CN114223125B - 具有改善的轻负载瞬态响应和减小的输出电容器尺寸的带有校准的纹波注入的恒定导通时间降压转换器 - Google Patents

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Abstract

根据一个或多个示例性实施方案的一个方面，提供了具有改善的轻负载瞬态响应和减小的输出电容器尺寸的带有校准的纹波注入的恒定导通时间降压转换器。该恒定导通时间降压转换器可包括控制器，该控制器具有：生成导通时间请求的脉宽调制器(PWM)比较器；误差放大器，该误差放大器将平均反馈电压调节到内部基准电压，并且将反馈节点纹波信号传递到PWM比较器的输入端；导通时间发生器，该导通时间发生器输出导通时间信号，该导通时间信号基于导通时间请求来控制降压转换器的导通时间；MOSFET驱动器，该MOSFET驱动器基于导通时间发生器的输出来驱动降压转换器；过零检测电路，该过零检测电路被配置为检测通过降压转换器的电感器的电流何时等于零；和耦接到导通时间发生器的注入信号发生器，该注入信号发生器被配置为基于过零检测电路的输出指示通过降压转换器的电感器的电流等于零而输出注入信号，该注入信号在负载瞬态期间限制降压转换器的输出电压骤降。误差放大器可基于注入信号发生器的输出并基于降压转换器的输出电压来接收反馈电压。

Description

具有改善的轻负载瞬态响应和减小的输出电容器尺寸的带有 校准的纹波注入的恒定导通时间降压转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求于2019年8月15日提交的美国临时专利申请第62/887,288号的权益，该申请全文以引用方式并入本文。
技术领域
本公开整体涉及在轻负载下以不连续导电模式(DCM)操作的具有校准的纹波注入的恒定导通时间(COT)降压转换器的负载瞬态响应改善。
背景技术
每当需要直流电压降压时，常常使用降压开关转换器(降压转换器)。降压转换器通常由脉宽调制(PWM)控制器、功率级和感测电路组成。功率级通常由两个MOSFET Q1和MOSFET Q2(高侧MOSFET Q1和低侧MOSFET Q2)、电感器(L1)和输出电容器(COUT)组成，如图1所示。PWM控制器感测输出电压(Q1、Q2和电感器电流，以及在某些情况下)并生成PWM控制信号，该PWM控制信号驱动Q1和Q2以调节输出电压VOUT。
降压转换器可分为两类：同步和异步。同步降压转换器允许反向电流(从低侧MOSFET Q2的漏极端子到源极端子的电流)，而异步降压转换器不允许通过低侧MOSFET Q2的反向电流。图1示出了根据现有技术的同步降压转换器。如果图1中的Q2被二极管替代，则其成为异步降压转换器，因为二极管不允许通过其的反向电流。同步降压转换器在较高负载电流下提供较高效率，而异步降压转换器在轻负载下提供较高效率。
每当通过低侧MOSFET(图1中的Q2)检测到反向电流(从漏极端子到源极端子的电流)时，可通过断开该低侧MOSFET而将同步降压转换器作为异步降压转换器来操作。这种操作模式被称为不连续导电模式(DCM)。在轻负载下以DCM模式操作同步转换器改善了轻负载效率。在同步降压转换器中，允许低侧MOSFET(Q2)电流沿两个方向流动。这种操作模式被称为连续导电模式(CCM)。
当在轻负载下以DCM模式操作转换器时，输出电压骤降在将突加负载施加在转换器输出上时可能更高。电压骤降在将负载突然施加到初始以无负载操作的转换器时可为最大的。为了在施加突加负载时将输出电压偏差保持在允许范围内，通常在转换器的输出处添加更多输出电容器。这导致更高的材料清单(BOM)成本和增大的解决方案尺寸。
附图说明
图1是根据现有技术的具有校准的纹波注入的恒定导通时间(COT)降压转换器的功能框图和典型的应用电路。
图2示出了根据现有技术的在具有校准的纹波注入的COT降压转换器中使用的典型的INJ信号发生器的框图。
图3示出了在轻负载下以DCM模式操作的图1的电路的稳态开关波形。
图4示出了在接近DCM至CCM边界的负载下以DCM模式操作的图1的电路的稳态开关波形。
图5示出了利用图2所示的典型的INJ信号发生器的DCM和CCM模式下的负载瞬态响应。
图6示出了利用图2的典型的INJ信号发生器的DCM模式下的两个不同输出电容处的负载瞬态响应。
图7示出了以DCM和CCM模式操作的图1的电路的负载瞬态模拟结果，示出了负载瞬态期间的RINJ和CINJ结合节点响应。
图8示出了根据示例性实施方案的具有校准的纹波注入和INJ信号发生器的恒定导通时间(COT)降压转换器的功能框图。
图9示出了根据示例性实施方案的INJ信号发生器。
图10示出了以利用典型的INJ信号发生器的DCM模式操作的图1的电路的负载瞬态响应，以及以CCM模式和DCM模式操作的具有根据示例性实施方案的INJ信号发生器的恒定导通时间(COT)降压转换器的负载瞬态响应。
图11示出了以利用典型的INJ信号发生器的DCM模式操作的图1的电路以及以DCM模式操作的具有根据示例性实施方案的INJ信号发生器的恒定导通时间(COT)降压转换器的负载瞬态性能比较。
具体实施方式
本文描述以及附图所示的IC、架构、方法和时序是一般的，并且不仅限于COT转换器，而是可适用于任何COT控制器，其中纹波注入电路是外部或内部的或者其其他等效的另选方案或修改形式。
图1示出了根据现有技术的具有外部纹波注入电路并具有典型的校准的纹波注入发生器的COT控制器的框图和典型的应用电路。图1的电路包括具有补偿电路103的误差放大器105、PWM比较器102、自适应导通时间发生器106、MOSFET栅极驱动电路107、INJ信号发生器104和低压差稳压器(LDO)108。
补偿电路提供两种功能。一个是高DC增益，其使得反馈电压(FB引脚处的电压)追踪基准电压(VREF1)。另一个功能是将在反馈引脚处生成的纹波电压传递到PWM比较器102的输入端。
PWM比较器102将其反相输入端处存在的纹波电压的谷值与基准电压VREF2进行比较。当其反相输入端处的纹波信号的谷值低于VREF2时，PWM比较器102请求导通时间发生器106生成导通时间脉冲。
当PWM比较器102进行请求时，导通时间发生器106生成导通时间脉冲。由导通时间发生器106生成的导通时间适应于输入电压，并且取决于输出电压和编程开关频率。在FREQ引脚处连接的部件设置开关频率。
MOSFET驱动器107接收来自导通时间发生器106的输出，并且提供驱动降压转换器功率级101的外部MOSFET Q1和MOSFET Q2的高电流驱动信号。
注入(INJ)信号发生器104通常生成固定的100ns信号。该信号连同在INJ引脚处连接的外部部件一起用于生成基于COT控制的转换器所需的在FB引脚处的纹波电压。在典型的COT转换器中，使用开关节点(SW)而非INJ节点来生成在FB引脚处的纹波电压。使用INJ信号而非SW节点来生成在FB引脚处的纹波电压提供恒定纹波电压而不是依赖于输入电压的纹波电压的有益效果，这在输入电压在宽范围内变化并且输出电压接近最小输入电压的应用中可能特别重要。
图2示出了根据现有技术的INJ信号发生器104。INJ信号发生器104可包括耦接到导通时间发生器106的输出端的固定的100ns信号发生器。固定的100ns信号发生器的输出端耦接到反相器202，该反相器的输出端耦接到开关204。开关204耦接在INJ节点与接地部之间。固定的100ns信号发生器201的输出端也耦接到开关203，该开关耦接在VDD与INJ节点之间。
图3示出了在轻负载下以DCM模式操作的图1的电路的稳态开关波形。参见图3，波形301示出了输出电压VOUT，波形302示出了通过电感器L1的电流，波形303示出了负载电流，波形304示出了INJ节点处的电压，波形305示出了FB节点处的电压，波形306示出了CINJ和RINJ之间的节点处的电压，并且波形307示出了CINJ和RINJ之间的节点处的平均电压。
图4示出了在接近DCM至CCM边界的负载下以DCM模式操作的图1的电路的稳态开关波形。参见图4，波形401示出了输出电压VOUT，波形402示出了通过电感器L1的电流，波形403示出了负载电流，波形404示出了INJ节点处的电压，波形405示出了FB节点处的电压，波形406示出了CINJ和RINJ之间的节点处的电压，并且波形407示出了CINJ和RINJ之间的节点处的平均电压。
通常，当转换器以连续导电模式(CCM)操作时，INJ信号发生器104输出在固定时间(在这种情况下为100ns)内为高的，并且在切换周期的剩余持续时间内为低的(参考图3)。当转换器以CCM模式在稳态下操作时，这产生INJ引脚处的平均电压，其由(下面的)(等式1给出。
(等式1)
其中，VINJ是在INJ信号为高(通常为5V)时该INJ信号的量值，tON(INJ)是在INJ信号为高时该INJ信号的持续时间，并且Tsw是转换器的切换周期。
当转换器以DCM模式操作时，INJ引脚平均电压由(下面的)(等式2给出。
(等式2)
其中tOFF是转换器的关断周期。
关断周期tOFF由转换器以DCM模式操作时的两个持续时间组成。一个持续时间是电感器电流放电时间，其是电感器电流从导通时间结束的值下降到低侧MOSFET(Q2)断开的0A(tDC，如图3所示)所花费的持续时间。另一个持续时间是MOSFET(Q1和Q2)均处于高阻抗模式的睡眠时间(tSleep，如图3所示)。在睡眠时间期间，输出电容器支持负载。对于给定的输入电压、输出电压和编程开关频率，tDC是恒定的，但tSleep取决于负载电流。当转换器以DCM模式操作时，tON+tDC期间的平均电感器电流高于负载电流。这导致输出电压增大。增大的输出电压导致反馈(FB)电压增大，并且因此转换器不在电感器电流下降到0A之后就接通高侧开关(Q1)，而是等待直到输出电压以及因此FB电压下降为止。输出电压降的速率是负载电流的函数，因为较高的负载电流使输出电容器较快地放电。
这使得关断时间以及因此VINJ(Avg)是转换器以DCM模式操作时负载电流的函数(参考(等式2)。随着负载电流增大，tSleep持续时间变得更短，这意味着关断周期变得更短，并且VINJ(Avg)增大。当负载电流≈750mA时，图1所示电路的INJ节点平均电压≈40mV，如图3所示，而当负载电流增大到≈2.5A时，INJ节点平均电压≈120mV，如图4所示。
图5示出了当在转换器在以无负载操作的情况下突然施加(并随后移除)7.5A负载(其迫使转换器进入CCM模式)时的CCM模式和DCM模式下的负载瞬态响应。参见图5，波形501示出了DCM模式下的输出电压VOUT，波形502示出了DCM模式下的输出电压VOUT，波形503示出了DCM模式下的负载电流，波形504示出了DCM模式下通过电感器L1的电流，波形505示出了CCM模式下的负载电流，并且波形506示出了CCM模式下通过电感器L1的电流。如图5所示，当在9毫秒标记处突然施加负载时，输出电压VOUT在CCM模式下骤降约70mV(1.4％)，而输出电压VOUT在DCM模式下骤降约384mV(7.68％)，这是CCM模式下输出电压骤降的约5.5倍。为了在转换器以DCM模式操作时减小负载瞬态期间的输出电压骤降，通常增大输出电容。
图6示出了在输出电容加倍时的负载瞬态性能。更具体地讲，波形601示出了在输出电容COUT为300uF时的输出电压VOUT，波形602示出了在输出电容COUT为600uF时的输出电压VOUT，波形603示出了负载电流，波形604示出了在输出电容COUT为300uF时的通过电感器L1的电流，波形605示出了在输出电容COUT为600uF时的通过电感器L1的电流，波形606示出了在输出电容COUT为300uF时的CINJ和RINJ之间的节点处的电压，并且波形607示出了在输出电容COUT为600uF时的CINJ和RINJ之间的节点处的电压。从图6清楚地看出，在负载瞬态期间，使输出电容加倍的效果对输出电压VOUT的影响非常小。同时，添加更多的输出电容增大了材料清单(BOM)成本和解决方案尺寸。
输出电压骤降不受输出电容加倍的显著影响的原因是RINJ和CINJ结合节点达到其目标值所需的延迟，如图6所示。RINJ和CINJ节点达到其目标值所需的延迟与输出电容无关。此外，随着输出电容增大，在负载瞬态期间的输出电压下降转换速率降低，并且因此系统响应较慢。当输出电容加倍时，这保持负载瞬态期间的输出电压骤降几乎恒定。
图7示出了将7.5A的突加负载施加在以无负载操作时的转换器上的时刻以DCM和CCM模式操作的图1的电路的详细模拟结果。参见图7，波形701示出了DCM模式下的输出电压VOUT，波形702示出了CCM模式下的输出电压VOUT，波形703示出了负载电流，波形704示出了DCM模式下通过电感器L1的电流，波形705示出了CCM模式下通过电感器L1的电流，波形706示出了CCM模式下的CINJ和RINJ之间的节点处的电压，波形707示出了CCM模式下的CINJ和RINJ之间的节点处的平均电压，波形708示出了DCM模式下的CINJ和RINJ之间的节点处的电压，波形709示出了DCM模式下的CINJ和RINJ之间的节点处的平均电压。从图7可以看出，转换器的关断时间在施加负载的时刻初始较长并且逐渐减小。较长的关断时间是因为在施加负载之前的RINJ和CINJ结合节点的初始平均电压远低于在CCM模式下的RINJ和CINJ结合节点的初始平均电压。RINJ和CINJ结合节点平均电压影响FB纹波电压信号的下降转换速率。随着RINJ和CINJ结合节点平均电压降低，FB电压发起下一个切换所花费的时间增大，这增大了关断周期。
当在9毫秒标记处施加负载阶跃时，输出电压VOUT下降，并且因此随着输出电压降传播到FB节点，转换器接通高侧MOSFET(Q1)，并且导致控制器发起下一个切换。这减小了关断周期并且导致RINJ和CINJ结合节点平均电压增大，这进一步减小了关断时间。重复该步骤，直到RINJ和CINJ结合节点平均电压达到其目标值，该目标值等于对应于在负载瞬态足够高以使转换器进入CCM模式的情况下由(等式1给出的其CCM模式下的平均电压的值。
为了在施加突加负载时减小DCM模式下的输出电压骤降，RINJ和CINJ节点电压的平均电压应更快地达到其目标。但是RINJ和CINJ结合节点达到其目标的速度取决于由CINJ、RINJ、CFF、RFB1和RFB2形成的电路的时间常数，这些部件通常基于所需的FB纹波电压的量、环路交叉频率和相位裕度来选择。因此，一旦选择了这些部件，RINJ和CINJ结合节点达到其目标所花费的时间就是固定的。
根据示例性实施方案，可通过将INJ节点偏置于对应于由(等式1给出的其CCM模式平均电压的电压来减小负载瞬态期间DCM模式下的输出电压骤降，这样做可改善DCM模式负载瞬态响应，因为将RINJ和CINJ结合节点偏置于其CCM模式平均值。因此，可几乎不存在涉及响应于负载瞬态的延迟。这可通过修改INJ信号发生器来实现，如图8和图9所示。
图8示出了具有校准的纹波注入和根据示例性实施方案的INJ信号发生器的恒定导通时间(COT)降压转换器的功能框图。类似于图1，图8的示例性实施方案可包括具有补偿电路803的误差放大器805、PWM比较器802、自适应导通时间发生器806、MOSFET栅极驱动电路807、INJ信号发生器804和低压差稳压器(LDO)808。如图8的示例性实施方案所示，偏置电阻器RBIAS 810可以耦接在INJ节点与接地部之间，以便将INJ节点偏置到特定电压。此外，控制器可包括过零检测电路809，该过零检测电路耦接到SW节点以检测通过电感器L1的电流何时为零。过零检测电路809耦接到INJ信号发生器804，该INJ信号发生器耦接到INJ节点。
如图9的示例性实施方案所示，INJ信号发生器804可包括锁存器905，该锁存器接收过零检测电路809的输出。示例性实施方案的INJ信号发生器804还可包括接收导通时间发生器806的输出的固定的100ns信号发生器901。锁存器905的输出端可耦接到反相器906，该反相器的输出端可耦接到与门907的第一输入端。固定的100ns信号发生器901的输出端可耦接到反相器902，该反相器的输出端可耦接到与门907的第二输入端。固定的100ns信号发生器901的输出端也可耦接到开关Q3(903)，该开关耦接在VDD与INJ节点之间。与门907的输出端耦接到开关Q4(904)，该开关耦接在INJ节点与接地部之间。示例性实施方案的INJ信号发生器804还可包括耦接到INJ节点的恒定电流源IBIAS 908。
就图2所示的传统INJ信号发生器而言，INJ节点电压在导通周期期间为高的(通常为5V)，并且在关断周期期间为低的(通常为0V)。在根据示例性实施方案的INJ信号发生器中，INJ节点电压在导通周期期间为高的，但INJ节点电压仅在从导通时间结束到电感器电流下降到零的时刻的关断周期的一部分内为低的(参考图3)。根据示例性实施方案，一旦电感器下降到0A，INJ信号发生器就将保持在高阻抗模式(即，Q3和Q4都被断开，参考图9)，直到导通时间发生器生成下一个导通时间事件。过零检测电路809检测电感器电流下降到0A的时刻。在INJ信号发生器处于高阻抗模式时，恒定电流源(IBIAS)908将INJ节点偏置于由连接在INJ节点与接地部之间的外部电阻器(RBIAS)810设置的电压，如图8所示。如果基于(下面的)(等式3选择RBIAS 810的值，则INJ节点以及因此RINJ和CINJ结合节点的平均电压将保持偏置于其目标值。
(等式3)
其中VINJ(Avg)为RINJ和CINJ结合节点的稳态电压，其由(等式1给出。
通过将VINJ(Avg)代入(等式3，可使用(下面的)(等式4计算RBIAS的值：
(等式4)
根据示例性实施方案，VINJ＝5V，tON(INJ)＝100ns，fsw＝250KHz(Tsw＝4us)并且IBIAS＝5uA。这导致RBIAS＝25KQ，然而可以为这些参数选择其他值。
图10示出了以利用典型的INJ信号发生器104的DCM模式操作的图1的电路的负载瞬态模拟结果，以及以CCM模式和DCM模式操作的具有根据图8的示例性实施方案的INJ信号发生器804的恒定导通时间(COT)降压转换器的负载瞬态响应。参见图10，波形1001示出了以DCM模式操作的图1的电路的输出电压VOUT，波形1002示出了以CCM模式操作的图1的电路的输出电压，并且波形1003示出了以DCM模式操作的图8的电路的输出电压VOUT。波形1004示出了通过以DCM模式操作的图8的电路中的电感器L1的电流，波形1005示出了以DCM模式操作的图8的电路中的负载电流，波形1006示出了通过以DCM模式操作的图1的电路中的电感器L1的电流，波形1007示出了以DCM模式操作的图1的电路中的负载电流，波形1008示出了通过以CCM模式操作的图1的电路中的电感器L1的电流，并且波形1009示出了以CCM模式操作的图1的电路中的负载电流。需注意，IBIAS 908在CCM模式下没有影响，因为过零检测在CCM模式下不起作用。从图10可以看出，利用示例性实施方案的INJ信号发生器804的DCM模式下的负载瞬态的输出电压骤降(波形1003)几乎等于CCM模式下的输出电压骤降(波形1002)。下表1汇总了负载瞬态数据：
表1.
从表1清楚地看出，根据示例性实施方案的INJ信号发生器804可以将DCM模式负载瞬态提高约8.44倍。
图11示出了RINJ和CINJ结合节点如何利用图2的现有技术INJ信号发生器并利用根据图9的示例性实施方案的INJ信号发生器对负载瞬态作出响应。参见图11，波形1101示出了以DCM模式操作的图1的电路的输出电压VOUT，波形1102示出了以DCM模式操作的图8的电路的输出电压VOUT，波形1103示出了图1的电路的负载电流，波形1104示出了通过图1的电路中的电感器L1的电流，波形1105示出了图8的电路的负载电流，并且波形1106示出了通过图8的电路中的电感器L1的电流。波形1107示出了以DCM模式操作的图1中的电路的CINJ和RINJ之间的节点处的平均电压，并且波形1108示出了以DCM模式操作的图1中的电路的CINJ和RINJ之间的节点的瞬时电压。波形1109示出了以DCM模式操作的图8中的电路的CINJ和RINJ之间的节点处的平均电压，并且波形1110示出了以DCM模式操作的图8中的电路的CINJ和RINJ之间的节点的瞬时电压。如图11所示，将INJ节点以及因此RINJ和CINJ结合节点偏置于其目标值，并且因此几乎不存在涉及在响应于负载瞬态时的延迟。
尽管已经相对于本公开的示例性实施方案描述和示出了本公开的发明构思，但本公开不限于本文公开的示例性实施方案，并且可以在不脱离本发明构思的范围的情况下进行修改。

Claims (18)

1.一种用于降压转换器的恒定导通时间控制器，所述控制器包括：
脉宽调制器PWM比较器，所述PWM比较器生成导通时间请求；
误差放大器，所述误差放大器将平均反馈电压调节到内部基准电压，并且将反馈节点纹波信号传递到所述PWM比较器的输入端；
导通时间发生器，所述导通时间发生器输出导通时间信号，所述导通时间信号基于所述导通时间请求来控制所述降压转换器的导通时间；
MOSFET驱动器，所述MOSFET驱动器基于所述导通时间发生器的所述输出来驱动所述降压转换器；
过零检测电路，所述过零检测电路被配置为检测通过所述降压转换器的电感器的电流何时等于零；和
注入信号发生器，所述注入信号发生器耦接到所述导通时间发生器，所述注入信号发生器被配置为基于所述过零检测电路的输出指示通过所述降压转换器的所述电感器的所述电流等于零而输出注入信号，所述注入信号在负载瞬态期间限制所述降压转换器的输出电压骤降；
其中所述误差放大器基于所述注入信号发生器的所述输出并基于所述降压转换器的所述输出电压来接收反馈电压。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中所述注入信号发生器包括：
第一开关；
第二开关，所述第二开关耦接到所述第一开关；
固定信号发生器；和
偏置电流源；
其中所述第一开关和所述第二开关耦接到所述固定信号发生器，并且耦接到所述注入信号发生器的输出端；并且
其中所述偏置电流源耦接到所述第一开关和所述第二开关之间的节点，并且耦接到所述注入信号发生器的所述输出端。
3.根据权利要求2所述的控制器，其中所述注入信号发生器还包括与门，所述与门包括输出端、第一输入端和第二输入端，所述输出端耦接到所述第二开关，所述第一输入端经由第一反相器耦接到所述固定信号发生器，所述第二输入端经由第二反相器耦接到锁存器。
4.根据权利要求3所述的控制器，其中所述锁存器接收所述过零检测电路的输出。
5.根据权利要求2所述的控制器，其中所述偏置电流源为恒定偏置电流源。
6.根据权利要求4所述的控制器，其中所述第一开关和所述第二开关被配置为响应于所述过零检测电路检测到通过所述降压转换器的所述电感器的电流等于零而断开。
7.一种用于降压转换器控制器的设备，包括：
降压转换器功率级，所述降压转换器功率级包括两个MOSFET、电感器和输出电容器；
控制器，所述控制器耦接到所述降压转换器功率级；和
纹波电压电路，所述纹波电压电路耦接到所述降压转换器功率级的输出端和所述控制器；
其中所述控制器包括：
脉宽调制器PWM比较器，所述PWM比较器生成导通时间请求；
误差放大器，所述误差放大器具有补偿电路，所述误差放大器具有耦接到所述控制器的反馈端子的输入端和耦接到所述PWM比较器的输出端；
导通时间发生器，所述导通时间发生器输出导通时间信号，所述导通时间信号基于所述导通时间请求来控制所述降压转换器的导通时间；
MOSFET驱动器，所述MOSFET驱动器基于所述导通时间发生器的所述输出来驱动所述降压转换器；
过零检测电路，所述过零检测电路被配置为检测通过所述降压转换器的所述电感器的电流何时等于零；和
注入信号发生器，所述注入信号发生器耦接到所述导通时间发生器，所述注入信号发生器被配置为基于所述过零检测电路的输出指示通过所述降压转换器功率级的所述电感器的所述电流等于零而输出注入信号，所述注入信号在负载瞬态期间限制所述降压转换器功率级的输出电压骤降；
其中所述误差放大器基于所述注入信号发生器的所述输出并基于所述降压转换器功率级的所述输出电压来接收反馈电压；
其中所述纹波电压电路包括注入电阻器、注入电容器和偏置电阻器；
其中所述注入电容器包括第一端子和第二端子，所述第一端子耦接到所述注入信号发生器的输出端，所述第二端子耦接到所述注入电阻器；
其中所述注入电阻器包括第一端子和第二端子，所述第一端子耦接到所述注入电容器的所述第二端子，所述第二端子耦接到所述控制器的所述反馈端子；
其中所述偏置电阻器包括第一端子和第二端子，所述第一端子耦接到所述注入信号发生器的所述输出端，所述第二端子接地。
8.根据权利要求7所述的设备，其中所述纹波电压电路还包括电阻分压器和前馈电容器，所述电阻分压器具有第一电阻器和第二电阻器，所述前馈电容器与所述电阻分压器的所述第一电阻器并联耦接；
其中所述控制器的所述反馈端子耦接在所述电阻分压器的所述第一电阻器与所述第二电阻器之间；并且
其中所述降压转换器的输出端耦接到所述前馈电容器和所述电阻分压器的所述第一电阻器。
9.根据权利要求7所述的设备，其中所述注入信号发生器包括：
第一开关；
耦接到所述第一开关的第二开关；
固定信号发生器；和
偏置电流源；
其中所述第一开关和所述第二开关耦接到所述固定信号发生器，并且耦接到所述注入信号发生器的输出端；并且
其中所述偏置电流源耦接到所述第一开关和所述第二开关之间的节点，并且耦接到所述注入信号发生器的所述输出端。
10.根据权利要求9所述的设备，其中所述注入信号发生器还包括与门，所述与门包括输出端、第一输入端和第二输入端，所述输出端耦接到所述第二开关，所述第一输入端经由第一反相器耦接到所述固定信号发生器，所述第二输入端经由第二反相器耦接到锁存器。
11.根据权利要求10所述的设备，其中所述锁存器接收所述过零检测电路的输出。
12.根据权利要求9所述的设备，其中所述偏置电流源为恒定偏置电流源。
13.根据权利要求9所述的设备，其中所述第一开关和所述第二开关被配置为响应于所述过零检测电路检测到通过所述降压转换器功率级的所述电感器的电流等于零而断开。
14.一种用于为降压转换器控制器生成反馈纹波电压的注入信号发生器，所述注入信号发生器包括：
第一开关和第二开关、固定信号发生器以及偏置电流源；
其中所述第一开关耦接到所述第二开关；
其中所述第一开关和所述第二开关耦接到所述固定信号发生器，并且耦接到所述注入信号发生器的输出端；
其中所述偏置电流源耦接到所述第一开关和所述第二开关之间的节点，并且耦接到所述注入信号发生器的所述输出端，
其中所述注入信号发生器耦接到导通时间发生器和纹波电压电路，并且
其中所述纹波电压电路包括注入电阻器、注入电容器和偏置电阻器；
其中所述注入电阻器包括第一端子和第二端子，所述第一端子耦接到所述注入信号发生器的所述输出端，所述第二端子耦接到所述注入电容器；
其中所述偏置电阻器包括第一端子和第二端子，所述第一端子耦接到所述注入电阻器的所述第一端子，所述第二端子接地；并且
其中所述注入电容器包括第一端子和第二端子，所述第一端子耦接到所述注入电阻器的所述第二端子，所述第二端子耦接到所述控制器的所述反馈端子。
15.根据权利要求14所述的注入信号发生器，还包括与门，所述与门包括输出端、第一输入端和第二输入端，所述输出端耦接到所述第二开关，所述第一输入端经由第一反相器耦接到所述固定信号发生器，所述第二输入端经由第二反相器耦接到锁存器。
16.根据权利要求15所述的注入信号发生器，其中所述锁存器被配置为接收指示通过所述降压转换器的电感器的电流何时等于零的信号。
17.根据权利要求16所述的注入信号发生器，其中所述第一开关和所述第二开关被配置为响应于所述锁存器接收到指示通过所述转换器的所述电感器的所述电流等于零的信号而断开。
18.一种用于控制在以不连续导电模式（DCM）操作时的恒定导通时间降压转换器的负载瞬态响应的方法，所述方法包括：
使用PWM比较器基于反馈电压来生成导通时间请求；
输出导通时间信号，所述导通时间信号基于所述PWM比较器导通时间请求来控制所述降压转换器的导通时间；
基于所述导通时间信号来驱动所述降压转换器；
使用注入信号发生器和外部部件来产生反馈电压纹波；
检测通过所述降压转换器的电感器的电流何时等于零；
基于检测到通过所述降压转换器的所述电感器的所述电流等于零，输出偏置电流以获得目标电压，所述目标电压在负载瞬态期间限制所述降压转换器的输出电压骤降。
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