Zeitdiagramm nach mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere zeigt 3 fünf Parameter, die an einem Satz entsprechender Zeitachsen eingetragen sind. Die Kurve 300 zeigt die Gate-Treiberspannung in Abhängigkeit von der Zeit. Die Kurve 302 zeigt den Spulenstrom I_L in Abhängigkeit von der Zeit (für einen beispielhaften DCM-Betrieb). Die Kurve 304 zeigt die Ausgangsspannung Vout (z. B. an den DC-Ausgangsanschlüssen 104 (1 und 2)). Die Kurve 306 zeigt den Drain-Strom I_DRAIN durch den Transistor 206 in Abhängigkeit von der Zeit. Die Kurve 308 zeigt die Rückkopplungsspannung V_FB in Abhängigkeit von der Zeit. Insbesondere wird zum Zeitpunkt T0 die Gate-Treiberspannung aktiviert (Kurve 300). In Reaktion auf das aktivierte Gate-Treibersignal beginnt der Strom I_DRAIN des Transistors 206 zu steigen (Kurve 306), beginnt der Spulenstrom I_L zu steigen (Kurve 302) und beginnt die Ausgangsspannung Vout zu steigen (Kurve 304). Das Laden der Spule dauert an, bis der Strom I_DRAIN des Transistors 206 zum Zeitpunkt T1 einen Spitzenwert I_PEAK erreicht (in Kurve 306 als Punkt 310 bezeichnet). In Reaktion darauf, dass I_DRAIN I_PEAK erreicht, wird das Gate-Treibersignal deaktiviert. Wenn der Transistor 206 durch Aktivieren des Gate-Treibersignals (zum Zeitpunkt T1) nichtleitend gemacht wird, fällt der Strom I_DRAIN des Transistors 206 auf Null ab. Doch da die Energie im Feld der Spule 214 gespeichert ist, beginnt das Feld beim Abfall von I_DRAIN zu kollabieren, wodurch die Spannung an der Spule 214 umgekehrt und die Freilaufdiode 222 in Durchlassrichtung gepolt wird. Somit wird die Ausgangsspannung Vout zum Zeitpunkt T1 (oder kurz danach) abgetastet, wie durch die Rückkopplungsspannung V_FB gezeigt, die auf einen Spitzenwert springt (Kurve 308 zum Zeitpunkt T1).
Zwischen den Zeitpunkten T1 und T2 fällt der Spulenstrom I_L von seinem Spitzenwert ab, wenn die im Feld gespeicherte Energie zusammenbricht Dementsprechend fällt auch die Ausgangsspannung Vout ab, wenn die Komponente der Ausgangsleistung, die von der Spule 214 bereitgestellt wird, in Abhängigkeit vom Stromfluss durch die Spule 214 abfällt. Bei dem dargestellten beispielhaften DCM-Betrieb wird, wenn der Spulenstrom bei T2 Null erreicht, die der Last zugeführte Energie ausschließlich vom Kondensator 216 bereitgestellt. Jedoch ist zu beachten, dass nach beispielhaften Ausführungsformen die Rückkopplungsspannung V_FB mit einer Rate abfällt, die unabhängig vom Spulenstrom I_L oder der Ausgangsspannung Vout ist. Wie oben erörtert, wird die Entladung der Rückkopplungsspannung V_FB durch das Widerstandsnetz gesteuert, das die Widerstände 224 und 226 umfasst. Wenn die Rückkopplungsspannung V_FB einen vorbestimmten Wert Vref 264 zum Zeitpunkt T3 erreicht (in Kurve 308 als Punkt 312 bezeichnet), beginnt der Prozess erneut, indem die Gate-Treiberspannung aktiviert wird (Kurve 300). Zwischen Zeitpunkt T3 und T4 beginnt der Strom I_DRAIN des Transistors 206 zu steigen, beginnt der Spulenstrom I_L zu steigen und beginnt die Ausgangsspannung Vout zu steigen. Das Laden der Spule dauert an, bis der Strom I_DRAIN des Transistors 206 einen Spitzenwert I_PEAK zum Zeitpunkt T4 erreicht (in Kurve 306 als Punkt 310 bezeichnet) und so weiter.
Es gibt zwei Zeiträume, die die Frequenz steuern, mit der die gesamte Schaltung arbeitet. Erstens der Ladezeitraum (z. B. T0-T1 und T3-T4), der jedes Mal beginnt, wenn die Rückkopplungsspannung V_FB einen vorbestimmten Wert Vref erreicht, und endet, wenn der Transistorstrom I_DRAIN einen Spitzenwert I_PEAK erreicht. Der Entladezeitraum (z. B. T2-T3), der effektiv jedes Mal beginnt, wenn der Transistorstrom I_DRAIN einen Spitzenwert I_PEAK erreicht, und endet, wenn die Rückkopplungsspannung V_FB einen vorbestimmten Wert Vref erreicht. Obwohl das beispielhafte System mit festem I_PEAK -Wert und festem Vref-Wert betrieben werden kann, wird nach mindestens einigen Ausführungsformen der I_PEAK -Wert modifiziert oder moduliert, um durch das System erzeugte EMI zu reduzieren.
4 zeigt Kurven des modulierten Spitzenstroms und der resultierenden Schaltfrequenz nach mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere zeigt die Kurve 400 einen I_PEAK -Wert, der in Abhängigkeit von der Zeit modifiziert oder moduliert ist, um den I_PEAK -Wert und somit die Länge des Ladezeitraums der Spule geringfügig zu ändern. In der Beispielkurve 400 ist der I_PEAK -Wert ein zeitlich variierendes Referenzsignal in Form einer Dreieckswelle mit einer Modulationsperiode TM zwischen zwei beliebigen übereinstimmenden Merkmalen (wie dargestellt, den übereinstimmenden Merkmalen zwischen geringster Spannung). Es sei jedoch darauf hingewiesen, dass das zeitlich variierende Referenzsignal keine Dreieckswelle sein muss, da andere zeitlich variierende Referenzsignale wie eine Sinuskurve oder Sägezahnwelle verwendet werden können. In der Beispielkurve 400 bewegt sich die Dreieckswelle mit einer Gleichspannung und hat eine Spitze-Spitze-Spannungsänderung von zweimal ΔI_PEAK . Die Modulation des I_PEAK -Werts führt zu einer Variation der Schaltfrequenz mit der Zeit, wie anhand der Kurve 402 in 4 gezeigt. Die Beschreibung wendet sich nun einer mathematischen Analyse zu, die helfen soll, die Beziehung zwischen Variationen in I_PEAK und resultierenden Variationen der Schaltfrequenz zu quantifizieren.
Zur Erläuterung wird ein DC/DC-Abwärtswandler betrachtet, der unter Verwendung eines konstanten I_PEAK -Werts betrieben wird. Beim DCM-Betrieb hat die Beziehung zwischen der Ausgangsleistung des Wandlers und verschiedenen Spannungen und Strömen die Form: $P_{O U T . D C M} = V_{O U T} \cdot I_{O U T} = \frac{1}{2} \cdot \frac{V_{I N}}{(V_{I N} - V_{O U T})} \cdot L \cdot I_{P E A K}^{2} \cdot f$
wobei P_OUT.DCM die Ausgangsleistung, V_OUT die Ausgangsspannung wie oben, I_OUT der Ausgangsstrom, V_IN die DC-Eingangsspannung für den Abwärtswandler, L die Induktivität der Spule, I_PEAK der Spitzenstrom wie oben und f die Schaltfrequenz ist. Entsprechend beim CCM-Betrieb: $P_{O U T . C C M} = V_{O U T} \cdot I_{O U T} = V_{O U T} \cdot I_{P E A K} - \frac{(V_{I N} - V_{O U T}) \cdot V_{O U T}^{2}}{2 \cdot V_{I N} \cdot L} \cdot \frac{1}{f}$
Angenommen, V_IN , V_OUT , L und I_OUT sind konstant. Wenn I_PEAK in jeder Gleichung durch I_PEAK + ΔI_PEAK ersetzt wird, kann bewiesen werden, dass beim DCM-Betrieb: $\frac{Δ f}{f} ≅ - 2 \cdot \frac{Δ I_{P E A K}}{I_{P E A K}}$
Und beim CCM-Betrieb: $\frac{Δ f}{f} ≅ - \frac{Δ I_{P E A K}}{I_{P E A K} - I_{O U T}}$
Somit steht die Schaltfrequenz mit dem ΔI_PEAK des zeitlich variierenden Referenzsignals in Beziehung. Kurve 402 zeigt, dass bei einem beispielhaften DCM-Betrieb die Änderung der Schaltfrequenz Δf in direkter Beziehung zu ΔI_PEAK steht. Somit führt das Modifizieren oder Modulieren des I_PEAK , bei dem das Laden der Spule beendet wird, zu einer Änderung der Schaltfrequenz des Wandlers.
Bevor die Beispielschaltungen behandelt werden, die das zeitlich variierende Referenzsignal bereitstellen, das den I_PEAK einstellt, sei darauf hingewiesen, dass angenommen wird, dass V_IN des Abwärtswandlers konstant ist. Jedoch wird in einigen Ausführungsformen diskutiert, dass der Gleichrichter 110 (1 und 2) in beispielhaften Ausführungsformen ein Halbwellengleichrichter ist. Während der Kondensator 202 das gleichgerichtete Halbwellensignal bis zu einem gewissen Grad glätten kann, ist es wahrscheinlich, dass die vom Gleichrichter 110 erzeugte Spannung (d. h. die V_IN zum Abwärtswandler) eine Welligkeit mit einer doppelt so hohen Frequenz wie das AC-Eingangssignal des Gleichrichters aufweist. Wenn die Schaltfrequenz des Abwärtswandlers (z. B. 1 Kilohertz oder höher) höher als die Frequenz des Wechselstromsignals ist, das zum Erzeugen der V_IN durch den Gleichrichter 110 verwendet wird, kann die Spannung V_IN , bei der in jedem Schaltzyklus das Laden beginnt, auch anders sein. Darüber hinaus ist die Ausgangsspannung V_OUT zu dem Zeitpunkt, zu dem das Laden der Spule beginnt, möglicherweise nicht konstant. Die Eingangsspannung V_IN und die Ausgangsspannung V_OUT beeinflussen die Ladezeit zum Erreichen von I_PEAK , und somit funktioniert die Modifikation oder Modulation von I_PEAK in den verschiedenen Ausführungsformen in Verbindung mit den durch die Änderung bewirkten momentanen V_IN und V_OUT , wenn das Laden in jedem Zyklus beginnt.
5 zeigt eine analoge Referenzsignalschaltung nach mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere ist die Referenzsignalschaltung 244 von 5 eine analoge Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das zeitlich variierende Referenzsignal erzeugt, das an den negativen Eingang 242 (2) des Komparators 240 (2) angelegt wird. Die beispielhafte Schaltung umfasst eine Basis- oder Gleichspannungsreferenz V_DC 500. Die V_DC 500 wird zunächst über den Schalter 506 an den Kondensator 502 und den zeitlich variierenden Signalport 504 angelegt. Die durch V_DC 500 bereitgestellte Spannung wird durch die Konstantstromquelle 508 (parallel zur Dämpfungsdiode 510) geringfügig erhöht. Die Spannung am Kondensator 502 ist auch an den positiven Eingang 512 des Komparators 514 gekoppelt. Wenn die Spannung am Kondensator 502 VREF 516 überschreitet (unter Berücksichtigung der Hysterese des Komparators), ändert der Komparator 514 den Zustand an seinen Ausgängen. Die Zustandsänderung bewirkt, dass der Schalter 506 öffnet und der Schalter 518 schließt.
Die am Kondensator 502 bereitgestellte Spannung wird dann durch die Konstantstromquelle 520 (parallel zur Dämpfungsdiode 522) verringert. Wenn die Spannung am Kondensator 502 VREF 516 unterschreitet (unter Berücksichtigung der Hysterese des Komparators), ändert der Komparator 514 erneut seinen Zustand, und der Prozess wird fortgesetzt. Die Spitze-Spitze-Amplitude des Signals am zeitlich variierenden Signalport 504 basiert auf der Hysterese des Komparators 514. Somit erzeugt die beispielhafte Referenzsignalschaltung 244 von 5 unter Verwendung analoger Signale eine zeitlich variierende Referenz in Form einer Dreieckswelle.
6 zeigt eine digitale Referenzsignalschaltung nach mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere ist die Referenzsignalschaltung 244 von 6 eine digitale Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das zeitlich variierende Referenzsignal erzeugt, das an den negativen Eingang 242 (2) des Komparators 240 (2) angelegt wird. Das Herz der beispielhaften Referenzsignalschaltung 244 von 6 ist der Aufwärts/Abwärts-Zähler 600. Man beachte, dass der Aufwärts/Abwärts-Zähler 600 anfänglich hochzählt, wodurch ein Drei-Bit-Wert an den Ausgängen D0, D1 und D2 erzeugt wird. Der beispielhafte Drei-Bit-Wert wird an einen Digital/Analog-Wandler (DAC) 602 angelegt, der das zeitlich variierende Referenzsignal am zeitlich variierenden Signalport 604 erzeugt. Jedoch wird der beispielhafte Drei-Bit-Wert auch an einen digitalen Komparator 606 angelegt, und wenn der Drei-Bit-Wert gleich einem vorbestimmten digitalen Wert ist (im Beispiel ist der vorbestimmte digitale Wert „111“), erzeugt der digitale Komparator 606 ein aktiviertes Signal (das „A=B“-Ausgangssignal), das an den Eingang T 608 eines Toggle-Flipflops 610 gekoppelt ist. Beim nächsten Taktzyklus, der an das Toggle-Flipflop 610 angelegt wird, schaltet der Ausgang Q 612 um oder ändert seinen Zustand (in diesem Beispiel von aktiviert zu deaktiviert). Der Ausgang Q 612 ist nicht nur mit dem Aufwärts/Abwärts-Zähleingang 613 des Aufwärts/Abwärts-Zählers 600 gekoppelt, sondern ist auch mit allen B-Vergleichseingängen 614 des digitalen Komparators 606 verbunden. Somit bewirkt der deaktivierte Zustand des Aufwärts/Abwärts-Zähleingangs 613, dass der Aufwärts/Abwärts-Zähler 600 dann herunterzählt. Wenn wiederum der Zählwert gleich dem vorbestimmten Wert an den B-Vergleichseingängen 614 ist (jetzt „000“), schaltet das Toggle-Flipflop 610 seinen Ausgang Q 612 wieder um, und der Prozess wiederholt sich durch Hochzählen. Somit erzeugt die beispielhafte Referenzsignalschaltung 244 von 6 unter Verwendung digitaler Signale eine zeitlich variierende Referenz in Form einer Dreieckswelle. Wie zuvor erwähnt, sind Dreieckswellen nur ein Beispiel für ein zeitlich variierendes Referenzsignal, und somit können andere digitale und analoge Schaltungen, die andere Arten von zeitlich variierenden Signalen erzeugen, verwendet werden.
7 zeigt ein Verfahren nach mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere beginnt das Verfahren (Block 700) und umfasst: Treiben eines Stroms durch eine Spule in Reihe mit einer Last, wobei das Treiben erfolgt, indem ein zwischen das gleichgerichtete Signal und die Spule gekoppelter Transistor leitend gemacht wird, und wobei das Treiben beginnt, wenn eine Rückkopplungsspannung einen vorbestimmten Spannungswert erreicht (Block 702); Beenden des Treibens von Strom durch die Spule, wenn ein Strom durch den Transistor einen Spitzenwert erreicht (Block 704); Abtasten einer Ausgangsspannung des Wandlers, wobei das Abtasten die Rückkopplungsspannung erzeugt (Block 706); Entladen der Rückkopplungsspannung über einen Widerstand, wobei eine Entladegeschwindigkeit von einer Ausgangsspannung des Wandlers unabhängig ist (Block 708); und Modifizieren des Spitzenwerts, bei dem das Beenden erfolgt, und Wiederholen des Treibens, Beendens, Abtastens und Entladens (Block 710). Danach endet das Verfahren (Block 712).
Die obenstehende Erläuterung ist zu Illustrationszwecken der Prinzipien und der verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gedacht. Es ist beabsichtigt, dass die folgenden Ansprüche so interpretiert werden, dass sie alle solchen Variationen, Modifikationen und Äquivalente einschließen.

Claims

Steuerung für einen Abwärtswandler, wobei die Steuerung umfasst: einen Gate-Treiberanschluss; einen Rückkopplungsanschluss; einen Drain-Stromanschluss; eine Referenzsignalschaltung, wobei die Referenzsignalschaltung so konfiguriert ist, dass sie ein zeitlich variierendes Referenzsignal mit einer Modulationsperiode erzeugt, die konstant ist; ein Set-Reset(SR)-Flipflop, wobei das SR-Flipflop einen Set-Eingang, einen Reset-Eingang und einen SR-Ausgang hat und der SR-Ausgang mit dem Gate-Treiberanschluss der Steuerung gekoppelt ist; einen ersten Komparator, der einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Komparatorausgang hat, wobei der Komparatorausgang mit dem Set-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt ist; eine Referenzspannung, die mit dem ersten Eingang des ersten Komparators gekoppelt ist, und den Rückkopplungsanschluss, der mit dem zweiten Eingang des ersten Komparators gekoppelt ist; einen zweiten Komparator, der einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Komparatorausgang aufweist, wobei der Komparatorausgang des zweiten Komparators mit dem Reset-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt ist; und den Drain-Stromanschluss, der mit dem ersten Eingang des zweiten Komparators gekoppelt ist, und das zeitlich variierende Referenzsignal, das mit dem zweiten Eingang des zweiten Komparators gekoppelt ist; wobei die Steuerung so konfiguriert ist, dass sie ein vom SR-Ausgang am Gate-Treiberanschluss angelegtes Gate-Treibersignal mit variabler Frequenz erzeugt, wobei die Frequenz auf Basis des zeitlich variierenden Referenzsignals und eines am Rückkopplungsanschluss empfangenen Rückkopplungssignal gesteuert wird.
Steuerung nach Anspruch 1, wobei die Referenzsignalschaltung ferner mindestens eine Schaltung umfasst, die ausgewählt ist aus einer Gruppe bestehend aus: einer analogen Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das zeitlich variierende Referenzsignal erzeugt; und einer digitalen Schaltung, die so konfiguriert ist, dass sie das zeitlich variierende Referenzsignal erzeugt.
Steuerung nach Anspruch 1, wobei die Referenzsignalschaltung so konfiguriert ist, dass sie mindestens ein Signal erzeugt, das aus einer Gruppe ausgewählt ist, die umfasst: das zeitlich variierende Referenzsignal in Form einer Sinuskurve; das zeitlich variierende Referenzsignal in Form einer Dreieckswelle; und das zeitlich variierende Referenzsignal in Form einer Sägezahnwelle.
Steuerung nach Anspruch 1: wobei der Komparatorausgang des ersten Komparators direkt mit dem Set-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt ist; und wobei der Komparatorausgang des zweiten Komparators direkt mit dem Reset-Eingang des SR-Flipflops gekoppelt ist.
Verfahren zum Betreiben eines DC/DC(Gleichstrom)-Abwärtswandlers, umfassend: Treiben eines Stroms durch eine Spule in Reihe mit einer Last, wobei das Treiben erfolgt, indem ein zwischen das gleichgerichtete Signal und die Spule gekoppelter Transistor leitend gemacht wird, und wobei das Treiben beginnt, wenn eine Rückkopplungsspannung einen vorbestimmten Spannungswert erreicht; und dann Beenden des Treibens von Strom durch die Spule, wenn ein Strom durch den Transistor einen Spitzenwert erreicht; und dann Abtasten einer Ausgangsspannung des Wandlers, wobei das Abtasten die Rückkopplungsspannung erzeugt; und dann Entladen der Rückkopplungsspannung über einen Widerstand mit einer Entladegeschwindigkeit, die von einer Ausgangsspannung des Wandlers unabhängig ist; und Modifizieren des Spitzenwerts, bei dem das Beenden erfolgt, und Wiederholen des Treibens, Beendens, Abtastens und Entladens.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei die Spule in mindestens einem Modus betrieben wird, der ausgewählt ist aus einer Gruppe bestehend aus: einem diskontinuierlichen Leitungsmodus; und einem kontinuierlichen Strommodus.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Modifizieren der Spitzenwerte eine Frequenz des Treibens bei jedem Schaltzyklus basierend auf der Rückkopplungsspannung ändert.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Abtasten der Ausgangsspannung ferner umfasst: Weiterleiten der Vorspannung einer Freilaufdiode durch die Spule; und Laden eines Kondensators durch Stromfluss durch die Freilaufdiode.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Treiben von Strom durch die Spule ferner umfasst, dass ein Treibersignal an den Schalttransistor angelegt wird, wenn die Rückkopplungsspannung den vorbestimmten Spannungswert erreicht oder unterschreitet.
Verfahren nach Anspruch 5, ferner umfassend: Gleichrichten einer Wechselstrom(AC)-Eingangsspannung, um ein gleichgerichtetes Gleichspannungssignal zu erzeugen, wobei das gleichgerichtete Gleichspannungssignal eine Spitzenspannung aufweist; und wobei das Treiben von Strom durch die Spule ferner das Treiben des gleichgerichteten Gleichstromsignals durch die Spule umfasst.