DE102015221414B4 - Schaltung und Verfahren zur Begrenzung des maximalen Tastverhältnisses in Aufwärtsumsetzern - Google Patents

Schaltung und Verfahren zur Begrenzung des maximalen Tastverhältnisses in Aufwärtsumsetzern Download PDF

Info

Publication number
DE102015221414B4
DE102015221414B4 DE102015221414.1A DE102015221414A DE102015221414B4 DE 102015221414 B4 DE102015221414 B4 DE 102015221414B4 DE 102015221414 A DE102015221414 A DE 102015221414A DE 102015221414 B4 DE102015221414 B4 DE 102015221414B4
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
voltage
converter
duty cycle
ramp
voltage source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
DE102015221414.1A
Other languages
English (en)
Other versions
DE102015221414A1 (de
Inventor
Naoyuki Unno
Kemal Ozanoglu
Pier Cavallini
Louis de Marco
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dialog Semiconductor UK Ltd
Original Assignee
Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Dialog Semiconductor UK Ltd filed Critical Dialog Semiconductor UK Ltd
Publication of DE102015221414A1 publication Critical patent/DE102015221414A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE102015221414B4 publication Critical patent/DE102015221414B4/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/125—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M3/135—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M3/137—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/125—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M3/135—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M3/137—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/142—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Abstract

Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung (110 der Fig. 5) zur Verwendung bei einem Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, die Folgendes umfasst:einen Rampengenerator (155), der zum Empfangen einer Ausgangsspannung (V) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers konfiguriert ist, die von einem Ausgangsanschluss des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers übertragen wird, und zum Erzeugen eines Ausgangsrampensignals (V) konfiguriert ist, das aus der Ausgangsspannung (V) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers erzeugt wird;eine variable Spannungsquelle (150), die zum Empfangen eines Einstellungsspannungspegels (V) konfiguriert ist, der den Spannungspegel einer Eingangsspannungsquelle angibt, und zum Erzeugen eines Ausgangsspannungspegels (V2) konfiguriert ist, der ein Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (V) ist; undeine Komparatorschaltung (145), die zum Empfangen des Ausgangsspannungspegels (V/2) der variablen Spannungsquelle (150) und des Ausgangsspannungs-Rampensignals (V) konfiguriert ist und zum Bestimmen, ob der Ausgangsspannungspegel (V/2) der variablen Spannungsquelle (150) geringer als oder größer als das Ausgangsspannungs-Rampensignal (V) ist, konfiguriert ist, um ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal (D) zur Übertragung zu einer Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105) zu erzeugen, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen.

Description

  • Verwandte Patentanmeldungen
  • US-Patentanmeldung lfd. Nummer 14/730 705 , eingereicht am 4. Juni 2015, auf denselben Rechtsnachfolger wie die vorliegende Erfindung übertragen und hier durch Bezugnahme vollständig mit aufgenommen.
  • Technisches Gebiet
  • Diese Offenbarung bezieht sich im Allgemeinen auf Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltleistungsumsetzer. Insbesondere bezieht sich diese Offenbarung auf Schaltungen und Verfahren zur Tastverhältnissteuerung in Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltleistungsumsetzern wie z. B. Hochsetz- und Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltleistungsumsetzern.
  • Hintergrund
  • Wie auf dem Fachgebiet bekannt ist, werden Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer verwendet, um eine Gleichspannung in eine andere effizient umzuwandeln. Es gibt drei Basistopologien von Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzern: Abwärts (Buck bzw. Tiefsetz), Aufwärts (Boost bzw. Hochsetz) und Abwärts/Aufwärts (Buck-Boost bzw. Tiefsetz-Hochsetz). Der Tiefsetzumsetzer wird verwendet, um eine niedrigere Ausgangsgleichspannung zu erzeugen, der Hochsetzumsetzer wird verwendet, um eine höhere Ausgangsgleichspannung zu erzeugen, und der Tiefsetz/ Hochsetz-Umsetzer wird verwendet, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die geringer als, größer als oder gleich der Eingangsspannung ist.
  • 1 ist ein Diagramm eines Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers des Standes der Technik. Der Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer weist einen Induktor L mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Anschluss einer Eingangsspannungsquelle Vin verbunden ist, auf. Ein zweiter Anschluss der Eingangsspannungsquelle Vin ist mit einer Massereferenzspannungsquelle als Rückkehrstrompfad verbunden. Die gesamten zugehörigen parasitären Widerstände Rw des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers sind als Reihenwiderstand mit dem Induktor L gezeigt. Der erste Anschluss der parasitären Widerstände Rw ist mit einem zweiten Anschluss des Induktors L verbunden. Der zweite Anschluss der parasitären Widerstände Rw ist mit einem ersten Anschluss eines Schalters SW und der Anode einer Diode D verbunden. Die Kathode der Diode D ist mit einem ersten Anschluss eines Filterkondensators C und einem ersten Anschluss eines Lastwiderstandes RLOAD verbunden. Die Kathode der Diode D, der erste Anschluss eines Filterkondensators C und der erste Anschluss eines Lastwiderstandes RLOAD bilden den Ausgangsanschluss OUT des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers. Der zweite Anschluss des Filterkondensators CL und der zweite Anschluss des Lastwiderstandes RLOAD sind mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Ein Tastverhältnis-Steuersignal DC wird an den Steueranschluss des Schalters SW angelegt.
  • Der Betrieb des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers beginnt mit der Aktivierung der Eingangsspannungsquelle Vin. Der Induktorstrom IL fließt durch den Induktor L, die parasitären Widerstände Rw, die Diode D und den Lastwiderstand RL. Ein Teil des Induktorstroms IL lädt den Kondensator CL auf. Der Schalter SW wird durch das Steuersignal DC aktiviert und die Diode D wird umgekehrt polarisiert und nicht leitend. Folglich besteht keine Verbindung zwischen der Eingangsspannungsquelle Vin und dem Lastwiderstand RL und folglich wird die Spannung über dem Lastwiderstand RL durch die Ladung des Kondensators CL entwickelt. Wenn der Schalter SW deaktiviert wird, wird die Diode D so polarisiert, dass sie leitend ist, um zu ermöglichen, dass Strom von der Eingangsspannungsquelle Vin zum Lastwiderstand RL fließt.
  • Unter Verwendung der Kirchhoffschen Spannungs- und Stromgesetze kann die Ausgangsspannung des Hochsetzumsetzers VOUT am Ausgangsanschluss durch die Gleichungen berechnet werden: V O U T = 1 1 − D C V I N
    Figure DE102015221414B4_0001
    wobei
    VOUT die Spannung am Ausgangsanschluss OUT ist.
    DC das Tastverhältnis des Steuersignals DC ist.
    Vin die Spannung der Eingangsspannungsquelle ist.
  • 2 ist ein Diagramm eines Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers des Standes der Technik. Der Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist in der Lage, die Ausgangsspannung in Bezug auf die Eingangsspannung zu verkleinern oder die Ausgangsspannung in Bezug auf die Eingangsspannung zu verstärken. Ein Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer kann entweder die Ausgangsspannung von der Eingangsspannung invertieren oder nicht invertierend sein, wobei die Ausgangsspannung dieselbe Polarität wie die Eingangsspannung aufweist. Der Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer von 2 ist ein nicht invertierender Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer.
  • Der positive Anschluss der Eingangsspannungsquelle Vin ist mit der Source des PMOS-Schalttransistors M1 verbunden. Der negative Anschluss der Eingangsspannungsquelle Vin ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Der Drain des PMOS-Schalttransistors M1 ist mit dem ersten Anschluss des Induktors L und dem Drain des NMOS-Schalttransistors M2 verbunden. Das Gate des PMOS-Schalttransistors M1 ist mit dem Steuersignal Φ1 verbunden und das Gate des NMOS-Schalttransistors M2 ist mit dem Steuersignal Φ2 verbunden. Der Source des NMOS-Transistors M2 ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden.
  • Der zweite Anschluss des Induktors L ist mit den Drains des NMOS-Transistors M3 und des PMOS-Transistors M4 verbunden. Die Source des NMOS-Transistors M3 ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Die Source des PMOS-Transistors M4 ist mit dem ersten Anschluss des Filterkondensators CL und dem ersten Anschluss des Lastwiderstandes RLOAD verbunden. Das Gate des NMOS-Transistors M3 ist mit dem Steuersignal Φ3 verbunden und das Gate des PMOS-Transistors M4 ist mit dem Steuersignal Φ4 verbunden. Die Source des PMOS-Transistors M4 , der erste Anschluss des Filterkondensators CL und der erste Anschluss des Lastwiderstandes RLOAD bilden den Ausgangsanschluss OUT des Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers. Der zweite Anschluss des Filterkondensators CL und der zweite Anschluss des Lastwiderstandes RLOAD sind wieder mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden.
  • Der PMOS-Transistor M1 und der NMOS-Transistor M3 schalten gleichzeitig ein und der NMOS-Transistor M2 und der PMOS-Transistor M4 schalten aus. Die Eingangsspannungsquelle Vin wird über den Induktor L angelegt. Der Induktorstrom IL nimmt linear zu und der Filterkondensator CL liefert Leistung zum Lastwiderstand RLOAD. Wenn der PMOS-Transistor M1 und der NMOS-Transistor M3 ausschalten und der NMOS-Transistor M2 und der PMOS-Transistor M4 einschalten, fließt der Induktorstrom IL durch den NMOS-Transistor M2 und der PMOS-Transistor M4 , um seine gespeicherte Energie zum Ausgangsanschluss OUT zu liefern. Der NMOS-Transistor M2 und der PMOS-Transistor M4 schalten aus und ihre Körperdioden schalten ein, bis der Steuer-PMOS-Transistor M1 und der NMOS-Transistor M3 einschalten.
  • Unter der Annahme keines Leistungsverlusts in den Komponenten des Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers ist die Spannungsverstärkung mit diesem Steuerschema unter einem kontinuierlichen Strommodusbetrieb durch die Gleichung gegeben: V O U T = D C 1 − D C V I N
    Figure DE102015221414B4_0002
    wobei
    VOUT die Spannung am Ausgangsanschluss OUT ist.
    DC das Tastverhältnis des Steuersignals DC ist.
    Vin die Spannung der Eingangsspannungsquelle ist.
  • Für das Tastverhältnis DC von 50 % ist die Ausgangsspannung VOUT gleich der Eingangsspannung VIN. Die Ausgangsspannung VOUT ist niedriger als die Eingangsspannung VIN für ein Tastverhältnis DC von weniger als 50 % und die Ausgangsspannung VOUT ist höher als die Eingangsspannung VOUT für das Tastverhältnis DC größer als 50 %.
  • Die obige Beschreibung berücksichtigt nicht die parasitären Widerstände RW. Sowohl in Hochsetz- als auch Tiefsetz/Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzern ist die Verstärkung oder das Verhältnis der Ausgangsspannung VOUT zur Eingangsspannung VIN (Vout/Vin) umgekehrt proportional zu (1-DC), was aussagt, dass die Spannung VOUT Unendlich erreicht, wenn das Tastverhältnis DC=1.
  • Der parasitäre Widerstand Rw ist der gesamte Widerstand in Reihe mit dem Induktor L. Der parasitäre Widerstand Rw umfasst:
    1. 1. den Reihenersatzwiderstand (ESR) des Induktors;
    2. 2. die parasitären Widerstände aufgrund von Verbindungen auf dem Chip und außerhalb des Chips;
    3. 3. den Einschaltwiderstand aufgrund der Diode D von 1 oder des PMOS-Durchgangstransistors M4 von 2 multipliziert mit eins minus das Tastverhältnis (1-DC);
    4. 4. den Widerstand des Schalters SW von 1 oder des NMOS-Transistors M3 von 2 multipliziert mit dem Tastverhältnis D; und
    5. 5. im Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer den Widerstand des PMOS-Transistors M1 von 2 multipliziert mit dem Tastverhältnis D und den Widerstand des NMOS-Transistors M2 von 2 multipliziert mit eins minus das Tastverhältnis (1-DC).
  • 3 ist ein Diagramm des Effekts des Induktorwindungswiderstandes auf die Spannungsverstärkung des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers des Standes der Technik als Funktion des Tastverhältnisses, wie im Abschnitt 25 von „Advanced Engineering Course on Power Management“, Richard Redl, Lausanne, Schweiz, 26.-30. August 2013, gezeigt. Das Diagramm 5, das die Verstärkung des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers als Funktion des Tastverhältnisses DC darstellt, stellt den Anstieg der Verstärkung in Richtung Unendlich dar, wenn das Tastverhältnis DC in Richtung eins zunimmt, wobei der parasitäre Widerstand Rw gleich null ist. Die Diagramme 10, 15, 20 und 25 zeigen den Anstieg der Verstärkung des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers auf die Spitzenwerte 30, wobei die Steigung negativ wird.
  • Wenn der Wert des Tastverhältnisses DC die rechte Seite oder den negativen Steigungsbereich jenseits der Spitze 30 erreicht, beginnt die Ausgangsspannung VOUT zu fallen und die Steuerschleife des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers erhöht das Tastverhältnis D weiter. Dies führt zu einer positiven Rückkopplung, die das Tastverhältnis DC erhöht, und schließlich bleibt das Tastverhältnis DC bei 100 % hängen und die Ausgangsspannung VOUT ist eine gewisse niedrige Spannung. Dieses Problem wird signifikanter im Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, bei dem der PMOS-Durchgangstransistor M1 und der PMOS-Transistor M4 von 2 mit dem Induktor für irgendeinen gegebenen Zyklus in Reihe sind.
  • Eine praktische Lösung für dieses Problem des Standes der Technik ist das Festlegen einer Grenze für das Tastverhältnis DC (z. B. Begrenzen des Tastverhältnisses DC auf 60 %, so dass es nicht weiter zunimmt). Die Tastverhältnisgrenze DClimit wird in Anbetracht des Szenarios des schlimmsten Falls wie z. B. einer Eingangsspannungsquelle Vin mit minimalem Spannungspegel, einer Temperatur des schlimmsten Falls, eines maximalen Einschaltwiderstandes des PMOS-Durchgangstransistors M1 , eines minimalen Lastwiderstandes RLOAD etc. abgeschätzt. Das Festlegen einer Grenze für das Tastverhältnis DC auf der Basis der Bedingungen des schlimmsten Falls begrenzt auch den Betrieb des Schaltumsetzers unter optimalen Bedingungen, da das Tastverhältnis DC nicht das Tastverhältnis-Begrenzungssignal Dlimit in Fällen überschreiten kann, in denen es für die Systemleistung vorteilhaft sein könnte, höhere Werte des Tastverhältnisses DC zu verwenden. Dies gilt insbesondere, wenn der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nicht unter Bedingungen mit hoher Last arbeitet.
  • In „Parasitics and Voltage Collapse of the DC-DC Boost Converter", H. Mamood & K. Natarajan, Dept. of Electrical Engineering, Lakehead University, Thunder Bay, ON, P7B 5E1, Electrical and Computer Engineering, 2008, CCECE 2008, Canadian Conference on, ISSN: 0840-7789, ISBN: 978-1-4244-1642-4, Publisher: IEEE, wird die durch parasitäre Parameter hervorgerufene Nicht-Linearität in Boost Convertern untersucht. Es wird gezeigt, dass die Nicht-Linearität ernsthafte Instabilitätsprobleme erzeugen kann. Nicht-iterative Formeln werden aus einem bilinearen Durchschnittsmodell hergeleitet um den Punkt zu berechnen, an dem die Spannung aufgrund der parasitären Parameter zusammenbricht.
  • US 2008 / 0 030 182 A1 beschreibt eine digitale Steuerung für einen Schaltumsetzer. Ein Duty-Cycle-Begrenzer begrenzt den Energietransfer zum Ausgang in Abhängigkeit von z.B. der Eingangsspannung, der Ausgangsspannung, der Eingangsleistung, und/oder der Ausgangsleistung. Dabei kann der Duty-Cycle-Begrenzer in jeder Betriebsphase aktiv sein, insbesondere im Steady-State-Betrieb, im Start-Up Betrieb, sowie im Falle von Überspannungen und Überströmen.
  • Zusammenfassung
  • Eine Aufgabe dieser Offenbarung besteht darin, eine adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung für einen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer zu schaffen.
  • Eine weitere Aufgabe dieser Offenbarung besteht darin, einen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer zu schaffen, der adaptiv eine maximale Grenze für das Tastverhältnis definiert, so dass der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nicht in einen Bereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers eine negative Steigung aufweist.
  • Ferner besteht eine weitere Aufgabe dieser Offenbarung darin, einen Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer zu schaffen, der eine Rückkopplung von einem Schaltungsbetrieb zum Definieren einer adaptiven Grenze für das Tastverhältnis verwendet, so dass der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer flexibler und effizienter wird.
  • Um mindestens eine dieser Aufgaben durchzuführen, steuert eine Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung, die innerhalb eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers ausgebildet ist, ein maximales Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, um zu verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird. Die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung weist einen einstellbaren Amplitudenrampengenerator in Kommunikation mit einem Ausgangsanschluss des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers auf, um eine Ausgangsspannung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zu empfangen und ein Ausgangsspannungs-Rampensignal von der Ausgangsspannung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zu erzeugen. Eine variable Spannungsquelle, die einen Eingang, der mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist, aufweist und eine Ausgangsspannung liefert, die ein Bruchteil der Eingangsspannungsquelle ist. Der Ausgangsspannungspegel der variablen Spannungsquelle wird an einen ersten Eingang einer Komparatorschaltung angelegt und das Ausgangsspannungs-Rampensignal wird an einen zweiten Eingang der Komparatorschaltung angelegt. Ein Ausgang der Komparatorschaltung ist ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal, das zu einer Umsetzerumschaltsteuerschaltung übertragen wird, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen, um zu verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird.
  • Die Umsetzerumschaltsteuerschaltung weist eine ODER-Logikschaltung auf, die das Tastverhältnis-Begrenzungssignal empfängt und es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal zum Deaktivieren eines Hochsetzumschaltkreises des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch kombiniert.
  • In anderen Ausführungsformen, die mindestens eine dieser Aufgaben durchführen, steuert eine Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung, die innerhalb eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers ausgebildet ist, ein maximales Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zum Verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird. Die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung weist einen einstellbaren Amplitudenrampengenerator in Kommunikation mit einem Referenzspannungs-Eingangsanschluss des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers auf, um einen Referenzspannungspegel des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zu empfangen, und erzeugt aus dem Referenzspannungspegel ein Referenzspannungs-Rampensignal. Eine variable Spannungsquelle, die einen Eingang aufweist, der mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist, und eine Ausgangsspannung liefert, die ein Bruchteilwert der Eingangsspannungsquelle ist. Der Bruchteilwert ist ungefähr eine Hälfte multipliziert mit einem Rückkopplungsteilungsverhältnis.
  • Der Ausgangsspannungspegel der variablen Spannungsquellenreferenz wird an einen ersten Eingang einer Komparatorschaltung angelegt und das Ausgangsspannungs-Rampensignal wird an einen zweiten Eingang der Komparatorschaltung angelegt. Eine Ausgabe der Komparatorschaltung ist ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal, das zur Umsetzerumschaltsteuerschaltung übertragen wird, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen, um zu verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird.
  • Die Umsetzerumschaltsteuerschaltung weist eine ODER-Logikschaltung auf, die das Tastverhältnis-Begrenzungssignal empfängt und es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal zum Deaktivieren eines Hochsetzumschaltkreises des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch kombiniert.
  • In anderen Ausführungsformen, die mindestens eine dieser Aufgaben durchführen, weist ein Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer eine Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung zum Verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird, auf. Die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung weist einen einstellbaren Amplitudenrampengenerator in Kommunikation mit einem Ausgangsanschluss des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers auf, um eine Ausgangsspannung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zu empfangen, und erzeugt aus der Ausgangsspannung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers ein Ausgangsspannungs-Rampensignal. Eine variable Spannungsquelle, die einen Eingang aufweist, der mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist, und eine Ausgangsspannung liefert, die ein Bruchteilwert der Eingangsspannungsquelle ist. Der Ausgangsspannungspegel der variablen Spannungsquelle wird an einen ersten Eingang einer Komparatorschaltung angelegt und das Ausgangsspannungs-Rampensignal wird an einen zweiten Eingang der Komparatorschaltung angelegt. Eine Ausgabe der Komparatorschaltung ist ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal, das zur Umsetzerumschaltsteuerschaltung übertragen wird, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen, um zu verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird.
  • Die Umsetzerumschaltsteuerschaltung weist eine ODER-Logikschaltung auf, die das Tastverhältnis-Begrenzungssignal empfängt und es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal zum Deaktivieren eines Hochsetzumschaltkreises des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch kombiniert.
  • In anderen Ausführungsformen, die mindestens eine dieser Aufgaben durchführen, weist ein Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer eine Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung zum Verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird, auf. Die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung weist einen einstellbaren Amplitudenrampengenerator in Kommunikation mit einem Referenzspannungs-Eingangsanschluss des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers auf, um einen Referenzspannungspegel des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zu empfangen, und erzeugt aus dem Referenzspannungspegel ein Referenzspannungs-Rampensignal. Eine variable Spannungsquelle, die einen Eingang aufweist, der mit der Eingangsspannungsquelle verbunden ist, und eine Ausgangsspannung liefert, die ein Bruchteilwert der Eingangsspannungsquelle ist. Der Bruchteilwert ist ungefähr eine Hälfte multipliziert mit einem Rückkopplungsteilungsverhältnis.
  • Der Ausgangsspannungspegel der variablen Spannungsquelle wird an einen ersten Eingang einer Komparatorschaltung angelegt und das Ausgangsspannungs-Rampensignal wird an einen zweiten Eingang der Komparatorschaltung angelegt. Ein Ausgang der Komparatorschaltung ist ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal, das zur Umsetzerumschaltsteuerschaltung übertragen wird, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen, um zu verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird.
  • Die Umsetzerumschaltsteuerschaltung weist eine ODER-Logikschaltung auf, die das Tastverhältnis-Begrenzungssignal empfängt und es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal zum Deaktivieren eines Hochsetzumschaltkreises des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch kombiniert.
  • In anderen Ausführungsformen, die mindestens eine dieser Aufgaben durchführen, ein Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zum Begrenzen des Tastverhältnisses zum Verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird. Das Verfahren beginnt mit dem Festlegen einer Eingangsreferenzspannung auf einen gewünschten Spannungspegel zum Aufrechterhalten eines gewünschten Ausgangsspannungspegels des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers. Ein Tastverhältnis-Rampensignal wird erzeugt und mit einem Bruchteilwert eines Spannungspegels einer Eingangsspannungsquelle verglichen. In verschiedenen Ausführungsformen ist der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle eine Hälfte. In anderen Ausführungsformen ist der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle eine Hälfte multipliziert mit einem Rückkopplungsteilungsverhältnis.
  • Wenn der Spannungspegel des Tastverhältnis-Rampensignals größer ist als der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle, wird das Verfahren durch die Schritte im Zyklus geführt. Wenn der Spannungspegel des Tastverhältnis-Rampensignals geringer ist als der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle, wird das Zyklusbegrenzungssignal aktiviert und zur Umsetzerumschaltsteuerschaltung übertragen, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen, um zu verhindern, dass das Tastverhältnis in den Betriebsbereich eintritt, in dem die Verstärkung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Diagramm eines Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers des Standes der Technik.
    • 2 ist ein Diagramm eines Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers des Standes der Technik.
    • 3 ist ein Diagramm des Effekts des parasitären Widerstandes auf die Spannungsverstärkung des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers als Funktion des Tastverhältnisses des Standes der Technik.
    • 4 ist ein Diagramm der Tastverhältnis-Rampenspannung und der Tastverhältnis-Begrenzungsspannungen.
    • 5 ist ein Diagramm eines Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert.
    • 6 ist ein Diagramm einer Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers von 5, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert.
    • 7 ist ein Diagramm der Tastverhältnis-Rampenspannung und der Tastverhältnis-Begrenzungsspannungen von 6.
    • 8 ist ein Diagramm von Simulationsergebnissen des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers des Standes der Technik von 1.
    • 9 ist ein Diagramm der Simulationsergebnisse des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert.
    • 10a ist ein Diagramm der Simulationsergebnisse des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert, wie in 7 gezeigt, mit erweiterter Zeitskala.
    • 10b ist ein Diagramm der Simulationsergebnisse des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, das den Beginn der Funktion der Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung darstellt, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert, wie in 7 gezeigt, mit erweiterter Zeitskala.
    • 11 ist ein Ablaufplan eines Verfahrens zum Begrenzen des Tastverhältnisses des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert.
  • Ausführliche Beschreibung
  • Diese Offenbarung schafft Schaltungen und Verfahren zum Definieren eines maximalen Werts eines Tastverhältnisses eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, so dass, wenn der parasitäre Widerstand die Spannungsverstärkung eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers bis zu dem Punkt verschlechtert, dass die Steigung der Spannungsverstärkung als Funktion des Tastverhältnisses des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers negativ wird, das Tastverhältnis begrenzt wird. Um dies durchzuführen, wird die Rückkopplung vom Betriebs-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer zum Definieren einer adaptiven Grenze des Tastverhältnisses verwendet, um den Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer zu verhindern. Die maximale Grenze des Tastverhältnisses wird im Betrieb derart modifiziert, dass der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer flexibler und effizienter wird und einfacher zu implementieren ist und eine begrenzte Schaltungsstreuung aufweist.
  • Die Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzerschaltung dieser Offenbarung ist für Anwendungen eines Hochsetz- und Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers am besten geeignet. Für ein leichtes Verständnis der Struktur des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers dieser Offenbarung der Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, wie in 1 beschrieben. Das maximale Tastverhältnis für den Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer wird bestimmt, wie bei Redl gezeigt, durch die Gleichungen: V I N I L = R W I L 2 + V O U T 2 R L O A D
    Figure DE102015221414B4_0003
    wobei
    Vin die Spannung der Eingangsspannungsquelle ist.
    IL der durch den Induktor L fließende Strom ist.
    Rw der Widerstandswert der parasitären Widerstände ist.
    VOUT die Spannung am Ausgangsanschluss OUT ist.
    RLOAD der Lastwiderstand des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers ist.
  • Gl. 1 demonstriert, dass die Eingangsleistung gleich der Summe des Widerstandsverlusts und der Ausgangsleistung ist. ( 1 − D C ) I L = V O U T R L O A D
    Figure DE102015221414B4_0004
  • Aus der Ladungsgleichgewichtsgleichung von Gl. 2 ist der mittlere Strom durch die Diode D von 1 gleich dem Laststrom ILOAD.
  • Durch Lösen von Gl. 1 und Gl. 2 ist die Funktion zum Bestimmen der Diagramme von 3 durch Gl. 3 gegeben als: V O U T V I N = 1 1 − D C ∗ 1 1 + R W ( 1 − D C 2 ) R L O A D
    Figure DE102015221414B4_0005
  • Das maximale Tastverhältnis DCmax wird durch Nehmen der Ableitung von Gl. 3 in Bezug auf das Tastverhältnis DC und Lösen der Ableitung von Gl. 3 gleich null, um den Wert des Tastverhältnisses DC zu finden, bestimmt, wo die Verstärkung Vout/Vin der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzerschaltung eine Spitze aufweist. Das maximale Tastverhältnis DCmax ist gleich: D C m a x = 1 − R W R L O A D
    Figure DE102015221414B4_0006
  • Der Wert des maximalen Tastverhältnisses DCmax sollte die aktuelle Grenze für das Tastverhältnis (DLIMIT) sein. Es muss jedoch hinsichtlich der Parameter ausgedrückt werden, die mit analogen Konstruktionskomponenten der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzerschaltung kompatibler sind. Daher wird Gl. 4 in Gl. 3 bei dem Tastverhältnis DC gleich dem maximalen Tastverhältnis DCmax eingesetzt. Dies erreicht die Gleichung: V O U T V I N = 1 2 R L O A D R W
    Figure DE102015221414B4_0007
    und V O U T V I N = 1 2 ( 1 − D C m a x )
    Figure DE102015221414B4_0008
  • Wenn Gl. 6 umgeordnet wird, wird das maximale Tastverhältnis eine Funktion der Eingangsspannung gemäß der Gleichung: V o u t ( 1 − D C m a x ) = V i n 2
    Figure DE102015221414B4_0009
  • Folglich eine Bedingung für die Stabilität, die sicherstellt, dass der Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer im positiven Steigungsbereich links von der Linie 30 von 3 arbeitet. Folglich wird die Bedingung für die Stabilität: V o u t ( 1 − D C ) > V i n 2
    Figure DE102015221414B4_0010
  • 4 ist ein Diagramm der Tastverhältnis-Rampenspannung 50 und der Tastverhältnis-Begrenzungsspannung 55 von Gleichung 7. Die Tastverhältnis-Rampenspannung 50 wird so gebildet, dass sie eine Spitze aufweist, die der Spannungspegel VOUT am Ausgangsanschluss OUT des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers ist. Das Tastverhältnis-Begrenzungssignal 55 ist der Logikpegel, der derart festgelegt wird, dass der Schalter SW von 1 bis zum Ende des Zyklus deaktiviert wird. Der deaktivierte Schalter SW bewirkt, dass der Strom IL durch den Induktor L durch die Diode D zum Ausgangsanschluss OUT, Kondensator CL und Lastwiderstand RLOAD fließt. Die Deaktivierung 60 des Schalters SW findet statt, wenn der Spannungspegel VOUT am Ausgangsanschluss OUT gleich einem Spannungspegel VIN/2 ist, der eine Hälfte des Spannungspegels VOUT am Ausgangsanschluss OUT ist. Der nächste Zyklus startet, wenn der Schalter SW zum Zeitpunkt T aktiviert wird.
  • In einer Implementierung, die die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert, vergleicht ein Komparator den Spannungspegel VIN/2 mit der Tastverhältnis-Rampenspannung 50, um das Tastverhältnis-Begrenzungssignal 55 zu bestimmen. Der Vergleichsspannungspegel VIN/2 kann vorzugsweise mit einer gewissen Toleranz sein, um das Tastverhältnis-Begrenzungssignal 55 zu erzeugen.
  • 5 ist ein Diagramm eines Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert. Der Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer umfasst einen Hochsetzumschaltkreis 100, der einen Induktor L mit einem ersten Anschluss aufweist, der mit einem ersten Anschluss einer Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung 110 verbunden ist. Die zugehörigen parasitären Widerstände Rw des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers sind als Reihenwiderstand mit dem Induktor L gezeigt. Der erste Anschluss der parasitären Widerstände Rw ist mit einem zweiten Anschluss des Induktors L verbunden. Der zweite Anschluss der parasitären Widerstände Rw ist mit einem Drain eines NMOS-Schalttransistors M5 und der Anode einer Diode D verbunden. Die Kathode der Diode D ist mit einem ersten Anschluss eines Filterkondensators CL und einem ersten Anschluss eines Lastwiderstandes RLOAD verbunden. Die Kathode der Diode D, der erste Anschluss eines Filterkondensators CL und der erste Anschluss eines Lastwiderstandes RLOAD bilden den Ausgangsanschluss OUT des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers. Ein Tastverhältnis-Steuersignal DBOOST wird an das Gate des NMOS-Schalttransistors M5 angelegt und die Source des NMOS-Schalttransistors M5 ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Die zweiten Anschlüsse des Filterkondensators CL und des Lastwiderstandes RLOAD sind mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden.
  • Das Tastverhältnis-Steuersignal DBOOST wird durch die Hochsetzsteuerschaltung 105 erzeugt. Die Hochsetz-Steuerschaltung 105 empfängt eine Referenzspannung VREF, die einen Referenzspannungspegel liefert, der den Ausgangsspannungspegel VOUT angibt. Die Ausgangsspannung VOUT wird an einen ersten Anschluss des ersten Teilerwiderstandes R1 des Spannungsteilers 160 angelegt. Der zweite Anschluss des ersten Teilerwiderstandes R1 ist mit einem ersten Anschluss eines zweiten Teilerwiderstandes R2 verbunden. Die gemeinsame Verbindung des zweiten Anschlusses des ersten Teilerwiderstandes R1 und des zweiten Anschlusses des zweiten Teilerwiderstandes R2 liefert eine skalierte Spannung VODIV vom Spannungsteiler 160. Die skalierte Spannung VODIV wird durch den Faktor R 2 R 1 + R 2
    Figure DE102015221414B4_0011
    vom Ausgangsspannungsegel VOUT skaliert und wird an die Steuerschaltung 105 angelegt.
  • Die Referenzspannung VREF und die skalierte Spannung VODIV sind die Eingaben in einen Fehlerverstärker 115. Die Ausgabe des Fehlerverstärkers 115 ist ein Fehlersignal VE, das der Spannungspegel der Differenz zwischen den Spannungspegeln der Referenzspannung VREF und der skalierten Spannung VODIV ist. Ein Rampengenerator 120 erzeugt ein Hochsetzrampensignal VRAMPB+, das an den nicht invertierenden Eingang des Komparators 125 angelegt wird. Das Fehlersignal VE wird an den invertierenden Eingang des Komparators 125 angelegt. Das Hochsetzrampensignal VRAMPB- wird mit dem Fehlersignal VE verglichen, um ein Rücksetzsignal VRESET am Ausgang des Komparators 125 zu erzeugen, das an einen ersten Anschluss der logischen ODER-Schaltung 130 angelegt wird. Der zweite Anschluss der logischen ODER-Schaltung 130 empfängt ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal DLIMIT. Das Tastverhältnis-Begrenzungssignal DLIMIT schafft die Angabe, dass die Verstärkung ( V O U T V I N )
    Figure DE102015221414B4_0012
    des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers an einem Wendepunkt liegt oder begonnen hat abzunehmen, zum Angeben, dass das Tastverhältnis verringert werden muss. Die Ausgabe der logischen ODER-Schaltung 130 wird an den Rücksetzanschluss R des Setz-Rücksetz-Latch-Registers 140 angelegt.
  • Der Setztaktgenerator 135 erzeugt ein Setztaktsignal VSET, das an den Setzanschluss S des Setz-Rücksetz-Latch-Registers 140 angelegt wird. Der Ausgang Q des Setz-Rücksetz-Latch-Registers 140 ist mit dem Gate des Hochsetz-NMOS-Schalttransistors M2 verbunden, um das Hochsetzschaltsteuersignal DBOOST zu liefern. Das Hochsetzschaltsteuersignal DBOOST aktiviert den NMOS-Schalttransistor M5 , um den Induktorstrom IL zur Massereferenzspannungsquelle umzuleiten, wenn der Setzanschluss S des Setz-Rücksetz-Latch-Registers 140 aktiviert wird, so dass die Ausgabe Q den NMOS-Schalttransistor M5 einschaltet.
  • Eine Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung 110 erzeugt das Tastverhältnis-Begrenzungssignal DLIMIT, das an den zweiten Anschluss der logischen ODER-Schaltung 130 angelegt wird. Die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung 110 weist eine variable Spannungsquelle 150 auf, die die Spannung der Eingangsspannungsquelle VIN empfängt. Die variable Spannungsquelle 150 halbiert ungefähr den Spannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN, um den Vergleichsspannungspegel VIN/2 zu erzeugen, der an den nicht invertierenden Anschluss des Komparators 145 angelegt wird. Die Ausgangsspannung VOUT wird an einen Rampengenerator 155 angelegt, der ein Rampensignal VRAMPDC erzeugt, das eine Spitzenamplitude aufweist, die ungefähr der Spannungspegel der Ausgangsspannung VOUT ist. Das Rampensignal VRAMPDC wird an den invertierenden Anschluss des Komparators 145 angelegt. Die Ausgabe des Komparators ist das Tastverhältnis-Begrenzungssignal DLIMIT, das an die logische ODER-Schaltung 130 angelegt wird, um zu bewirken, dass der Rücksetzanschluss R des Setz-Rücksetz-Latch-egisters 140 aktiviert, was folglich bewirkt, dass der NMOS-Schalttransistor M5 ausschaltet, was das Tastverhältnis des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers beschneidet, um sicherzustellen, dass der Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer im positiven Steigungsbereich links von der Linie 30 von 3 arbeitet. Es ist ersichtlich, dass das Erzeugen des Tastverhältnis-Begrenzungssignals DLIMIT vom Laststrom ILOAD, von der Temperatur, vom Prozess und von irgendwelchen parasitären Widerständen Rw in Reihe mit dem Induktor L unabhängig ist. Dies führt zu einem breiten Betriebsbereich für den Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer mit verschiedenen internen/externen Komponenten.
  • Der Betrieb des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers beginnt mit der Aktivierung der Eingangsspannungsquelle Vin. Der NMOS-Schalttransistor M2 wird ausgeschaltet und die Diode D wird so polarisiert, dass sie leitend ist, um zu ermöglichen, dass Strom von der Eingangsspannungsquelle Vin durch den Induktor L, die parasitären Widerstände Rw, die Diode D und den Lastwiderstand RL fließt. Ein Teil des Induktorstroms IL lädt den Kondensator CL auf. Der Setztaktgenerator 135 erzeugt das Setztaktsignal VSET, um das Setz-Rücksetz-Latch-Register 140 derart zu setzen, dass der NMOS-Schalttransistor M2 eingeschaltet wird und der Induktorstrom IL zur Massereferenzspannungsquelle umgeleitet wird und die Diode D umgekehrt polarisiert wird und nicht leitend ist. Folglich besteht keine Verbindung zwischen der Eingangsspannungsquelle Vin und dem Lastwiderstand RL und folglich wird die Spannung über dem Lastwiderstand RL durch die Ladung des Kondensators CL entwickelt.
  • Wenn die Fehlerspannung VE, wie an den invertierenden Eingang des Komparators 125 angelegt, größer ist als die Spannung des Hochsetzrampensignals VRAMPB+, das an den nicht invertierenden Eingang des Komparators 125 angelegt wird, wird ein Rücksetzsignal VRESET am Ausgang des Komparators 125 erzeugt, das an einen ersten Anschluss der logischen ODER-Schaltung 130 angelegt wird. Die Ausgabe der logischen ODER-Schaltung 130 wird an den Rücksetzanschluss des Setz-Rücksetz-Latch-Registers 140 angelegt, wird deaktiviert, so dass die Ausgabe Q den NMOS-Schalttransistor M5 ausschaltet. Die Diode D wird so polarisiert, dass sie leitend ist, was ermöglicht, dass Strom von der Eingangsspannungsquelle Vin durch den Induktor L, die parasitären Widerstände Rw, die Diode D und den Lastwiderstand RL fließt. Ein Teil des Induktorstroms IL lädt den Kondensator CL auf. Die Ausgangsspannung VOUT steigt an, bis der Setztaktgenerator 135 das Setztaktsignal VSET erzeugt, um das Setz-Rücksetz-Latch-Register 140 derart zu setzen, dass der NMOS-Schalttransistor M5 eingeschaltet wird und der Zyklus wiederholt wird.
  • Wenn der Ausgangslaststrom ILOAD ausreichend groß ist, dass das vom ersten Komparator 125 erzeugte Tastverhältnis größer ist als das Tastverhältnis-Begrenzungssignal DLIMIT, löst das Tastverhältnis-Begrenzungssignal DLIMIT das Rücksetzsignal des Setz-Rücksetz-Auffangregisters 140 aus, um den Ausgang Q zu deaktivieren, um den NMOS-Schalttransistor M5 auszuschalten, um zu verhindern, dass der Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer im negativen Steigungsbereich rechts von der Linie 30 von 3 arbeitet.
  • Die Prinzipien der Schaltung, die die vorliegende Offenbarung verkörpern, können als Schutzschaltung betrachtet werden. Die Schaltung, wie vorstehend gezeigt, stellt sicher, dass die Steuerschleife des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers immer im positiven Steigungsbereich liegt. Es ist erwünscht, dass der Schutz während Lastübergängen und Übergängen der Eingangsspannungsquelle VIN einschaltet.
  • In verschiedenen Ausführungsformen wird die Ausgangsspannung VOUT in einen Strom umgesetzt durch Dividieren der Ausgangsspannung VOUT durch einen Skalierungswiderstand RD (VOUT/RD). Der Strom wird in einen sägezahnförmigen Strom ISAW umgesetzt. Das Sägezahnstromsignal ISAW wird auf einen Pegel von null (0) Ampere am Start des Tastverhältnisses gesetzt und ist gleich dem Strom VOUT/RD am Ende des Tastverhältnisses.
  • Der resultierende Strom wird mit dem Widerstand RD multipliziert, um die Tastverhältnis-Begrenzungsspannung VD zu erzeugen, wie durch die Gleichung Gl. 9 definiert: V D = R D ( V O U T R D − I S A W ) = V I N 2
    Figure DE102015221414B4_0013
  • Wie auf dem Fachgebiet bekannt ist, unterliegt die Ausgangsspannung VOUT Leitungs- und Lastübergängen und anderen vorübergehenden Rauschquellen. Um diese Quellen zu mildern, sollte die Ausgangsspannung VOUT durch die Referenzspannung VREF ersetzt werden, da sie gegen die Übergänge immun ist. Die Referenzspannung VREF steht mit der Ausgangsspannung VOUT durch die Gleichung Gl. 10 in Beziehung: V O U T = V R E F R 1 + R 2 R 2
    Figure DE102015221414B4_0014
    wobei
    VREF die feste Referenzspannung für den Fehlerverstärker ist.
    R1 der erste Teilerwiderstand des Spannungsteilers 160 von 5 ist.
    R2 der zweite Teilerwiderstand des Spannungsteilers 160 von 5 ist.
  • Einsetzen von Gl. 10 in Gl. 8 und Dividieren und Multiplizieren mit dem Skalierungswiderstand RD, um die Tastverhältnis-Begrenzungsspannung VD zu berechnen, gemäß der Gleichung: V D = R D R 1 + R 2 R 2 ( V R E F R D − D C V R E F R D ) = V I N 2
    Figure DE102015221414B4_0015
    wobei R 1 + R 2 R 2 D C V R E F R D = I S A W
    Figure DE102015221414B4_0016
  • Wie ersichtlich ist, ist der sägezahnförmige Strom ISAW proportional zum Tastverhältnis. Aus der Proportionalität des Referenzspannungspegels VREF zum Ausgangsspannungspegel VOUT von Gl. 10 wird der Referenzspannungspegel VREF gemäß der Gl. 13 entwickelt: V R E F ( 1 − D C M A X ) = V i n 2 ( R 2 R 1 + R 2 )
    Figure DE102015221414B4_0017
  • Der Referenzspannungspegel VREF und der Spannungspegel der Eingangsspannungsquelle Vin werden in Ströme umgesetzt durch Dividieren durch einen Skalierungswiderstand RD gemäß der Gleichung Gl. 14: R D ( V R E F R D − D C M A X V R E F R D ) = V i n 2 ( R 2 R 1 + R 2 )
    Figure DE102015221414B4_0018
  • 6 ist ein Diagramm einer Implementierung einer Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung 110 des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers von 5, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert. Der Operationsverstärker 200, PMOS-Transistoren M6 und M7 , der erste Skalierungswiderstand RD1 und der zweite Skalierungswiderstand RD2 bilden einen Spannung-zu-Strom-Wandler zum Transformieren der Refferenzspannung VREF in einen Referenzstrom IRD. Die Referenzspannung VREF wird an einen nicht invertierenden Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 200 angelegt. Der Operationsverstärker 200 ist als Verstärker mit Einheitsverstärkung konfiguriert, dessen Ausgang mit den Gates der PMOS-Transistoren M6 und M7 verbunden ist. Der Drain des PMOS-Transistors M6 ist als Rückkopplungsschleife mit dem Eingang des invertierenden Anschlusses des Operationsverstärkers 200 verbunden. Die Source des PMOS-Transistors M6 ist mit der Eingangsspannungsquelle Vin verbunden. Der Drain des PMOS-Transistors M6 ist auch mit einem ersten Anschluss eines ersten Skalierungswiderstandes RD1 verbunden. Ein zweiter Anschluss des ersten Skalierungswiderstandes RD1 ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden.
  • Der Drain des PMOS-Transistors M7 ist mit dem invertierenden Anschluss des Komparators 205 verbunden. Die Source des PMOS-Transistors M7 ist mit der Eingangsspannungsquelle Vin verbunden. Der Drain des PMOS-Transistors M7 ist mit einem ersten Anschluss eines zweiten Skalierungswiderstandes RD2 verbunden. Ein zweiter Anschluss des zweiten Skalierungswiderstandes RD2 ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Der Strom IRD durch den PMOS-Transistor M7 ist gleich der Referenzspannung VREF dividiert durch den Widerstandswert des zweiten Skalierungswiderstandes RD2.
  • Der Drain des PMOS-Transistors M7 und der erste Anschluss eines zweiten Skalierungswiderstandes RD2 sind mit einem Drain eines ersten NMOS-Transistors M8 verbunden. Die Source des ersten NMOS-Transistors M8 ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Die Gates des ersten NMOS-Transistors M8 und eines zweiten NMOS-Transistors Mg sind miteinander verbunden und mit dem Drain des zweiten NMOS-Transistors Mg verbunden, um einen Stromspiegel zu bilden. Der zweite NMOS-Transistor Mg stellt den Referenzzweig des Stromspiegels bereit, wobei der Drain des zweiten NMOS-Transistors Mg mit der Rampenstromquelle 215 verbunden ist. Die Rampenstromquelle 215 liefert einen Strom IRAMP zum Drain des zweiten NMOS-Transistors Mg. Der Strom geht durch den zweiten NMOS-Transistor Mg zur ersten Platte des Kondensators CRAMP hindurch. Die zweite Platte des Kondensators CRAMP ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Die Rampenstromquelle 215, der zweite NMOS-Transistor Mg und der Kondensator CRAMP bilden einen Rampenzeitgenerator 210, der eine Rampenzeit auf der Basis des Stroms IRAMP und der Kapazität des Kondensators CRAMP aufweist. Der Spiegelzweig des Stromspiegels ist der erste NMOS-Transistor M8 , der einen Strom DCIRD aufweist, der gleich dem Strom IRD multipliziert mit dem Tastverhältnis DC ist, und das Rampensignal VRAMPDC am invertierenden Anschluss des Komparators 205 herstellt.
  • Eine Spannung Vin/2, die eine Hälfte der Eingangsspannungsquelle Vin ist, wird an einen ersten Anschluss des ersten Teilerwiderstandes R1 angelegt. Der zweite Anschluss des ersten Teilerwiderstandes R1 ist mit dem ersten Anschluss des zweiten Teilerwiderstandes R2 verbunden und der zweite Anschluss des zweiten Teilerwiderstandes R2 ist mit der Massereferenzspannungsquelle verbunden. Der erste Teilerwiderstand R1 und der zweite Teilerwiderstand R2 bilden einen Spannungsteiler ähnlich zu jenem des Spannungsteilers 160 von 5, der das RückkopplungsWiderstandsverhältnis des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers von 5 aufweist. Die Teilerspannung 220, die an der gemeinsamen Verbindung des zweiten Anschlusses des ersten Teilerwiderstandes R1 und des ersten Anschlusses des zweiten Teilerwiderstandes R2 entwickelt wird, ist eine Hälfte der Eingangsspannungsquelle Vin, die mit dem RückkopplungsWiderstandsverhältnis ( R 2 R 1 + R 2 )
    Figure DE102015221414B4_0019
    skaliert ist.
  • 7 ist ein Diagramm der Tastverhältnis-Rampenspannung VRAMPDC und des Tastverhältnis-Begrenzungssignals Dlimit von 6. Die Tastverhältnis-Rampenspannung VRAMPDC weist eine Spitzenspannung auf, die die Referenzspannung VREF ist. Die Tastverhältnis-Rampenspannung VRAMPDC nimmt in der Amplitude ab, wie vorstehend beschrieben, bis die Tastverhältnis-Rampenspannung VRAMPDC den Teilerspannungspegel 220 erreicht. Beim Teilerspannungspegel 220 wird das Tastverhältnis-Begrenzungssignal Dlimit aktiviert und der Rücksetzanschluss des Setz-Rücksetz-Auffangregisters 140 wird zurückgesetzt, bis der Setztaktgenerator 135 das nächste Setztaktsignal VSET erzeugt, das an den Setzanschluss S des Setz-Rücksetz-Auffangregisters 140 angelegt wird, um den nächsten Zyklus des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zu starten.
  • 8 ist ein Diagramm von Simulationsergebnissen des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers des Standes der Technik von 1. Der Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer weist eine Eingangsspannungsquelle Vin gleich 2,5 V auf, wobei der Setztaktgenerator 135 die Frequenz des Taktsignals VSET auf ungefähr 3 MHz setzt. Zur Zeit 100 µs beginnt der Laststrom zuzunehmen und die Ausgangsspannung VOUT beginnt abzunehmen. Ohne Tastverhältnisbegrenzung wird das Tastverhältnis-Steuersignal DBOOST kontinuierlich aktiviert 250 und der NMOS-Schalttransistor M5 wird eingeschaltet. Die Ausgangsspannung VOUT nimmt ab, bis sie auf eine Spannung, die sich 1,2 V nähert, von einer Ausgangsspannung VOUT von ungefähr 3,3 V zusammenbricht 255.
  • 9 ist ein Diagramm der Simulationsergebnisse des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert. 10a ist ein Diagramm der Simulationsergebnisse des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, der die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert, wie in 7 gezeigt, mit erweiterter Zeitskala. 10b ist ein Diagramm der Simulationsergebnisse des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, das den Beginn der Funktion der Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung darstellt, die die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert, wie in 7 gezeigt, mit erweiterter Zeitskala. Bei dem Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist die Eingangsspannungsquelle Vin gleich 2,5 V, wobei der Setztaktgenerator 135 die Frequenz des Taktsignals VSET auf ungefähr 3 MHz setzt. Zur Zeit 100 µs beginnt der Laststrom zuzunehmen und die Ausgangsspannung VOUT beginnt abzunehmen. Wenn der Laststrom zunimmt, wobei die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung 110 arbeitet, wird das Tastverhältnis-Steuersignal DBOOST aktiviert 250, um die Periode zu verlängern, um den NMOS-Schalttransistor M5 länger einzuschalten, und die Ausgangsspannung VOUT nimmt in der Amplitude ab. Wenn das Tastverhältnis ausreichend lang zugenommen hat, begrenzt das Tastverhältnis-Begrenzungssignal Dlimit nun das Tastverhältnis und steuert die Periode des Einschaltens des NMOS-Schalttransistors M5 . Die Ausgangsspannung VOUT nimmt nun nur auf einen Spannungspegel von ungefähr 3,1 V ab.
  • Mit Bezug auf 10a definiert das Taktsignal VSET den Start des Tastverhältnis-Steuersignals DBOOST, wenn jedoch die Last zunimmt und das Tastverhältnis beeinflusst wird, so dass das Rücksetzsignal VRESET nicht das Setz-Rücksetz-Latch-Register 140 korrekt zurücksetzt, begrenzt das Tastverhältnis-Begrenzungssignal Dlimit nun das Tastverhältnis. Wie vorstehend beschrieben, wenn die Tastverhältnis-Rampenspannung VRAMPDC gleich dem Teilerspannungspegel 220 ist, wird das Tastverhältnis-Begrenzungssignal Dlimit aktiviert, um das Tastverhältnis durch Zurücksetzen des Setz-Rücksetz-Latch-Registers 140 zu begrenzen, um den NMOS-Schaltwiderstand M5 auszuschalten. Der Induktorstrom IL beginnt bis zum nächsten Zyklus des Taktsignals VSET abzunehmen.
  • Mit Bezug auf 10b startet das Tastverhältnis mit dem Taktsignal VSET und das Tastverhältnis-Steuersignal DBOOST wird aktiviert. Es wird erwartet, dass das Tastverhältnis-Steuersignal VDBOOST endet, wenn die Ausgabe des Rücksetzsignals VRESET am Ausgang des Komparators 125 aktiviert wird. Wenn jedoch der Laststrom ILOAD zunimmt, übernimmt die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung 110 die Steuerung, wobei das Tastverhältnis-Begrenzungssignal Dlimit aktiviert wird, und das Tastverhältnis-Begrenzungssignal Dlimit, wie an den Eingang der logischen ODER-Schaltung 130 angelegt, bewirkt, dass die Ausgabe der logischen ODER-Schaltung 130 das Setz-Rücksetz-Latch-Register 140 zurücksetzt. Das Ausgangssignal VDBOOST des Rücksetzens des Setz-Rücksetz-Latch-Registers 140 deaktiviert den NMOS-Transistor M5 . Der Zyklus ist vollständig und wartet nun auf die Ankunft des nächsten Taktsignals VSET.
  • 11 ist ein Ablaufplan eines Verfahrens zum Begrenzen des Tastverhältnisses des Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, das die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung verkörpert. Mit Bezug auf 5 und 11 wird die Referenzspannung auf einen Spannungspegel gesetzt (Kasten 300), der den gewünschten Ausgangsspannungspegel VOUT erzeugt. Ein Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC wird erzeugt (Kasten 305). In einigen Ausführungsformen weist die Tastverhältnisrampe eine maximale Spannung des Spannungspegels des Ausgangsspannungspegels VOUT, wie in 5 gezeigt, oder der Referenzspannung VREF, wie in 6 gezeigt, auf. Das Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC wird mit einem anteiligen Spannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN verglichen (Kasten 310). Wenn das Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC einen maximalen Spannungspegel des Ausgangsspannungspegels VOUT aufweist, ist der anteilige Spannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN eine Hälfte des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle VIN. Wenn das Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC einen maximalen Spannungspegel des Referenzspannungspegels VREF aufweist, ist der anteilige Spannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN eine Hälfte des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle VIN multipliziert mit dem Rückkopplungswiderstandsverhältnis ( R 2 R 1 + R 2 )
    Figure DE102015221414B4_0020
    Dann wird bestimmt (Kasten 315), ob das Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC größer ist als der anteilige Bruchteilspannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN. Wenn das Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC größer ist als der anteilige Bruchteilspannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN, fährt der Vergleich (Kasten 310) fort, bis das Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC nicht größer ist als der anteilige Bruchteilspannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN. Wenn das Tastverhältnis-Rampensignal VRAMPDC nicht größer ist als der anteilige Bruchteilspannungspegel der Eingangsspannungsquelle VIN, wird die Tastverhältnisgrenze DLIMIT gesetzt (Kasten 320). Der nächste Zyklus wird mit der Erzeugung (Kasten 305) des Tastverhältnis-Rampensignals VRAMPDC gestartet.
  • Die Prinzipien, die diese Offenbarung in 5 und 6 verkörpern, verwenden einen Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer. Diese Struktur für die Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung ist nicht auf einen Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer begrenzt und umfasst irgendeinen Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, wobei die parasitären Schaltungswiderstände sich auf die Ausgangsspannung auswirken, wenn der Laststrom verursacht, dass das Tastverhältnis auf den Pegel zunimmt, der sich 100 % nähert.
  • Obwohl diese Offenbarung speziell mit Bezug auf die bevorzugten Ausführungsformen davon gezeigt und beschrieben wurde, ist für den Fachmann auf dem Gebiet verständlich, dass verschiedene Änderungen in der Form und in den Details durchgeführt werden können, ohne vom Gedanken und Schutzbereich der Offenbarung abzuweichen.

Claims (38)

  1. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung (110 der 5) zur Verwendung bei einem Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, die Folgendes umfasst: einen Rampengenerator (155), der zum Empfangen einer Ausgangsspannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers konfiguriert ist, die von einem Ausgangsanschluss des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers übertragen wird, und zum Erzeugen eines Ausgangsrampensignals (VRAMPDC) konfiguriert ist, das aus der Ausgangsspannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers erzeugt wird; eine variable Spannungsquelle (150), die zum Empfangen eines Einstellungsspannungspegels (VIN) konfiguriert ist, der den Spannungspegel einer Eingangsspannungsquelle angibt, und zum Erzeugen eines Ausgangsspannungspegels (VIN/2) konfiguriert ist, der ein Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist; und eine Komparatorschaltung (145), die zum Empfangen des Ausgangsspannungspegels (VIN/2) der variablen Spannungsquelle (150) und des Ausgangsspannungs-Rampensignals (VRAMPDC) konfiguriert ist und zum Bestimmen, ob der Ausgangsspannungspegel (VIN/2) der variablen Spannungsquelle (150) geringer als oder größer als das Ausgangsspannungs-Rampensignal (VRAMPDC) ist, konfiguriert ist, um ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal (DLIMIT) zur Übertragung zu einer Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105) zu erzeugen, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen.
  2. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105) eine logische ODER-Schaltung (130) aufweist, die dazu konfiguriert ist, das Tastverhältnis-Begrenzungssignal (DLIMIT) zu empfangen, und dazu konfiguriert ist, es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal (VRESET2) zum Deaktivieren eines Umschaltkreises (100) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch zu kombinieren.
  3. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  4. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 3, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  5. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 3, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  6. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 1, wobei der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ungefähr eine Hälfte ist.
  7. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung (110 der 6) zur Verwendung bei einem Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, die Folgendes umfasst: einen Spannung-zu-Strom-Wandler (200, M6, M7, RD1 und RD2 der 6) zum Transformieren einer Referenzeingangsspannung (VREF) zu einem Referenzstrom (IRD); einen Rampengenerator (210), der zum Empfangen der Eingangsspannungsquelle (VIN) konfiguriert ist und zum Erzeugen eines Ausgangsrampensignals (VRAMPDC) konfiguriert ist, das von der Eingangsspannungsquelle (VIN) erzeugt wird, wobei der Rampengenerator Folgendes umfasst: eine Stromquelle (215) verbunden, um die Eingangsspannungsquelle (VIN) zu empfangen, so dass ein Rampenstrom (IRAMP) der Stromquelle (215) durch den Betrag des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) skaliert wird, und einen Rampenoszillator der konfiguriert ist zum Erzeugen eines Rampenoszillatorsignals (DCIRD) mit einer Rampenzeit basierend auf dem Rampenstrom (IRAMP) und einer Rampenkapazität (CRAMP) und verbunden zum Übertragen des Rampensignals (DCIRD), welches mit dem Referenzstrom (IRD) addiert wird, um das Ausgangsrampensignal (VRAMPDC) zu erzeugen; eine variable Spannungsquelle (R1, R2 der 6), die zum Empfangen einer Einstellungsspannung (VIN/2) konfiguriert ist, die den Spannungspegel einer Eingangsspannungsquelle (VIN) angibt, und zum Erzeugen einer Ausgangsspannung (220), die ein Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist, aus der Einstellungsspannung (VIN/2) konfiguriert ist; und eine Komparatorschaltung (205), die zum Empfangen der Ausgangsspannung (220) der variablen Spannungsquelle (R1, R2 der 6) und des Ausgangsspannungs-Rampensignals (VRAMPDC) konfiguriert ist und zum Bestimmen, ob der Spannungspegel (220) der variablen Spannungsquelle geringer als oder größer als das Ausgangsspannungs-Rampensignal (VRAMPDC) ist, konfiguriert ist, um ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal (VMAXDC) zur Übertragung zu einer Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105 der 5) zu erzeugen, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen.
  8. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 7, wobei die Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105 der 5) eine logische ODER-Schaltung (130) aufweist, die dazu konfiguriert ist, das Tastverhältnis-Begrenzungssignal (VMAXDC) zu empfangen, und dazu konfiguriert ist, es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal (VRESET2) zum Deaktivieren eines Umschaltkreises (100) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch zu kombinieren.
  9. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 7, wobei der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  10. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 9, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  11. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 9, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  12. Adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung nach Anspruch 7, wobei der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ungefähr eine Hälfte multipliziert mit einem Rückkopplungsteilungsverhältnis ist.
  13. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, der umfasst: eine adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung (110 der 5), die Folgendes umfasst: einen Rampengenerator (155), der zum Empfangen einer Ausgangsspannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers konfiguriert ist, die von einem Ausgangsanschluss des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers übertragen wird, und zum Erzeugen eines Ausgangsrampensignals (VRAMPDC) konfiguriert ist, das aus der Ausgangsspannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers erzeugt wird; eine variable Spannungsquelle (150), die zum Empfangen eines Einstellungsspannungspegels (VIN) konfiguriert ist, der den Spannungspegel einer Eingangsspannungsquelle angibt, und zum Erzeugen eines Ausgangsspannungspegels (VIN/2), der ein Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist, aus dem Einstellungsspannungspegel (VIN) konfiguriert ist; und eine Komparatorschaltung (145), die zum Empfangen des Ausgangsspannungspegels (VIN/2) der variablen Spannungsquelle (150) und des Ausgangsspannungs-Rampensignals (VRAMPDC) konfiguriert ist und zum Bestimmen, ob der Spannungspegel (VIN/2) der variablen Spannungsquelle (150) geringer als oder größer als das Ausgangsspannungs-Rampensignal (VRAMPDC) ist, konfiguriert ist, um ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal (DLIMIT) zur Übertragung zu einer Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105) zu erzeugen, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen.
  14. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 13, wobei die Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105) eine logische ODER-Schaltung (130) aufweist, die dazu konfiguriert ist, das Tastverhältnis-Begrenzungssignal (DLIMIT) zu empfangen, und dazu konfiguriert ist, es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal (VRESET2) zum Deaktivieren eines Umschaltkreises (100) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch zu kombinieren.
  15. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 13, wobei der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  16. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 15, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  17. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 15, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  18. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 13, wobei der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ungefähr eine Hälfte ist.
  19. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer, der Folgendes umfasst: eine adaptive Tastverhältnis-Begrenzungsschaltung (110 der 6), die Folgendes umfasst: einen Spannung-zu-Strom-Wandler (200, M6, M7, RD1 und RD2 der 6) zum Transformieren einer Referenzeingangsspannung (VREF) zu einem Referenzstrom (IRD); einen Rampengenerator (210), der zum Empfangen der Eingangsspannungsquelle (VIN) konfiguriert ist und zum Erzeugen eines Ausgangsrampensignals (VRAMPDC) von der Eingangsspannungsquelle (VIN) konfiguriert ist, wobei der Rampengenerator (210) Folgendes umfasst: eine Stromquelle (215) verbunden, um die Eingangsspannungsquelle (VIN) zu empfangen, so dass ein Rampenstrom (IRAMP) der Stromquelle (215) durch den Betrag des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) skaliert wird, und einen Rampenoszillator (DCIRD) der konfiguriert ist zum Erzeugen des Rampenoszillationssignals (DCIRD) mit einer Rampenzeit basierend auf einem Rampenstrom (IRAMP) und einer Rampenkapazität (CRAMP) und verbunden zum Übertragen des Rampenoszillationssignals (DCIRD), welches mit dem Referenzstrom (IRD) addiert wird, um das Ausgangsrampensignal (VRAMPDC) zu erzeugen; eine variable Spannungsquelle (R1, R2 der 6), die zum Empfangen einer Einstellungsspannung (VIN/2) konfiguriert ist, die den Spannungspegel der Eingangsspannungsquelle (VIN) angibt, und zum Erzeugen einer Ausgangsspannung (220) konfiguriert ist, die ein Bruchteilwert der Spannung der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist; und eine Komparatorschaltung (205), die zum Empfangen der Ausgangsspannung (220) der variablen Spannungsquelle (R1, R2 der 6) und des Ausgangsrampensignals (VRAMPDC) konfiguriert ist und zum Bestimmen, ob der Spannungspegel der variablen Spannungsquelle (220) geringer als oder größer als das Ausgangsspannungs-Rampensignal (VRAMPDC) ist, konfiguriert ist, um ein Tastverhältnis-Begrenzungssignal (VMAXDC) zur Übertragung zu einer Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105 der 5) zu erzeugen, um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen.
  20. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 19, wobei die Umsetzerumschaltsteuerschaltung (105 der 5) eine logische ODER-Schaltung (130) aufweist, die dazu konfiguriert ist, das Tastverhältnis-Begrenzungssignal (VMAXDC) zu empfangen, und dazu konfiguriert ist, es mit einem Rückkopplungs-Tastverhältnissignal (VRESET2) zum Deaktivieren eines Umschaltkreises (100) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers logisch zu kombinieren.
  21. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 19, wobei der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  22. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 21, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  23. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 21, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  24. Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer nach Anspruch 13, wobei der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ungefähr eine Hälfte multipliziert mit einem Rückkopplungsteilungsverhältnis ist.
  25. Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zum Begrenzen eines Tastverhältnisses mit den Schritten: Empfangen (300) einer Referenzspannung (VREF) für eine erwünschte Ausgabespannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers; Erzeugen (305) eines Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) aus der Referenzspannung (VREF) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers; Empfangen eines Einstellungsspannungspegels (VIN/2), der den Spannungspegel einer Eingangsspannungsquelle (VIN) angibt; Erzeugen einer Bruchteilspannung (220), die ein proportionaler Wert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist; Vergleichen (310) des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) mit der Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN); Wiederholen (315) des Schritts des Vergleichen des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) mit der Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN), wenn der Spannungspegel des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) größer ist als die Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN); und Aktivieren und Übertragen (320) eines Zyklusbegrenzungssignals (DLIMIT) zu einer Umschaltsteuerschaltung (105), um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen, wenn der Spannungspegel des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) geringer ist als die Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN).
  26. Verfahren nach Anspruch 25, wobei das Tastverhältnis-Rampensignal (VRAMPDC) einen maximalen Wert der Ausgangsspannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers aufweist.
  27. Verfahren nach Anspruch 25, wobei das Tastverhältnis-Rampensignal (VRAMPDC) einen maximalen Wert einer Referenzspannung (VREF) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers aufweist.
  28. Verfahren nach Anspruch 26, wobei die Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle eine Hälfte des Wertes der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist.
  29. Verfahren nach Anspruch 27, wobei die Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN) eine Hälfte multipliziert mit einem Rückkopplungsteilungsverhältnis ist.
  30. Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer zum Liefern einer Ausgangsspannung, die größer ist als die Eingangsspannung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, ist.
  31. Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer oder ein Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
  32. Vorrichtung zum Betreiben eines Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers zum Begrenzen eines Tastverhältnisses, die umfasst: ein Mittel zum Empfangen (300) einer Referenzspannung (VREF) für eine erwünschte Ausgabespannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers; ein Mittel zum Erzeugen (305) eines Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) aus der Referenzspannung (VREF) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers; ein Mittel zum Empfangen eines Einstellungsspannungspegels (VIN/2), der den Spannungspegel einer Eingangsspannungsquelle (VIN) angibt; ein Mittel zum Erzeugen einer Bruchteilspannung (220), die ein proportionaler Wert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist; ein Mittel zum Vergleichen (310) des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) mit einer Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN); ein Mittel zum Wiederholen (315) des Schritts des Vergleichen des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) mit einer Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN), wenn der Spannungspegel des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) größer ist als einer Bruchteilspannung der Eingangsspannungsquelle (VIN); und ein Mittel zum Aktivieren und Übertragen eines Zyklusbegrenzungssignals (DLIMIT) zu einer Umschaltsteuerschaltung (105), um das Tastverhältnis des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers einzustellen, wenn der Spannungspegel des Tastverhältnis-Rampensignals (VRAMPDC) geringer ist als die Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VIN).
  33. Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei das Tastverhältnis-Rampensignal (VRAMPDC) einen maximalen Wert der Ausgangsspannung (VOUT) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers aufweist.
  34. Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei das Tastverhältnis-Rampensignal (VRAMPDC) einen maximalen Wert einer Referenzspannung (VREF) des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers aufweist.
  35. Vorrichtung nach Anspruch 33, wobei die Bruchteilspannung (220) der Eingangsspannungsquelle (VREF) eine Hälfte des Wertes der Eingangsspannungsquelle (VIN) ist.
  36. Vorrichtung nach Anspruch 35, wobei der Bruchteilwert des Spannungspegels der Eingangsspannungsquelle eine Hälfte multipliziert mit einem Rückkopplungsteilungsverhältnis ist.
  37. Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer zum Liefern einer Ausgangsspannung, die größer ist als die Eingangsspannung des Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzers, ist.
  38. Vorrichtung nach Anspruch 32, wobei der Aufwärts-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ein Tiefsetz-Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer oder ein Hochsetz-Gleichspannungs-Gleichspannungs-Schaltumsetzer ist.
DE102015221414.1A 2015-09-30 2015-11-02 Schaltung und Verfahren zur Begrenzung des maximalen Tastverhältnisses in Aufwärtsumsetzern Active DE102015221414B4 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/870,133 2015-09-30
US14/870,133 US9698681B2 (en) 2015-09-30 2015-09-30 Circuit and method for maximum duty cycle limitation in step up converters

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE102015221414A1 DE102015221414A1 (de) 2017-03-30
DE102015221414B4 true DE102015221414B4 (de) 2019-01-24

Family

ID=58282007

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102015221414.1A Active DE102015221414B4 (de) 2015-09-30 2015-11-02 Schaltung und Verfahren zur Begrenzung des maximalen Tastverhältnisses in Aufwärtsumsetzern

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9698681B2 (de)
DE (1) DE102015221414B4 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11223275B2 (en) 2018-04-10 2022-01-11 Shanghai Tuituo Technology Co., Ltd Switching mode power supply circuit

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB201607622D0 (en) * 2016-04-30 2016-06-15 Powerventure Semiconductor Ltd Switching converter
US9806617B1 (en) * 2016-09-09 2017-10-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switch mode power converter with overshoot and undershoot transient control circuits
CN107147082B (zh) * 2017-06-20 2019-04-19 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 过压保护电路和应用其的集成电路和开关变换器
US10044265B1 (en) * 2017-07-28 2018-08-07 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switching converter control robust to ESL ripple
CN109510465A (zh) * 2017-09-14 2019-03-22 中兴通讯股份有限公司 一种转换电路的工作模式切换方法、装置及升降压变换器
DE102018214500B4 (de) * 2018-08-28 2020-09-10 Continental Automotive Gmbh Verfahren zum Betreiben einer Wandlerschaltung sowie Steuervorrichtung und Wandlerschaltung
US11183935B2 (en) * 2019-03-14 2021-11-23 Microchip Technology Incorporated Current control for buck-boost converters using conditional offsets
GB2600387A (en) * 2020-10-14 2022-05-04 Nordic Semiconductor Asa DCDC converters
US11736016B2 (en) 2021-08-25 2023-08-22 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switching converter with improved load transient response and method of operating the same

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080030182A1 (en) 2002-07-10 2008-02-07 Sehat Sutardja Power array system and method

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4245286A (en) 1979-05-21 1981-01-13 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Buck/boost regulator
US4578630A (en) 1984-11-23 1986-03-25 At&T Bell Laboratories Buck boost switching regulator with duty cycle limiting
US6011382A (en) * 1998-10-01 2000-01-04 Toko, Inc. Circuit and method for directly regulating the output voltage of an electroluminescent lamp driver
EP1524571B1 (de) 2002-07-10 2011-04-20 Marvell World Trade Ltd. Steuerungssystem für einen Ausgangsregler
DE10250359A1 (de) * 2002-10-29 2004-05-19 Infineon Technologies Ag Gleichspannungsschaltregler
US7081740B2 (en) 2004-12-08 2006-07-25 Kiawe Forest, Llc Digital duty cycle regulator for DC/DC converters
US6992469B1 (en) 2004-12-08 2006-01-31 Kiawe Forest, Llc Digital voltage regulator for DC/DC converters
US20110121653A1 (en) 2005-02-18 2011-05-26 O2Micro International Limited Parallel powering of portable electrical devices
US7884586B2 (en) 2007-08-09 2011-02-08 Infineon Technologies Controlling a switching regulator mode determined by an ideal duty cycle for maintaining high efficiency for a wide input voltage range
US7778046B1 (en) 2008-12-17 2010-08-17 Slobodan Cuk Voltage step-up switching DC-to-DC converter field of the invention
US7768245B1 (en) 2009-04-28 2010-08-03 Analog Devices, Inc. Emulator circuit, a controller for a switched mode power supply, and a switched mode power supply
TWI404311B (zh) * 2010-10-28 2013-08-01 Richtek Technology Corp 電流模式控制電源轉換器的控制電路及方法
US8890501B2 (en) * 2011-02-11 2014-11-18 Intersil Americas, Llc System and method for soft-starting a power converter with a pre-charged output
EP2621068B1 (de) 2012-01-27 2018-08-22 Dialog Semiconductor GmbH Umleitungssteuerung in einem Gleichstromwandler
US9285399B2 (en) 2012-06-29 2016-03-15 Infineon Technologies Austria Ag Switching regulator cycle-by-cycle current estimation
US9343962B2 (en) * 2013-03-14 2016-05-17 Texas Instruments Incorporated Power regulator system with adaptive ramp signal generator
CN104135151B (zh) * 2013-05-02 2016-12-28 登丰微电子股份有限公司 直流转直流转换控制器
TWI495974B (zh) * 2013-09-17 2015-08-11 Upi Semiconductor Corp 斜波信號產生方法與其產生器、以及脈寬調變信號產生器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080030182A1 (en) 2002-07-10 2008-02-07 Sehat Sutardja Power array system and method

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
„Parasitics and Voltage Collapse of the DC-DC Boost Converter", H. Mamood & K. Natarajan, Dept. of Electrical Engineering, Lakehead University, Thunder Bay, ON, P7B 5E1, Electrical and Computer Engineering, 2008
MAHMOOD, H.; NATARAJAN, K.: Parasitics and voltage collapse of the DC-DC boost converter. In: IEEE 2008 Canadian Conference on Electrical and Computer Engineering CCECE. 2008, S. 273 - 278. - ISSN 0840 - 7789 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11223275B2 (en) 2018-04-10 2022-01-11 Shanghai Tuituo Technology Co., Ltd Switching mode power supply circuit

Also Published As

Publication number Publication date
DE102015221414A1 (de) 2017-03-30
US20170093278A1 (en) 2017-03-30
US9698681B2 (en) 2017-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102015221414B4 (de) Schaltung und Verfahren zur Begrenzung des maximalen Tastverhältnisses in Aufwärtsumsetzern
DE102015226525B4 (de) Schaltung und Verfahren für eine maximale Arbeitszyklus-Begrenzung in Schaltwandlern
DE102016109657B4 (de) Verfahren zur Erholung von Stromregelkreisinstabilität nach Zyklus-für-Zyklus-Stromgrenzeninvervention bei Spitzenstrommodussteuerung
DE60224896T2 (de) Schaltungen und Verfahren zum Synchronisieren von Schaltreglern mit nicht-konstanter Frequenz durch eine Phasenregelschleife
DE69729422T2 (de) Leistungswandler
DE102015223768B4 (de) Abwärts-Aufwärts-Wandler
DE112018005174T5 (de) Verbesserte schaltreglertopologie mit adaptiver arbeitszyklussteuerung und nahtlosem übergang der betriebsmodi
DE102015204021B4 (de) Dynamische Strombegrenzungsschaltung
DE102014111109A1 (de) Leistungsfaktorkorrekturschaltung und -verfahren
DE102015226526B4 (de) Hocheffizienz-DC-zu-DC-Wandler mit adaptiver Ausgangsstufe
DE102016105469B4 (de) Verfahren zum Verwalten einer Mehrzahl von Hysterese-Gleichstrom-Gleichstrom-Abwärtswandlern und entsprechender Gleichstrom-Gleichstrom-Abwärtswandler
DE102016214446B4 (de) Hybrider Abwärtsregler
DE102011052922A1 (de) Vielphasen-Gleichspannungswandler mit einer Vielzahl zueinander parallel verschalteter Wandlerschaltungen
DE112018002324T5 (de) Totzonenfreie steuerschaltung
DE102017212354A1 (de) Niederohmiger Lastschalter mit Ausgangsstromstärkesteuerung
DE102021106021A1 (de) Ladungspumpenwandler und Steuerungsverfahren
DE112016004754T5 (de) Aufwärts/abwärts spannungsversorgung und spannungsversorgungsschaltung
DE102014019855B3 (de) Digital gesteuerter Strommodus-Leistungswandler
DE202016106047U1 (de) Oszillator und Wandler zum Bereitstellen eines Arbeitszyklus umgekehrt zur Versorgungsspannung
DE202014002367U1 (de) „Dynamische Hysterese"-Komparator
DE102016122191A1 (de) Stromschwellenwerterkennung bei Synchronregelung
DE102015122501A1 (de) Integrierte Schaltung mit Auswahl zwischen primärseitiger Spannungsregelung und sekundärseitiger Spannungsregelung
DE102018128705A1 (de) Verfahren und System zum Betreiben von Schaltleistungswandlern auf Basis eines Spitzenstroms durch das Schaltelement
DE102014218597A1 (de) Leistungswandler
WO2002095916A2 (de) Gleichspannungswandler mit schaltregler

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed
R016 Response to examination communication
R016 Response to examination communication
R018 Grant decision by examination section/examining division
R020 Patent grant now final