CN113708625B - 降压转换器、电子装置和音频播放装置 - Google Patents
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 72
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 24
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 17
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 11
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 10
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 13
- 101000806846 Homo sapiens DNA-(apurinic or apyrimidinic site) endonuclease Proteins 0.000 description 9
- 101000835083 Homo sapiens Tissue factor pathway inhibitor 2 Proteins 0.000 description 9
- 102100026134 Tissue factor pathway inhibitor 2 Human genes 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 8
- 101100219315 Arabidopsis thaliana CYP83A1 gene Proteins 0.000 description 7
- 101100269674 Mus musculus Alyref2 gene Proteins 0.000 description 7
- 101100140580 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) REF2 gene Proteins 0.000 description 7
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 4
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 4
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 2
- WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N Lithium Chemical compound [Li] WHXSMMKQMYFTQS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000036772 blood pressure Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 210000005069 ears Anatomy 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 229910052744 lithium Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
本公开提供了降压转换器、电子装置以及音频播放装置。降压转换器包括：降压电路，包括串联连接在输入电压和第一参考电压之间的第一开关和第二开关，被配置为通过交替导通第一和第二开关而将输入电压降压为输出电压；电流检测电路，耦合至降压电路，被配置为检测流经降压电路的电流并且生成表示电流的电流检测信号和零交叉信号；以及控制电路，耦合至降压电路和电流检测器，被配置为基于电流检测信号、零交叉信号和输出电压，确定第一时间段，在第一时间段的至少一部分期间第一和第二开关被控制为同时关断；以及响应于第一时间段达到时间阈值，使第二开关导通。通过响应于第一时间段达到时间阈值而使第二开关导通，可以有效地防止或减少音频噪声。
Description
技术领域
本公开涉及电子电路，更具体而言，涉及降压转换器以及包括降压转换器的电子装置和音频播放装置。
背景技术
降压转换器被广泛应用于各种电子设备中，尤其是在音频播放领域中。降压转换器将电源的输入电压转换为适合音频放大器工作的输出电压，以使作为负载的音频放大器正常工作。音频放大器由降压转换器的输出电压供电，以将所接收的音频信号进行发大，并且将经放大的信号提供给移动设备中的扬声器来播放音频信号。当音频放大器所需的电流较小时，即轻负载时，降压转换器的工作频率将会降低，甚至可能降低到人耳可听的音频范围(例如，通常在20Hz～20kHz的范围)内，从而产生不期望的音频噪声。
发明内容
为了防止或减少音频噪声，本公开提供了一种降压转换器、电子装置以及音频播放装置。
在本公开的一方面，提供一种降压转换器。该降压转换器包括降压电路、电流检测器和控制电路。降压电路包括串联连接在输入电压和第一参考电压之间的第一开关和第二开关，并且被配置为通过交替导通第一开关和第二开关而将输入电压降压为输出电压。电流检测电路耦合至降压电路，并且被配置为检测流经降压电路的电流并且生成表示电流的电流检测信号和零交叉信号。控制电路耦合至降压电路和电流检测器，并且被配置为基于电流检测信号、零交叉信号和输出电压，确定第一时间段，在第一时间段的至少一部分期间第一和第二开关被控制为同时关断；以及响应于第一时间段达到时间阈值，使第二开关导通。
在本公开的第二方面，提供一种电子装置。该电子装置包括供电装置以及根据第一方面的降压转换器，该降压转换器由供电装置供电。
在本公开的第三方面，提供一种音频播放装置。该音频播放装置包括：供电装置，被配置为提供输入电压；根据第一方面的降压转换器，该降压转换器耦合到供电装置，并且被配置为将由供电装置提供的输入电压降压为输出电压；音频放大器，耦合至降压转换器并且由输出电压供电，并且被配置为将音频信号放大；以及扬声器，耦合至音频放大器，并且被配置为播放经放大的音频信号。
提供本发明内容是为了以简化的形式介绍将在以下具体实施方式中进一步描述的一些概念。本发明内容不旨在标识所要求保护的主题的关键特征或基本特征，也不旨在用于限制所要求保护的主题的范围。
附图说明
通过参考附图阅读下文的详细描述，本公开的上述以及其他目的、结构和特征将更加清楚。在附图中，以示例性而非限制性的方式示出了本公开的若干实施例，其中：
图1示出了常规降压转换器的示意波形时序图；
图2示出了根据本公开的实施例的降压转换器的可以实施在其中的环境示意图；
图3示出了根据本公开的一个实施例的降压转换器的示意框图；
图4示出了根据本公开的一个实施例的降压电路和电流检测电路的示意电路图；
图5示出了根据本公开的另一实施例的降压电路和电流检测电路的示意电路图；
图6示出了根据本公开的第一实施例的控制电路的示意电路图；
图7示出了根据本公开的第一实施例的降压转换器的示意波形时序图；以及
图8示出了根据本公开的第二实施例的控制电路的示意电路图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的实施例。虽然附图中显示了本公开的某些实施例，然而应当理解的是，本公开可以通过各种形式来实现，而且不应该被解释为限于这里阐述的实施例，相反提供这些实施例是为了更加透彻和完整地理解本公开。应当理解的是，本公开的附图及实施例仅用于示例性作用，并非用于限制本公开的保护范围。在一些或所有情形中可以明显的是，可以不采用以下所述具体设计细节而实施以下所述的任何实施例。在其他一些情形中，以框图形式示出广泛已知的结构和装置以使得容易描述一个或多个实施例。
在本公开的实施例的描述中，表述“包括”及其类似用语应当理解为开放性包含，即“包括但不限于”。表述“基于”应当理解为“至少部分地基于”。表述“一个实施例”或“该实施例”应当理解为“至少一个实施例”。表述“第一”、“第二”等等可以指代不同的或相同的对象。下文还可能包括其他明确的和隐含的定义。
如上文所述，当负载所需的电流较小时，即轻负载时，降压转换器的工作频率将会降低。具体而言，在轻负载时，降压转换器以非连续导通模式(DCM)工作来达到稳定输出电压的目的。例如，降压转换器可以采用脉冲跳周期调制(PSM)模式。在采用PSM模式的降压转换器中，降压转换器可以响应于控制信号而进入脉冲跳过模式，通过跳过一个或多个开关操作来稳定输出电压，这将降压转换器的工作频率降低。当通过负载的电流非常小时，降压转换器的工作频率将非常低，甚至可能降低到人耳可听的音频范围内，从而产生不期望的音频噪声。
例如，图1示出了常规降压转换器的示意波形时序图。在常规降压转换器中，控制系统内部的时钟信号CLK具有较高的频率。在降压转换器进入脉冲跳过模式之前，降压转换器响应于时钟信号CLK而进行开关操作，降压转换器的工作频率等于时钟信号CLK的频率。当通过负载的电流较小时，降压转换器将基于控制系统内部的控制信号进入脉冲跳过模式。在脉冲跳过模式期间，降压转换器停止响应于时钟信号CLK而进行的开关操作，直至基于控制信号而退出脉冲跳过模式。这将导致降压转换器的工作周期T变大。例如，当降压转换器的工作周期T达到50μs时，降压转换器的工作频率将进入人耳可听的音频范围，从而可能产生音频噪声。
在本公开的实施例中，提供了一种改进的降压转换器，该降压转换器能够通过使第一开关和第二开关同时关断的时间段不超过时间阈值，使降压转换器的工作频率高于人耳可听的音频范围，从而有效地防止或减少音频噪声。在一个实施例中，可以将时间阈值设置为低于50μs，例如，优选地30μs。
图2示出了根据本公开的一个实施例的降压转换器10的可以实施在其中的环境示意图。电子装置1包括供电装置2以及降压转换器10。音频播放装置1包括供电装置2、降压转换器10、开关4、音频放大器6和扬声器8等。降压转换器10可以由供电装置2供电。供电装置2例如可以是连接到市电的变压器，并且输出基本上恒定的直流供电电压VIN。供电装置2还可以例如是锂电池，并输出基本上恒定的供电电压VIN。供电电压VIN经过降压转换器10被降压为直流输出电压VOUT。当开关4导通时，输出电压VOUT被提供给音频放大器6。音频放大器6在被输出电压VOUT供电时对音频信号进行放大。该音频信号例如可以来自数模转换器(DAC)。音频放大器2将经放大的音频信号提供给扬声器8以用于播放音频。扬声器8例如可以是喇叭，其具有呈阻性的阻抗特性。
当音频放大器6所需的电流较小时，可能由于降压转换器10的工作频率降低，而导致产生不期望的音频噪声。例如，如上面图1所示地，希望使降压转换器10的工作周期T低于时间阈值，以使降压转换器10的工作频率高于人耳可听的音频范围。
图3示出了根据一个实施例的降压转换器10的示意框图。降压转换器10包括降压电路12、电流检测电路14、控制电路16和基准电压生成电路18。
在一个实施例中，降压电路12被配置为将来自供电装置2的输入电压VIN降压为被提供给音频放大器6的输出电压VOUT。电流检测电路14耦合至降压电路12，并且被配置为检测流经降压电路12的电流并且生成表示电流的电流检测信号(例如，图4-图5所示的采样电压VS)和零交叉信号。
控制电路16耦合至电流检测电路14和降压电路12，并且被配置为基于采样电压VS以及与输出电压VOUT成比例的反馈电压VFB来控制降压电路12的降压。基准电压生成电路18耦合至控制电路16，并且被配置为提供控制电路16所需的基准电压。
图4示出了根据本公开的一个实施例的降压电路12和电流检测电路14的示意电路图。在图4的实施例中，降压电路12包括第一开关Q1、第二开关Q2、电感器L和电容器C1。在一个实施例中，第一开关Q1可以是场效应晶体管。备选地，第一开关Q1可以是双极晶体管。在一些实施例中，第一开关Q1还可以包括与双极性晶体管或场效应晶体管并联连接的二极管。在一个实施例中，第二开关Q2可以是场效应晶体管。备选地，第二开关Q2可以是二极管、双极性晶体管或场效应晶体管或由以上一者或多者组合形成的开关。电感器L被耦合在第一开关Q1和第二开关Q2之间的中间点与输出电压VOUT之间。电容器C1被耦合在输出电压VOUT与接地GND之间。电感器L和电容器C1组成滤波电路，并且连接到降压电路12的输出端，以向音频放大器6提供输出电压VOUT。第一开关Q1和第二开关Q2在一个周期内响应于来自控制电路16的控制信号SW1和SW2而交替导通以实现降压。
电流检测电路14包括电流检测器22、电流检测信号生成电路24和零交叉检测器26。电流检测器22可以耦合至电感器L，并且被配置为检测流经电感器L的电流。零交叉检测器26可以耦合至电流检测器22和控制电路16，并且被配置为生成零交叉信号ZC，零交叉信号ZC指示流经电感器L的电流的过零点。电流检测信号生成电路24可以耦合至电流检测器22和控制电路16，并且被配置为生成表示流经电感器L的电流的电流检测信号，例如采样电压VS。可以理解，该采样电压VS可以与流经降压电路12的电流成比例，并且在该电流达到峰值电流时达到采样电压的峰值。虽然在此以采样电压VS的形式示出电流检测，但是这仅是示意而非对本公开的范围进行限制。也可以使用比例电流的方式，例如对流经降压电路12的电流按比例采样一部分来检测。
图5示出了根据本公开的另一实施例的降压电路12和电流检测电路14’的示意电路图。图5的降压电路12与图4的降压电路12相同，并且图5的电流检测电路14’与图4的电流检测电路14相似，不同之处在于：图4的电流检测电路14耦合到电感器L以检测流过电感器L的电流，而图5的电流检测电路14’包括分别耦合到第一开关Q1和第二开关Q2的电流检测信号生成电路24’和零交叉检测器26’。电流检测信号生成电路24’耦合至第一开关Q1和控制电路16，并且被配置为检测流经第一开关Q1的电流并且生成表示流经第一开关Q1的电流的电流检测信号，例如，采样电压VS。零交叉检测器26’耦合至第二开关Q2和控制电路16，并且被配置为生成零交叉信号ZC，零交叉信号ZC指示流经第二开关Q2的电流的过零点。
具体而言，当第一开关Q1导通时，输入电压VIN向电感器L和电容器C1充电，并向音频放大器6供电。在此期间，第二开关Q2关断，流经电感器L的电流等于流经第一开关Q1的电流，并且随着时间的推移而逐渐增大。电流检测电路14向控制电路16提供与该电流成比例的采样电压VS。控制电路16基于采样电压VS以及与输出电压VOUT成比例的反馈电压VFB而使第一开关Q1关断并且使第二开关Q2导通。当第二开关Q2导通时，流经电感器L的电流等于流经第二开关Q2的电流，电感器L和电容器C1向音频放大器6供电，流经电感器L的电流逐渐降低。
当通过音频放大器6的电流ILOAD较大时，即重负载时，降压转换器10以连续导通模式(CCM)工作。具体而言，第一开关Q1的导通时间为D*T，D表示占空比，T表示周期时间。在一个开关周期内，第一开关Q1与第二开关Q2导通逻辑为互补关系，因此第二开关Q1导通时间为(1-D)*T。在降压操作达到稳态的情形下，当第一开关Q1导通时，通过电感器L的电流线性增大，电感器L两端压降为VIN-VOUT；当第二开关Q2导通时，通过电感器L的电流线性减小，电感器L两端压降为-VOUT。电感器L两端达到伏秒平衡，在此情形下，输入电压VIN和输出电压VOUT具有如下关系：
(VIN-VOUT)*D＝VOUT*(1-D) (1)
其中D表示第一开关Q1的占空比。
等式(1)可以被改写为下式(2)
VOUT＝D*VIN (2)
在连续导通模式下，开关Q1和Q2的开关频率由控制系统16内部的时钟信号的频率决定。通过电感器L的电流的峰值电流为ILPEAK，第一开关Q1的导通时间D*T与峰值电流ILPEAK成正比。在时钟信号的频率固定的情况下，当通过音频放大器6的电流ILOAD减小时，第一开关Q1的占空比D降低，导致峰值电流ILPEAK减小。
由于通过电感器L的电流的峰值电流为ILPEAK存在最小值，因此当通过音频放大器6的电流ILOAD降低到一定值以下时，峰值电流ILPEAK保持不变，导致输出电压VOUT偏离预设输出电压VREF0。此时，采用PSM模式的降压转换器10可以进入脉冲跳过模式。具体而言，控制电路16可以基于与输出电压VOUT成比例的反馈电压VFB与基准电压VREF1之间的差来确定是否需要跳过几个时钟周期(即，使开关Q1和Q2均保持关断)，以稳定输出电压VOUT。具体而言，在第一时段期间，第一开关Q1导通，第二开关Q2关断，持续时间为D1*T，其中T表示周期时间；在第二时段期间，第一开关Q1关断，第二开关Q2导通，持续时间为D2*T；在第三时段期间，降压转换器10进入脉冲跳过模式，第一开关Q1和第二开关Q2均关断，电感器L两端压降为零，电容器C1向音频放大器6供电，脉冲跳过模式的持续时间为(1-D1-D2)*T。
在常规降压转换器中，由于在脉冲跳过模式期间第一开关Q1和第二开关Q2均保持关断，因此导致在轻负载时，降压转换器的工作频率降低。当通过负载的电流非常小时，降压转换器的工作频率将非常低，甚至可能降低到人耳可听的音频范围(20Hz-20kHz)内，从而产生不期望的音频噪声。对于音频播放装置而言，这是尤其不期望的。
通过以下结合图6-图8所述的本公开的实施例，提供一种可以有效地防止或减少音频噪声的方案。图6示出了根据本公开的第一实施例的控制电路16的示意电路图。控制电路16包括模式控制电路31和开关信号发生器32，并且被配置为基于采样电压VS、零交叉信号ZC和输出电压VOUT，使第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段不超过第一时间阈值。第一时间阈值可以被设置为低于50μs或30μs。
模式控制电路31被耦合至降压电路12和电流检测电路14，并且被配置为基于采样电压VS、零交叉信号ZC和输出电压VOUT来生成时钟信号CLK、脉冲宽度调制信号SPWM、脉冲跳过信号SKIP、反馈低态信号FB_low和超时信号OOA。开关信号发生器32被耦合到降压电路12、电流检测器14和模式控制电路31，并且被配置为基于时钟信号CLK、脉冲宽度调制信号SPWM、脉冲跳过信号SKIP、反馈低态信号FB_low、超时信号OOA和零交叉信号ZC来生成第一控制信号SW1和第二控制信号SW2，以分别控制第一开关Q1和第二开关Q2的导通和关断。
第一开关控制信号SW1用于控制第一开关Q1的导通和关断，第二开关控制信号SW2用于控制第二开关Q2的导通和关断。开关信号发生器32可以被配置为响应于脉冲跳过信号SKIP为高电平而使降压转换器10进入脉冲跳过模式。在一个实施例中，当脉冲跳过信号SKIP为低电平时，开关信号发生器32基于时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号SPWM来生成第一开关控制信号SW1和第二开关控制信号SW2；并且当脉冲跳过信号SKIP为高电平时，开关信号发生器32基于反馈低态信号FB_low、超时信号OOA、脉冲宽度调制信号SPWM和零交叉信号ZC来生成第一开关控制信号SW1和第二开关控制信号SW2。
模式控制电路31包括补偿电压生成电路36、振荡器电路33、脉冲宽度调制(PWM)信号发生器37、脉冲跳过信号发生器35、计时器34和反馈电压比较器38。
补偿电压生成电路36被耦合至降压电路12，并且被配置为基于与输出电压VOUT成比例的反馈电压VFB和第一基准电压VREF1之间的差来生成补偿电压VCOMP。例如可以通过分压网络来获得反馈电压VFB。在一个示例中，分压网络包括在输出电压VOUT和接地GND之间串联连接的第一电阻器R1和第二电阻器R2。反馈电压VFB例如是第二电阻器R2两端的电压降。通过设置第一电阻器R1和第二电阻器R2的电阻值，可以设置反馈电压VFB与输出电压VOUT之间的比例。第一基准电压VREF1与预设输出电压VREF0成比例，并且可以由基准电压生成电路18生成。
在一个实施例中，补偿电压生成电路36可以包括运算放大器。当通过音频放大器6的电流ILOAD较大时，降压转换器10以连续导通模式(CCM)工作，输出电压VOUT等于预设输出电压VREF0，通过音频放大器6的电流为ILOAD，反馈电压VFB等于第一基准电压VREF1，此时补偿电压VCOMP保持不变。当通过音频放大器6的电流ILOAD较低时，可能导致输出电压VOUT偏离预设输出电压VREF0。例如，当输出电压VOUT高于预设输出电压VREF0时，反馈电压VFB高于第一基准电压VREF1，补偿电压生成电路36对电容器C2放电，补偿电压VCOMP相应地降低。当输出电压VOUT低于预设输出电压VREF0时，反馈电压VFB低于第一基准电压VREF1，补偿电压生成电路36对电容器C2放电，补偿电压VCOMP相应地增大。电阻器R3和电容器C2可以提高补偿环路的稳定性，并提高抗噪声性能。可以理解，电阻器R3和电容器C2的存在导致输出电压VOUT的变化与补偿电压VCOMP的响应之间存在延迟。
振荡器电路33被配置为生成时钟信号CLK。在一个实施例中，开关信号发生器32可以响应于来自振荡器电路33的时钟信号CLK的上升沿而使第一开关Q1导通，并且使第二开关Q2关断。在一个实施例中，振荡器电路33还可以生成斜坡补偿信号Vramp。斜坡补偿信号Vramp是与时钟信号CLK具有相同频率和相位的三角波信号。斜坡补偿信号Vramp可以整个或部分地被添加到采样电压VS，以避免在高占空比时的次谐波振荡，并提高抗噪声性能。
PWM信号发生器37被耦合至电流检测信号生成电路24、补偿电压生成电路36和开关信号发生器32，并且可以被配置为基于来自电流检测信号生成电路24的电流检测信号(例如，采样电压VS)和来自补偿电压生成电路36的补偿电压VCOMP来生成脉冲宽度调制信号SPWM。在一个实施例中，PWM信号发生器37可以包括比较器。如图5所示，PWM信号发生器37的同相输入端为补偿电压VCOMP，并且反相输入端为采样电压VS与斜坡补偿信号Vramp之和。在其他实施例中，PWM信号发生器37的同相输入端可以是采样电压VS与斜坡补偿信号Vramp之和，并且反相输入端为补偿电压VCOMP。在时钟信号CLK的上升沿，斜坡补偿信号Vramp以一定斜率开始增大，并且第一开关Q1导通，使得采样电压VS逐渐增大。例如，当采样电压VS与斜坡补偿信号Vramp之和达到补偿电压VCOMP时，脉冲宽度调制信号SPWM变低。
在一个实施例中，开关信号发生器32可以基于来自PWM信号发生器37的脉冲宽度调制信号SPWM而使第一开关Q1关断，并且使第二开关Q2导通。例如，当PWM信号发生器37的同相输入端为补偿电压VCOMP，并且其反相输入端为采样电压VS与斜坡补偿信号Vramp之和时，开关信号发生器32被配置为响应于脉冲宽度调制信号SPWM的下降沿而使第一开关Q1关断，并且使第二开关Q2导通。
脉冲跳过信号发生器35被耦合至补偿电压生成电路36和开关信号发生器32，并且被配置为基于补偿电压VCOMP与第二基准电压VREF2的比较来生成脉冲跳过信号SKIP。在一个实施例中，脉冲跳过信号发生器35可以包括比较器，其两个输入端分别接收补偿电压VCOMP与第二基准电压VREF2，并且其输出端提供脉冲跳过信号SKIP。第二基准电压VREF2可以由基准电压生成电路18生成。在一个实施例中，脉冲跳过信号发生器35响应于补偿电压VCOMP低于第二基准电压VREF2而输出具有高电平的脉冲跳过信号SKIP。在一个实施例中，脉冲跳过信号发生器35响应于补偿电压VCOMP高于第二基准电压VREF2而输出具有低电平的脉冲跳过信号SKIP。
在一个实施例中，开关信号发生器32可以基于来自脉冲跳过信号发生器35的脉冲跳过信号SKIP而使降压转换器10进入脉冲跳过模式。在脉冲跳过模式期间，开关信号发生器32停止基于时钟信号CLK的上升沿而使第一开关Q1导通的操作。
在一个实施例中，当补偿电压VCOMP高于第二基准电压VREF2时，脉冲跳过信号发生器35生成具有低电平的脉冲跳过信号SKIP，使得开关信号发生器32基于脉冲宽度调制信号SPWM和时钟信号CLK来控制第一开关Q1和第二开关Q2的导通和关断。例如，如上所述，开关信号发生器32响应于来自振荡器电路33的时钟信号CLK的上升沿而使第一开关Q1导通，并且使第二开关Q2关断；并且响应于脉冲宽度调制信号SPWM的下降沿而使第一开关Q1关断，并且使第二开关Q2导通。
在一个实施例中，当补偿电压VCOMP低于第二基准电压VREF2时，脉冲跳过信号发生器35生成具有高电平的脉冲跳过信号SKIP，使得降压转换器10进入脉冲跳过模式。在第一开关Q1关断而第二开关Q2导通期间，通过电感器L的电流等于流过第二开关Q2的电流，并且逐渐减小。当流过第二开关Q2的电流降低为零时，图4的零交叉检测器26或图5的零交叉检测器26’生成零交叉信号ZC。开关信号发生器32响应于零交叉信号ZC而使第二开关Q2关断。由于脉冲跳过信号SKIP具有高电平，时钟信号CLK对开关的控制被阻断，因此第一开关Q1和第二开关Q2均保持关断。
计时器34被耦合至脉冲跳过信号发生器35和开关信号发生器32，并且被配置为基于脉冲跳过信号SKIP和高侧关断信号HS_off来生成超时信号OOA。当第一开关Q1导通时，高侧关断信号HS_off具有低电平；并且当第一开关Q1关断时，高侧关断信号HS_off具有高电平。在图6的实施例中，计时器34被配置为基于脉冲跳过信号SKIP和高侧关断信号HS_off来生成超时信号OOA。
在一个实施例中，计时器34可以被耦合到振荡器电路33，以利用振荡器电路33的时钟信号CLK进行计时，以复用振荡器33，从而减少控制电路16的部件的数目。
反馈电压比较器38耦合至降压电路12和开关信号发生器32，并且被配置为基于反馈电压VFB和第一基准电压VREF1来生成反馈低态信号FB_low。
在一个实施例中，计时器34响应于脉冲跳过信号SKIP的上升沿并且基于第一开关控制信号SW1为低电平而开始计时，并且响应于计时达到第一时间阈值而生成超时信号OOA；或者，当脉冲跳过信号SKIP为高电平时，计时器34响应于第一开关控制信号SW1的下降沿而开始计时，并且响应于计时达到第一时间阈值而生成超时信号OOA。
具体地，如果在第一开关Q1关断之后以通过电感器L和电容器C1向音频放大器6供电时，脉冲跳过信号发生器35生成脉冲跳过信号SKIP，则计时器34响应于脉冲跳过信号SKIP的上升沿而开始计时。可以理解，如果计时器34的计时开始时第二开关Q2仍处于导通状态，则当流过第二开关Q2的电流降为零时，开关信号发生器32响应于零交叉信号ZC而使第二开关Q2关断。计时器34响应于计时达到第一时间阈值而生成超时信号OOA。响应于接收到超时信号OOA并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平，开关信号发生器32使第二开关Q2导通。第二开关Q2的导通使得电容器C1向电感器L充电，并且通过第二开关Q2而向接地GND放电。此时流经电感器L的电流等于流经第二开关Q2的电流，电感器L两端的电压为-VOUT。在第二开关Q2导通后，输出电压VOUT将快速下降到预设输出电压VREF0。相应地，反馈电压VFB将快速下降到第一基准电压VREF1。反馈电压比较器38响应于反馈电压VFB低于第一基准电压VREF1而生成高电平的反馈低态信号FB_low。响应于接收到高电平的反馈低态信号FB_low，并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平，开关信号发生器32使第二开关Q2关断，并且使第一开关Q1导通。随后，输入电压VIN向电感器L和电容器C1充电，并向音频放大器6供电，电流检测信号(例如，采样电压VS)增大。PWM信号发生器37基于采样电压VS和补偿电压VCOMP来生成脉冲宽度调制信号SPWM，以使第一开关Q1关断，第二开关Q2导通。可以理解，由于输出电压VOUT的变化与补偿电压VCOMP的响应之间存在延迟，此时脉冲跳过信号SKIP仍然可能为高电平。
计时器34响应于第一开关控制信号SW1的下降沿并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平而开始计时，并且响应于该计时达到第一时间阈值而生成超时信号OOA。响应于接收到超时信号OOA并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平，开关信号发生器32使第二开关Q2导通，以使电容器C1向电感器L充电，并且通过第二开关Q2而向接地GND放电。控制电路16重复进行以上操作，直至脉冲跳过信号SKIP为低电平。
换句话说，计时器34在第一开关Q1关断期间响应于降压转换器进入脉冲跳过模式而开始计时，或者在脉冲跳过模式期间响应于第一开关Q1导通而开始计时，并且响应于计时达到第一时间阈值而生成超时信号OOA，以使得开关信号发生器32使第二开关Q2导通。
图7示出了根据本公开的第一实施例的降压转换器10的示意波形时序图。在图7中，第一开关Q1的栅极控制电压HS_GT和第二开关Q2的栅极控制电压LS_GT分别响应于第一开关控制信号SW1和第二开关控制信号SW2的上升沿而增大，以分别使第一开关Q1和第二开关Q2导通。
在t1时刻，脉冲跳过信号SKIP为低电平，第一开关控制信号SW1在时钟信号CLK的上升沿被切换到高电平。此时，第二开关Q2处于关断状态，第一开关Q1的栅极控制电压HS_GT增大以使第一开关Q1被导通。输入电压VIN向电感器L和电容器C1充电，并向音频放大器6供电。流经电感器L的电流IL等于流经第一开关Q1的电流。
在t2时刻，开关信号发生器32可以基于来自PWM信号发生器37的脉冲宽度调制信号SPWM而使第一开关Q1关断，并且使第二开关Q2导通。此时，电感器L和电容器C1向音频放大器6供电，流经电感器L的电流等于流经第二开关Q2的电流。
在t3时刻，开关信号发生器32可以基于来自脉冲跳过信号发生器35的脉冲跳过信号SKIP而使降压转换器10进入脉冲跳过模式。计时器34响应于脉冲跳过信号SKIP的上升沿而开始计时，如图7的计时信号Timer。
在t4时刻，流过第二开关Q2的电流降为零。此时，开关信号发生器响应于零交叉信号ZC而将第二开关控制信号SW2切换到高电平，第二开关Q2的栅极控制电压LS_GT降低以使第二开关Q2被关断。
可以理解，t3时刻(即，脉冲跳过信号SKIP的上升沿所在的时刻)可以晚于t4时刻(即，关断第二开关Q2的时刻)，但是早于时钟信号CLK的下一个时钟沿到来的时刻。此时，计时器34响应于脉冲跳过信号SKIP的上升沿而开始计时。
在t5时刻，计时器34响应于计时信号Timer达到第一时间阈值而生成超时信号OOA。响应于接收到超时信号OOA并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平，开关信号发生器32使第二开关Q2导通，以使得电容器C1向电感器L充电，并且通过第二开关Q2而向接地GND放电。
在t6时刻，开关信号发生器32响应于接收到高电平的反馈低态信号FB_low，并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平，而使第二开关Q2关断，并且使第一开关Q1导通。在一个实施例中，开关信号发生器32可以响应于第一开关控制信号SW1的上升沿，而使超时信号OOA和计时信号Timer复位。可以理解，超时信号OOA和计时信号Timer还可以在其他时刻复位，只要在计时器34开始计时之前。
在t7时刻，开关信号发生器32基于来自PWM信号发生器37的脉冲宽度调制信号SPWM而使第一开关Q1关断，并且使第二开关Q2导通。计时器34响应于第一开关控制信号SW1的下降沿并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平而开始计时。
在t8时刻，开关信号发生器32响应于零交叉信号ZC而使Q2关断。
控制电路16重复进行t4时刻至t8时刻的操作，直至脉冲跳过信号SKIP为低电平。
可以看出，第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段为t4时刻至t5时刻以及t7时刻至t9时刻。降压转换器的工作周期为t5时刻至t9时刻。控制电路16可以响应于t3时刻至t5时刻之间的时间段或者t7时刻至t9时刻之间的时间段达到第一时间阈值而将第二开关Q2导通，从而使得第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段不超过第一时间阈值。第一时间阈值可以被设置为低于50μs，例如，优选地30μs。可以理解，第一开关Q1和第二开关Q2导通的时间非常短，例如t5时刻至t8时刻通常不超过约1μs或2μs。在将第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段限制为不超过例如30μs的第一时间阈值的情况下，降压转换器的工作频率将低于人耳可听的音频范围。
可以理解，t3时刻(即，脉冲跳过信号SKIP的上升沿所在的时刻)可以晚于t1时刻但是早于t2(即，关断第一开关Q1的时刻)时刻。此时，计时器34响应于第一开关控制信号SW1的下降沿并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平而开始计时，即在t2时刻开始计时。
通过本公开的第一实施例，控制电路16可以响应于计时信号Timer达到第一时间阈值而使Q2导通，使得电容器C1向电感器L充电并且通过第二开关Q2而向接地GND放电。与常规的降压转换器相比，本公开的实施例可以以尽可能低的功耗来防止或者减少音频噪声。通过在脉冲跳过信号SKIP为高电平时响应于反馈低态信号FB_low而使第二开关Q2关断，并且使第一开关Q1导通，本公开的实施例可以使输出电压VOUT更稳定。
图8示出了根据本公开的第二实施例的控制电路的示意电路图。图7的控制电路16’与图6的控制电路16相似，不同之处在于：计时器34被配置为基于第一开关控制信号SW1和第二开关控制信号SW2生成超时信号OOA。计时器34响应于第二开关控制信号SW2的下降沿并且基于第一开关控制信号SW1为低电平，而开始计时，例如从图7中的t4、t8或t12时刻开始计时。计时器34响应于计时信号Timer达到第一时间阈值而生成超时信号OOA。
根据第二实施例，控制电路16可以响应于t4时刻至t5时刻之间的时间段或者t7时刻至t9时刻之间的时间段达到第二时间阈值而将第二开关Q2导通，从而使得第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段不超过第二时间阈值。第二时间阈值可以被设置为低于50μs，例如，优选地30μs。可以理解，第一开关Q1和第二开关Q2导通的时间非常短，例如t5时刻至t8时刻通常不超过约1μs或2μs。在将第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段限制为不超过例如30μs的第二时间阈值的情况下，降压转换器的工作频率将低于人耳可听的音频范围。
通过本公开的第二实施例，控制电路16可以以尽可能低的功耗来防止或者减少音频噪声。通过在脉冲跳过信号SKIP为高电平时响应于反馈低态信号FB_low而使第二开关Q2关断，并且使第一开关Q1导通，本公开的实施例可以使输出电压VOUT更稳定。
可以理解，计时器34还可以被配置为基于脉冲跳过信号SKIP、第一开关控制信号SW1和第二开关控制信号SW2中的一者或多者来生成超时信号OOA。
在一个备选实施例中，计时器34被配置为基于脉冲跳过信号SKIP和第一开关控制信号SW1而生成超时信号OOA。具体地，计时器34可以响应于脉冲跳过信号SKIP的上升沿(例如图7中的t3时刻)，或者响应于第一开关控制信号SW1的上升沿并且基于脉冲跳过信号SKIP为高电平(例如图7中的t6或t10时刻)而开始计时，并且响应于计时信号Timer达到第三时间阈值而生成超时信号OOA。
根据本公开的实施例，控制电路16可以响应于t3时刻至t5时刻之间的时间段或者t6时刻至t9时刻之间的时间段达到第三时间阈值而将第二开关Q2导通，从而使得第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段不超过第三时间阈值。第三时间阈值可以被设置为低于50μs，例如，优选地30μs。可以理解，第一开关Q1和第二开关Q2导通的时间非常短，例如t5时刻至t8时刻通常不超过约1μs或2μs。在将第一开关Q1和第二开关Q2同时关断的时间段限制为不超过例如30μs的第三时间阈值的情况下，降压转换器的工作频率将低于人耳可听的音频范围。
通过备选实施例，控制电路16可以以尽可能低的功耗来防止或者减少音频噪声。通过在脉冲跳过信号SKIP为高电平时响应于反馈低态信号FB_low而使第二开关Q2关断，并且使第一开关Q1导通，本公开的实施例可以使输出电压VOUT更稳定。
本公开的实施例的技术方案通过使第一开关和第二开关同时关断的时间段不超过时间阈值，可以使降压转换器的工作频率高于人耳可听的音频范围，从而有效地防止或减少音频噪声。
实施例可以使用以下条款来进一步描述：
条款1.一种降压转换器(10)，包括：
降压电路(12)，包括串联连接在输入电压(VIN)和第一参考电压之间的第一开关(Q1)和第二开关(Q2)，并且被配置为通过交替导通所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)而将所述输入电压(VIN)降压为输出电压(VOUT)；
电流检测电路(14)，耦合至所述降压电路(12)，并且被配置为检测流经所述降压电路(12)的电流并且生成表示所述电流的电流检测信号和零交叉信号(ZC)；以及
控制电路(16)，耦合至所述降压电路(12)和所述电流检测器(14)，并且被配置为：
基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)，确定第一时间段，在所述第一时间段的至少一部分期间所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)被控制为同时关断；以及
响应于所述第一时间段达到时间阈值，使所述第二开关(Q2)导通。
条款2.根据条款1所述的降压转换器(10)，其中所述控制电路(16)包括：
模式控制电路(31)，耦合至所述降压电路(12)和所述电流检测器(14)，并且被配置为基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)来生成超时信号(OOA)，所述超时信号(OOA)指示所述第一时间段达到所述时间阈值；以及
开关信号发生器(32)，耦合至所述模式控制电路(31)，并且被配置为响应于所述超时信号(OOA)而使所述第二开关(Q2)导通。
条款3.根据条款2所述的降压转换器(10)，其中：
所述模式控制电路(31)还被配置为基于所述电流检测信号和所述输出电压(VOUT)来生成脉冲宽度调制信号(SPWM)、脉冲跳过信号(SKIP)和反馈低态信号(FB_low)，所述反馈低态信号(FB_low)指示所述输出电压(VOUT)低于预设输出电压(VREF0)；并且
所述开关信号发生器(32)还被耦合至所述降压电路(12)和所述电流检测器(14)，并且被配置为：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时，基于时钟信号(CLK)和所述脉冲宽度调制信号(SPWM)来生成第一开关控制信号(SW1)和第二开关控制信号(SW2)，所述第一开关控制信号(SW1)用于控制所述第一开关的导通和关断，所述第二开关控制信号(SW2)用于控制所述第二开关(Q2)的导通和关断；以及
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，基于所述超时信号(OOA)、所述反馈低态信号(FB_low)、所述脉冲宽度调制信号(SPWM)和所述零交叉信号(ZC)来生成所述第一开关控制信号(SW1)和所述第二开关控制信号(SW2)。
条款4.根据条款3所述的降压转换器(10)，其中所述开关信号发生器(32)被进一步配置为：当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，响应于所述反馈低态信号(FB_low)而使所述第二开关(Q2)关断，并且使所述第一开关(Q1)导通。
条款5.根据条款3所述的降压转换器(10)，其中所述模式控制电路(31)包括计时器(34)，所述计时器(34)被配置为：
基于所述脉冲跳过信号(SKIP)、所述第一开关控制信号(SW1)和所述第二开关控制信号(SW2)中的一者或多者而开始计时，以确定所述第一时间段；以及
响应于所述第一时间段达到所述时间阈值，而生成所述超时信号(OOA)。
条款6.根据条款5所述的降压转换器(10)，其中所述计时器(34)还被配置为：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时：
响应于所述脉冲跳过信号(SKIP)的上升沿，开始第一计时；以及
响应于所述第一计时达到第一时间阈值，生成所述超时信号(OOA)，其中所述第一时间阈值为所述时间阈值；或者
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时：
响应于所述第一开关控制信号(SW1)的上升沿，开始第二计时；以及
响应于所述第二计时达到所述第一时间阈值，生成所述超时信号(OOA)。
条款7.根据条款5所述的降压转换器(10)，其中所述计时器(34)还被配置为：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时：
响应于所述脉冲跳过信号(SKIP)的上升沿并且基于所述第一开关控制信号(SW1)为低电平，而开始第三计时；以及
响应于所述第三计时达到第二时间阈值而生成所述超时信号(OOA)，其中所述第二时间阈值为所述时间阈值；或者
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时：
响应于所述第一开关控制信号(SW1)的下降沿而开始第四计时；以及
响应于所述第四计时达到所述第二时间阈值而生成所述超时信号(OOA)。
条款8.根据条款5所述的降压转换器(10)，其中所述计时器(34)还被配置为：
响应于所述第二开关控制信号(SW2)的下降沿并且基于所述第一开关控制信号(SW1)为低电平，而开始第五计时；以及
响应于所述第五计时达到第三时间阈值而生成所述超时信号(OOA)，其中所述第三时间阈值为所述时间阈值。
条款9.根据条款5所述的降压转换器(10)，其中所述计时器(34)还被配置为：响应于所述脉冲跳过信号(SKIP)的下降沿，停止计时并且被复位。
条款10.根据条款3所述的降压转换器(10)，其中所述开关信号发生器(32)被配置为：响应于所述第一开关控制信号(SW1)的上升沿，使所述超时信号(OOA)复位。
条款11.根据条款3所述的降压转换器(10)，其中所述模式控制电路(31)包括：
补偿电压生成电路(36)，耦合至所述降压电路(12)，并且被配置为基于所述输出电压(VOUT)和所述预设输出电压(VREF0)之间的差来生成补偿电压(VCOMP)；
脉冲宽度调制信号发生器(37)，耦合至所述电流检测器(14)、所述补偿电压生成电路(36)和所述开关信号发生器(32)，并且被配置为基于所述电流检测信号和所述补偿电压(VCOMP)来生成所述脉冲宽度调制信号(SPWM)；以及
脉冲跳过信号发生器(35)，耦合至所述补偿电压生成电路(36)和所述开关信号发生器(32)，并且被配置为基于所述输出电压(VOUT)来生成所述脉冲跳过信号(SKIP)。
条款12.根据条款11所述的降压转换器(10)，其中所述补偿电压生成电路(36)被配置为：
当所述输出电压(VOUT)低于所述预设输出电压(VREF0)时，对电容器(C2)充电以提高所述补偿电压(VCOMP)；以及
当所述输出电压(VOUT)高于所述预设输出电压(VREF0)时，对所述电容器(C2)放电以降低所述补偿电压(VCOMP)。
条款13.根据条款1所述的降压转换器(10)，其中所述开关信号发生器(32)被配置为：响应于所述零交叉信号(ZC)而使所述第二开关(Q2)关断。
条款14.根据条款1所述的降压转换器(10)，其中所述降压电路(12)还包括：
电感器(L)，被耦合在所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)之间的中间点与所述输出电压(VOUT)之间；以及
电容器(C1)，被耦合在所述输出电压(VOUT)与所述第一参考电压之间。
条款15.根据条款14所述的降压转换器(10)，其中所述电流检测电路(14)包括：
电流检测器(22)，耦合至所述电感器(L)，并且被配置为检测流经所述电感器(L)的电流；
电流检测信号生成电路(24)，耦合至所述电流检测器(22)和所述控制电路(16)，并且被配置为生成表示流经所述电感器(L)的电流的所述电流检测信号；以及
零交叉检测器(26)，耦合至所述电流检测器(22)和所述控制电路(16)，并且被配置为生成所述零交叉信号(ZC)，所述零交叉信号(ZC)指示流经所述电感器(L)的电流的过零点。
条款16.根据条款14所述的降压转换器(10)，其中所述电流检测电路(14)包括：
电流检测信号生成电路(24’)，耦合至所述第一开关(Q1)和所述控制电路(16)，并且被配置为检测流经所述第一开关(Q1)的电流并且生成表示流经所述第一开关(Q1)的电流的所述电流检测信号；以及
零交叉检测器(26’)，耦合至所述第二开关(Q2)和所述控制电路(16)，并且被配置为生成所述零交叉信号(ZC)，所述零交叉信号(ZC)指示流经所述第二开关(Q2)的所述电流的过零点。
条款17.一种电子装置，包括：
供电装置(2)；以及
根据条款1-16中任一项所述的降压转换器(10)，由所述供电装置(2)供电。
条款18.一种音频播放装置(1)，包括：
供电装置(2)，被配置为提供输入电压(VIN)；
根据条款1-16中任一项所述的降压转换器(10)，耦合到所述供电装置(2)，并且被配置为将由所述供电装置(2)提供的所述输入电压(VIN)降压为所述输出电压(VOUT)；
音频放大器(6)，耦合至所述降压转换器(10)并且由所述输出电压(VOUT)供电，并且被配置为将音频信号放大；以及
扬声器(8)，耦合至所述音频放大器(6)，并且被配置为播放经放大的音频信号。
此外，本公开提供了各种示例实施例，如所描述的以及如附图所示。然而，本公开不限于本文所描述和说明的实施例，而是可以延伸到其他实施例，如本领域技术人员已经知道或将会知道的。说明书中对“一个实施例”、“该实施例”、“这些实施例”或“一些实施例”的引用意指所描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施例中，并且这些短语在说明书中各个地方的出现不必全部指代相同的实施例。
最后，虽然已经以专用于结构特征和/或方法动作的语言描述了各个实施例，但是应当理解，在所附表示中限定的主题不一定限于所描述的具体特征或动作。相反，具体特征和动作被公开作为实现所要求保护的主题的示例形式。
Claims (12)
1.一种降压转换器(10)，包括：
降压电路(12)，包括串联连接在输入电压(VIN)和第一参考电压之间的第一开关(Q1)和第二开关(Q2)，并且被配置为通过交替导通所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)而将所述输入电压(VIN)降压为输出电压(VOUT)；
电流检测电路(14)，耦合至所述降压电路(12)，并且被配置为检测流经所述降压电路(12)的电流并且生成表示所述电流的电流检测信号和零交叉信号(ZC)；以及
控制电路(16)，被配置为：基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)，确定第一时间段，在所述第一时间段的至少一部分期间所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)被控制为同时关断；以及响应于所述第一时间段达到时间阈值，使所述第二开关(Q2)导通，其中所述控制电路(16)包括：
模式控制电路(31)，耦合至所述降压电路(12)和所述电流检测电路(14)，并且被配置为基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)来生成超时信号(OOA)，基于所述电流检测信号和所述输出电压(VOUT)来生成脉冲宽度调制信号(SPWM)，并且基于所述输出电压(VOUT)来生成脉冲跳过信号(SKIP)和反馈低态信号(FB_low)，所述超时信号(OOA)指示所述第一时间段达到所述时间阈值，所述反馈低态信号(FB_low)指示所述输出电压(VOUT)低于预设输出电压(VREF0)；以及
开关信号发生器(32)，耦合至所述模式控制电路(31)、所述降压电路(12)和所述电流检测电路(14)，并且被配置为：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时，基于时钟信号(CLK)和所述脉冲宽度调制信号(SPWM)来生成第一开关控制信号(SW1)和第二开关控制信号(SW2)，所述第一开关控制信号(SW1)用于控制所述第一开关的导通和关断，所述第二开关控制信号(SW2)用于控制所述第二开关(Q2)的导通和关断；以及
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，基于所述超时信号(OOA)、所述反馈低态信号(FB_low)、所述脉冲宽度调制信号(SPWM)和所述零交叉信号(ZC)来生成所述第一开关控制信号(SW1)和所述第二开关控制信号(SW2)，其中当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，响应于所述超时信号(OOA)而使所述第二开关(Q2)导通，并且响应于所述反馈低态信号(FB_low)而使所述第二开关(Q2)关断并且使所述第一开关(Q1)导通；其中，
所述模式控制电路(31)包括计时器(34)，所述计时器(34)配置成：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时：
响应于所述脉冲跳过信号(SKIP)的上升沿，开始第一计时；以及
响应于所述第一计时达到第一时间阈值，生成所述超时信号(OOA)，其中所述第一时间阈值为所述时间阈值；或者当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时：
响应于所述第一开关控制信号(SW1)的上升沿，开始第二计时；以及
响应于所述第二计时达到所述第一时间阈值，生成所述超时信号(OOA)。
2.一种降压转换器(10)，包括：
降压电路(12)，包括串联连接在输入电压(VIN)和第一参考电压之间的第一开关(Q1)和第二开关(Q2)，并且被配置为通过交替导通所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)而将所述输入电压(VIN)降压为输出电压(VOUT)；
电流检测电路(14)，耦合至所述降压电路(12)，并且被配置为检测流经所述降压电路(12)的电流并且生成表示所述电流的电流检测信号和零交叉信号(ZC)；以及
控制电路(16)，被配置为：基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)，确定第一时间段，在所述第一时间段的至少一部分期间所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)被控制为同时关断；以及响应于所述第一时间段达到时间阈值，使所述第二开关(Q2)导通，其中所述控制电路(16)包括：
模式控制电路(31)，耦合至所述降压电路(12)和所述电流检测电路(14)，并且被配置为基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)来生成超时信号(OOA)，基于所述电流检测信号和所述输出电压(VOUT)来生成脉冲宽度调制信号(SPWM)，并且基于所述输出电压(VOUT)来生成脉冲跳过信号(SKIP)和反馈低态信号(FB_low)，所述超时信号(OOA)指示所述第一时间段达到所述时间阈值，所述反馈低态信号(FB_low)指示所述输出电压(VOUT)低于预设输出电压(VREF0)；以及
开关信号发生器(32)，耦合至所述模式控制电路(31)、所述降压电路(12)和所述电流检测电路(14)，并且被配置为：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时，基于时钟信号(CLK)和所述脉冲宽度调制信号(SPWM)来生成第一开关控制信号(SW1)和第二开关控制信号(SW2)，所述第一开关控制信号(SW1)用于控制所述第一开关的导通和关断，所述第二开关控制信号(SW2)用于控制所述第二开关(Q2)的导通和关断；以及
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，基于所述超时信号(OOA)、所述反馈低态信号(FB_low)、所述脉冲宽度调制信号(SPWM)和所述零交叉信号(ZC)来生成所述第一开关控制信号(SW1)和所述第二开关控制信号(SW2)，其中当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，响应于所述超时信号(OOA)而使所述第二开关(Q2)导通，并且响应于所述反馈低态信号(FB_low)而使所述第二开关(Q2)关断并且使所述第一开关(Q1)导通；其中，
所述模式控制电路(31)包括计时器(34)，所述计时器(34)还被配置为：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时：
响应于所述脉冲跳过信号(SKIP)的上升沿并且基于所述第一开关控制信号(SW1)为低电平，而开始第三计时；以及
响应于所述第三计时达到第二时间阈值而生成所述超时信号(OOA)，其中所述第二时间阈值为所述时间阈值；或者当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时：
响应于所述第一开关控制信号(SW1)的下降沿而开始第四计时；以及
响应于所述第四计时达到所述第二时间阈值而生成所述超时信号(OOA)。
3.一种降压转换器(10)，包括：
降压电路(12)，包括串联连接在输入电压(VIN)和第一参考电压之间的第一开关(Q1)和第二开关(Q2)，并且被配置为通过交替导通所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)而将所述输入电压(VIN)降压为输出电压(VOUT)；
电流检测电路(14)，耦合至所述降压电路(12)，并且被配置为检测流经所述降压电路(12)的电流并且生成表示所述电流的电流检测信号和零交叉信号(ZC)；以及
控制电路(16)，被配置为：基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)，确定第一时间段，在所述第一时间段的至少一部分期间所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)被控制为同时关断；以及响应于所述第一时间段达到时间阈值，使所述第二开关(Q2)导通，其中所述控制电路(16)包括：
模式控制电路(31)，耦合至所述降压电路(12)和所述电流检测电路(14)，并且被配置为基于所述电流检测信号、所述零交叉信号(ZC)和所述输出电压(VOUT)来生成超时信号(OOA)，基于所述电流检测信号和所述输出电压(VOUT)来生成脉冲宽度调制信号(SPWM)，并且基于所述输出电压(VOUT)来生成脉冲跳过信号(SKIP)和反馈低态信号(FB_low)，所述超时信号(OOA)指示所述第一时间段达到所述时间阈值，所述反馈低态信号(FB_low)指示所述输出电压(VOUT)低于预设输出电压(VREF0)；以及
开关信号发生器(32)，耦合至所述模式控制电路(31)、所述降压电路(12)和所述电流检测电路(14)，并且被配置为：
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为低电平时，基于时钟信号(CLK)和所述脉冲宽度调制信号(SPWM)来生成第一开关控制信号(SW1)和第二开关控制信号(SW2)，所述第一开关控制信号(SW1)用于控制所述第一开关的导通和关断，所述第二开关控制信号(SW2)用于控制所述第二开关(Q2)的导通和关断；以及
当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，基于所述超时信号(OOA)、所述反馈低态信号(FB_low)、所述脉冲宽度调制信号(SPWM)和所述零交叉信号(ZC)来生成所述第一开关控制信号(SW1)和所述第二开关控制信号(SW2)，其中当所述脉冲跳过信号(SKIP)为高电平时，响应于所述超时信号(OOA)而使所述第二开关(Q2)导通，并且响应于所述反馈低态信号(FB_low)而使所述第二开关(Q2)关断并且使所述第一开关(Q1)导通；其中，
所述模式控制电路(31)包括计时器(34)，所述计时器(34)还被配置为：
响应于所述第二开关控制信号(SW2)的下降沿并且基于所述第一开关控制信号(SW1)为低电平，而开始第五计时；以及
响应于所述第五计时达到第三时间阈值而生成所述超时信号(OOA)，其中所述第三时间阈值为所述时间阈值。
4.根据权利要求1所述的降压转换器(10)，其中所述计时器(34)还被配置为：响应于所述脉冲跳过信号(SKIP)的下降沿，停止计时并且被复位。
5.根据权利要求1所述的降压转换器(10)，其中所述模式控制电路(31)包括：
补偿电压生成电路(36)，耦合至所述降压电路(12)，并且被配置为基于所述输出电压(VOUT)和所述预设输出电压(VREF0)之间的差来生成补偿电压(VCOMP)；
脉冲宽度调制信号发生器(37)，耦合至所述电流检测电路(14)、所述补偿电压生成电路(36)和所述开关信号发生器(32)，并且被配置为基于所述电流检测信号和所述补偿电压(VCOMP)来生成所述脉冲宽度调制信号(SPWM)；以及
脉冲跳过信号发生器(35)，耦合至所述补偿电压生成电路(36)和所述开关信号发生器(32)，并且被配置为基于所述输出电压(VOUT)来生成所述脉冲跳过信号(SKIP)。
6.根据权利要求5所述的降压转换器(10)，其中所述补偿电压生成电路(36)被配置为：
当所述输出电压(VOUT)低于所述预设输出电压(VREF0)时，对电容器(C2)充电以提高所述补偿电压(VCOMP)；以及
当所述输出电压(VOUT)高于所述预设输出电压(VREF0)时，对所述电容器(C2)放电以降低所述补偿电压(VCOMP)。
7.根据权利要求1所述的降压转换器(10)，其中所述开关信号发生器(32)被配置为：响应于所述零交叉信号(ZC)而使所述第二开关(Q2)关断。
8.根据权利要求1所述的降压转换器(10)，其中所述降压电路(12)还包括：
电感器(L)，被耦合在所述第一开关(Q1)和所述第二开关(Q2)之间的中间点与所述输出电压(VOUT)之间；以及
电容器(C1)，被耦合在所述输出电压(VOUT)与所述第一参考电压之间。
9.根据权利要求8所述的降压转换器(10)，其中所述电流检测电路(14)包括：
电流检测器(22)，耦合至所述电感器(L)，并且被配置为检测流经所述电感器(L)的电流；
电流检测信号生成电路(24)，耦合至所述电流检测器(22)和所述控制电路(16)，并且被配置为生成表示流经所述电感器(L)的电流的所述电流检测信号；以及
零交叉检测器(26)，耦合至所述电流检测器(22)和所述控制电路(16)，并且被配置为生成所述零交叉信号(ZC)，所述零交叉信号(ZC)指示流经所述电感器(L)的电流的过零点。
10.根据权利要求8所述的降压转换器(10)，其中所述电流检测电路(14)包括：
电流检测信号生成电路(24’)，耦合至所述第一开关(Q1)和所述控制电路(16)，并且被配置为检测流经所述第一开关(Q1)的电流并且生成表示流经所述第一开关(Q1)的电流的所述电流检测信号；以及
零交叉检测器(26’)，耦合至所述第二开关(Q2)和所述控制电路(16)，并且被配置为生成所述零交叉信号(ZC)，所述零交叉信号(ZC)指示流经所述第二开关(Q2)的所述电流的过零点。
11.一种电子装置，包括：
供电装置(2)；以及
根据权利要求1-10中任一项所述的降压转换器(10)，由所述供电装置(2)供电。
12.一种音频播放装置(1)，包括：
供电装置(2)，被配置为提供输入电压(VIN)；
根据权利要求1-10中任一项所述的降压转换器(10)，耦合到所述供电装置(2)，并且被配置为将由所述供电装置(2)提供的所述输入电压(VIN)降压为所述输出电压(VOUT)；
音频放大器(6)，耦合至所述降压转换器(10)并且由所述输出电压(VOUT)供电，并且被配置为将音频信号放大；以及
扬声器(8)，耦合至所述音频放大器(6)，并且被配置为播放经放大的音频信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111050257.4A CN113708625B (zh) | 2021-09-08 | 2021-09-08 | 降压转换器、电子装置和音频播放装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111050257.4A CN113708625B (zh) | 2021-09-08 | 2021-09-08 | 降压转换器、电子装置和音频播放装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113708625A CN113708625A (zh) | 2021-11-26 |
| CN113708625B true CN113708625B (zh) | 2023-09-08 |
Family
ID=78659224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202111050257.4A Active CN113708625B (zh) | 2021-09-08 | 2021-09-08 | 降压转换器、电子装置和音频播放装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN113708625B (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113991994B (zh) * | 2021-12-24 | 2022-04-26 | 芯洲科技（北京）有限公司 | 用于检测电流的装置和电子装置 |
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| CN103078496A (zh) * | 2012-12-12 | 2013-05-01 | 青岛联盟电子仪器有限公司 | 一种降压电路 |
| CN106712511A (zh) * | 2016-12-30 | 2017-05-24 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 超音频模式控制电路、开关变换器及其控制电路 |
| CN111224627A (zh) * | 2018-11-27 | 2020-06-02 | 意法半导体研发(深圳)有限公司 | 用于g类应用的具有嵌入式降压控制器的音频放大器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10965215B2 (en) * | 2019-08-15 | 2021-03-30 | Microchip Technology Incorporated | Constant on-time buck converter with calibrated ripple injection having improved light load transient response and reduced output capacitor size |
-
2021
- 2021-09-08 CN CN202111050257.4A patent/CN113708625B/zh active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN111224627A (zh) * | 2018-11-27 | 2020-06-02 | 意法半导体研发(深圳)有限公司 | 用于g类应用的具有嵌入式降压控制器的音频放大器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN113708625A (zh) | 2021-11-26 |
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