CN111049375A - 开关转换器的节电模式脉冲选通控制 - Google Patents

开关转换器的节电模式脉冲选通控制 Download PDF

Info

Publication number
CN111049375A
CN111049375A CN201910976357.6A CN201910976357A CN111049375A CN 111049375 A CN111049375 A CN 111049375A CN 201910976357 A CN201910976357 A CN 201910976357A CN 111049375 A CN111049375 A CN 111049375A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
comparator
output
coupled
node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201910976357.6A
Other languages
English (en)
Inventor
梁剑
W·赵
W·熊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Texas Instruments Inc
Original Assignee
Texas Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Texas Instruments Inc filed Critical Texas Instruments Inc
Publication of CN111049375A publication Critical patent/CN111049375A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/80—Optical aspects relating to the use of optical transmission for specific applications, not provided for in groups H04B10/03 - H04B10/70, e.g. optical power feeding or optical transmission through water
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开了开关转换器的节电模式脉冲选通控制。一种光通信系统(900)包括光源(912)和耦合到光源(912)的输出电容器(910)。系统(900)还包括耦合到输出电容器(910)的开关转换器电路(902)。开关转换器电路(902)被配置为基于活动模式和节电模式向输出电容器(910)提供输出电压。开关转换器电路(902)包括控制器(904)，该控制器(904)被配置为基于定时器以及输出电压与电压阈值的比较在节电模式下执行脉冲选通。

Description

开关转换器的节电模式脉冲选通控制
相关申请的交叉引用
本申请要求于2018年10月15日提交的美国临时申请号62/745,539的优先权，其通过引用合并于此。
背景技术
电源和功率转换器被用于各种电子系统中。电力通常作为交流(AC)信号在远距离上传输。对于每个企业或家庭地点，AC信号按需要进行分流和计量，并且通常被转换为直流(DC)，以与各个电子设备或组件一起使用。现代电子系统通常采用被设计为使用不同的DC电压进行操作的设备或组件。因此，对于这种系统，需要不同的DC-DC转换器或支持宽范围的输出电压的DC-DC转换器。
有许多不同的DC-DC转换器拓扑结构。可用的拓扑结构在使用的组件、处理的电量、(一个或更多个)输入电压、(一个或更多个)输出电压、效率、可靠性、尺寸和/或其它特性方面有所不同。一些开关转换器拓扑结构(称为降压转换器)提供相对于输入供应电压降低的输出电压，而其它开关转换器拓扑结构(称为升压转换器)提供高于输入供应电压的输出电压。正在努力提高开关转换器的效率和输出电压精度。
发明内容
根据本公开的至少一个示例，一种光通信系统包括光源和耦合到光源的输出电容器。该系统还包括耦合到输出电容器的开关转换器电路。开关转换器电路被配置为基于活动模式和节电模式向输出电容器提供输出电压。开关转换器电路包括控制器，该控制器被配置为基于定时器以及输出电压与电压阈值的比较在节电模式下执行脉冲选通(pulsegating)。
根据本公开的至少一个示例，开关转换器电路包括输出节点和耦合在输出节点和接地节点之间的转换器开关。开关转换器电路还包括具有第一输入节点、第二输入节点和输出节点的比较器。比较器的第一输入节点耦合到误差放大器输出电流源，并且比较器的第二输入节点耦合到阈值电流源。开关转换器电路还包括具有第一输入节点、第二输入节点和输出节点的与(AND)门。与门的第一输入节点耦合到比较器的输出节点，与门的第二输入节点耦合到定时器，与门的输出节点耦合到转换器开关的门驱动器。
根据本公开的至少一个示例，开关转换器设备包括输出节点以及耦合在输出节点和接地节点之间的转换器开关。该设备还包括用于转换器开关的控制器，其中该控制器被配置为基于定时器以及输出电压与电压阈值的比较在节电模式下执行脉冲选通。
根据本公开的至少一个示例，开关转换器控制器电路包括电流比较器和第一电流源，该第一电流源耦合到电流比较器的第一输入节点并且被配置为向电流比较器的第一输入节点提供误差放大器电流。开关转换器控制器电路还包括第二电流源，该第二电流源耦合到电流比较器的第一输入节点并且被配置为经由开关将迟滞电流(hysteresiscurrent)施加到电流比较器的第一输入节点。开关转换器控制器电路传感器，其耦合到电流比较器的第二输入节点，并配置成将针对开关转换器的感测输出电流提供到电流比较器的第二输入节点。开关转换器控制器电路还包括与门，该与门具有耦合到定时器电路的第一输入节点，其中与门被配置为控制何时将电流比较器的输出提供给驱动器电路。
附图说明
对于各种示例的详细描述，现在将参考附图，其中：
图1是示出根据一些示例的系统的示意图；
图2-图4是根据一些示例的示出与图1的开关转换器有关的波形的时序图；
图5是根据一些示例的示出一种开关转换器拓扑结构的示意图；
图6是根据一些示例的示出另一种开关转换器拓扑结构的示意图；
图7和图8是根据一些示例的示出其它系统的示意图；
图9是根据一些示例的系统的框图；
图10-图15是根据一些示例的示出与开关转换器有关的波形的时序图；
图16是根据一些示例的示出用于开关转换器的斜坡电流源的示意图；和
图17是根据一些示例的示出与图16的斜坡电流源有关的波形的时序图。
具体实施方式
本文公开了具有支持活动模式和节电模式的控制器的开关转换器拓扑结构。在一些示例中，节电模式涉及基于定时器以及开关转换器的输出电压与电压阈值的比较的脉冲选通控制技术。与其它节电模式相比，借助所公开的脉冲选通控制技术，可以提高输出电压精度和开关转换器效率。
在一些示例中，输出电压与电压阈值的比较涉及将输出电压转换成误差放大器输出电流。该误差放大器输出电流与迟滞电流组合。在一个示例中，通过第一比较器将组合电流(误差放大器输出电流和迟滞电流)与感测电流(例如，在开关转换器的输出节点处由感应电流传感器提供)进行比较。在该示例中，第一比较器的输出被提供给锁存器输入节点。同时，锁存器控制节点耦合到与门的输出节点。与门的第一输入节点耦合到定时器控制信号。与门的第二输入节点耦合到第二比较器的输出节点。第二比较器将误差放大器输出电流与参考电流进行比较。在一个示例中，参考电流与斜坡电流组合。当第二比较器的输出为高且定时器的输出为高时，则与门的输出为高。当与门的输出为高时，锁存器传递(pass)第一比较器的输出，以针对耦合在开关转换器的输出节点和接地节点之间的开关来控制门驱动器。
在另一个示例中，输出电压与电压阈值的比较包括将输出电压转换成误差放大器输出电流。该误差放大器输出电流与迟滞电流组合。在该另一个示例中，通过比较器将组合电流(误差放大器输出电流和迟滞电流)与参考电流进行比较。例如，参考电流包括感测电流(例如，在开关转换器的输出节点处由感应电流传感器提供)、参考电流和电流斜坡。而且，比较器的输出被提供给与门的第一输入节点。与门的第二输入节点耦合到定时器。当比较器的输出为高且定时器的输出为高时，则与门的输出为高。当与门的输出为高时，锁存器传递比较器的输出，以针对耦合在开关转换器的输出节点和接地节点之间的开关来控制门驱动器。
在一些示例中，所公开的开关转换器拓扑结构被用于光通信系统中。在这样的系统中，到开关转换器(例如，升压转换器)的示例输入供应电压(VIN)为3.3V，并且来自开关转换器的示例输出供应电压(VOUT)为20V至80V。在光通信情境中，来自开关转换器的VOUT将驱动光源(例如，雪崩光电二极管(APD))，其中该光源用于光通信。光源电流是开关转换器的负载(例如，APD电流通常为2μA至2mA)。在一些示例中，开关转换器拓扑结构还被配置为通过获得光源电流的采样、将采样转换为相应的电压信号并缓冲电压信号来测量光源电流。根据需要，外部系统可以使用模数转换器(ADC)读取输出电压。一些光源(例如APD)需要高电压，并且重要的是该电压应是低纹波和低噪声的(因此采样的APD电流要足够准确)。
在示例开关转换器设备中，光源电流(2μA至2mA)被镜像，并且一个或更多个比率选项被用来提供与光源电流成比例的电流。通过将电阻器从镜像输出连接到接地节点，流过光源的电流被转换为电阻器两端的电压。该设备还包括内置的采样/保持电路，并由外部采样时钟触发。在一些示例中，电流镜像信号(电阻器两端的电压)被传送并存储在保持电容器上。然后，保持电容器上的电压会传递到运算放大器的输出。外部ADC可以感测运算放大器输出的电压，以测量光源的电流信号。为了提供更好的理解，以下使用附图描述了各种开关转换器选项和相关的节电模式选项。
图1是示出根据一些示例的系统100的示意图。图1的系统100包括耦合到负载106的开关转换器(例如，具有电感器(L)、开关(M1)、二极管104、输出电容器(Cout)和用于M1的控制电路101)。如图所示，系统100包括耦合到L的第一端的供应电压(Vin)源102。L的第二端经由二极管104耦合到输出节点105。更具体地，二极管104的阳极耦合到L的第二端，二极管104的阴极耦合到升压转换器的输出节点105。如图所示，在输出节点105处使用输出电容器(Cout)。更具体地，Cout的顶板耦合到输出节点105，并且Cout的底板耦合到接地节点107。此外，电阻性负载106也耦合在输出节点105和接地节点107之间。此外，输出节点105耦合到控制电路101，其中控制电路101生成用于M1的驱动信号。如图所示，M1的控制端子耦合到控制电路101，M1的第一电流端子耦合到L的第二端，并且M1的第二电流端子耦合到接地节点107。控制电路101确定M1何时导通和关断以控制输出节点105处的Vout(例如，即使负载106的值可变，也使Vout保持在阈值以上)。
在图1的示例中，控制电路101包括耦合到输出节点105的分压器，其中该分压器包括两个电阻器Rfb1和Rfb2。在Rfb1和Rfb2之间的节点109处的电压是反馈电压(VFB)。如图所示，VFB与参考电压(VREF)一起被提供给运算放大器108。来自运算放大器108的输出是误差放大器电压(VEA)，其用于生成误差放大器电流。更具体地，电流源114基于来自节点112的输入电压、基于VEA以及基于R2和C2的值来生成误差放大器电流。如图所示，R2和C2串联耦合在运算放大器108的输出和接地节点之间。而且，接地节点耦合到电流源114的负端子。此外，基于VEA与脉冲频率调制(PFM)钳位(clamp)信号(Vin的内部参考信号功率)的比较，可使用比较器110调节VEA以驱动晶体管(M2)。如图所示，M2的第一电流端子耦合到输入供应电压(Vin)节点111，并且M2的第二电流端子耦合到电流源114。运算放大器108、R2、C2和电流源114操作为跨导级(stage)，其中R2和C2对应于积分级或跨导级的补偿网络。
电流源114的输出是提供给电流比较器116的误差放大器电流(IEA)或经调整的误差放大器电流(IC)。电流比较器116还从环形传感器115接收电流感测信号(ISNS)，该环形传感器115电感耦合到(在L的第二端和二极管104的阳极之间的)节点117。电流比较器116的输出耦合到或(OR)门120的输入节点。或门120的另一个输入节点接收电压比较器(节电模式比较器)118的输出，该电压比较器118被配置成比较VFB与VREF的缩放版本(例如，1.01*VREF以识别何时Vout比目标高1％)。或门120的输出被提供给RS锁存器122的R节点。RS锁存器122的S节点接收来自定时器123的控制信号。在一些示例中，定时器123包括电流源124和比较器126。更具体地，比较器126被配置为将接地电压与节点128处的电压值进行比较，其中节点128处的电压值是Vin、C1、Vout、R1和开关(S1)的函数。
当RS锁存器122的输出为高时，S1导通，并且节点128处的电压被上拉至Vin，导致定时器123的输出为低。当RS锁存器122的输出为低时，S1关断并且节点128处的电压被放电，其中放电电流为Vout/R1。而且，节点128处的电容为C1，因此将节点128至接地进行放电的时间量为(Vin/Vout)*R1*C1。一旦节点128至接地被放电，比较器126的输出就为高，导致RS锁存器122的R节点处的值被传递到Q节点。因此，如果当比较器126的输出为高时或门120的输出为高，则RS锁存器122输出高值，这使得门驱动器130导通M1。当M1的电流斜升时，由传感器115提供的感测电流也斜升。一旦ISNS高于电流源114的输出(IEA)，电流比较器116输出高信号，从而导致RS锁存器122的R节点为高，RS锁存器122的输出为低，并且M1被关断。
图2-图4是根据一些示例的示出与图1的系统100的开关转换器有关的波形的时序图200、300和400。更具体地，时序图200、300和400示出了与图1的系统100的开关转换器的节电模式操作有关的波形。在图2的时序图200中，表示了各种波形，包括Vout波形202、电感器电流(IL)波形204和负载波形206。如图所示，当由负载波形206表示的负载开始从时间216处的最大值下降到时间218处的最小值，由IL波形204表示的IL由于切换/开关操作(例如，M1控制)而斜升和斜降，直到由Vout到达峰值电压210(如在Vout波形210中所示)为止。一旦到达峰值电压210(例如，比目标Vout高1％)，由于开关操作(例如，M1控制)，IL变为零，并且由于仍然有一些负载，Vout下降。一旦Vout到达另一个阈值212(例如，比目标Vout高0.5％)，由于开关操作(例如，M1控制)，IL再次斜升和斜降，这导致Vout再次到达峰值电压210。重复该过程，其中IL保持为零的时间量是负载的函数。
时序图200表示一种用于开关转换器(例如，升压转换器)的PFM解决方案，其中最小峰值电流限制214通过钳位误差放大器输出的底值而被设置为某个值。当负载电流对于最小峰值电流而过低时，Vout增加。对于高于目标Vout值的1％的电压，开关转换器停止切换(例如M1保持关断)。当Vout降到高于目标Vout的0.5％以下时，开关转换器将再次导通(例如，M1导通和关断)。
在图3的时序图300中，表示各种波形，包括输出电压AC纹波(VS_AC)波形302和输出电流(IOUT)波形304。如图所示，VS_AC波形302的转变与IOUT波形304的转变对准。更具体地，当VS_AC波形302的VS_AC从高到低转变时，IOUT波形304的IOUT从低到高转变。另外，当VS_AC波形302的VS_AC从低到高转变时，IOUT波形304的IOUT从高到低转变。如图所示，VS_AC波形302包括对应于脉冲宽度调制(PWM)操作的间隔306和对应于PFM操作的间隔308。在时序图300中，假设各种参数，包括Cout＝40μF、L＝3.3μF、Vin＝3.3V和VS＝12V/50mA(即，Vs＝12V，输出电流为50mA)。
在图4的时序图400中，表示各种波形，包括开关节点电压(VSW)波形402、VS_AC波形404和输出电流(IL)波形406。如图所示，VSW波形402的值和IL波形406的值在VS_AC波形404的上升斜率期间是不稳定的。在VS_AC波形404的下降斜率期间，VSW波形402的值和IL波形406的值是稳定的。在时序图400中，假设各种参数，包括Vin＝3.3V和VS＝12V/50mA。
如时序图200、300和400所表示的，在节电模式操作期间的图1的系统100的开关转换器的性能具有一些不期望的特征。更具体地，如间隔306和308所指示的，PFM和PWM操作的输出直流(DC)精度不稳定(表示相差0.5％)。而且，在节电模式操作期间的输出交流(AC)纹波要比在活动模式操作中的高得多(例如，输出AC纹波至少为0.5％*Vout，如Vout波形202中所表示的。使用较大的Cout值来努力减少输出AC纹波是无效的。如果目标Vout为5V，则1％的纹波增加50mV的误差，而0.5％的纹波增加25mV的误差，这在大多数应用中是可以接受的。然而，目标Vout为50V，那么1％的纹波增加500mV的误差，而0.5％的纹波增加250mV的误差，这在许多应用中是不可接受的。
图5是根据一些示例的示出开关转换器拓扑结构500的示意图。开关转换器拓扑结构500包括为图1的系统100中的开关转换器引入的许多组件，包括供应电压源102、L、二极管104、Rfb1、Rfb2、M1、传感器115、输出节点105、运算放大器108、电流比较器116、电压比较器118、或门120和RS锁存器122。在开关转换器拓扑结构500中，包括定时器(TOFF)506来代替图1中的定时器123(例如，定时器123是定时器506的示例)。以及，图5中所表示的积分器级502(例如，图1中的R2和C2)和V/I级504(例如，图1中的电流比较器114)，其中运算放大器108、积分器级502和V/I级504对应于跨导级，以向电流比较器116提供IEA或IADJ。在节电模式操作期间的开关转换器拓扑结构500的性能具有与图1中的系统100的开关转换器相同的不期望的特征。
图6是根据一些示例的示出另一个开关转换器拓扑结构600的示意图。开关转换器拓扑结构600包括为图1的系统100的开关转换器引入的许多组件，包括供应电压源102、L、二极管104、Rfb1、Rfb2、M1、传感器115、输出节点105、运算放大器108和RS锁存器122。开关转换器拓扑结构600还包括为图5的开关转换器拓扑结构500引入的积分器级502(例如，图1中的R2和C2)和V/I级504(例如，图1的电流比较器114)，其中运算放大器108、积分器级502和V/I级504对应于跨导级，以向电流比较器602提供IEA。
相对于图1的系统100的开关转换器和图5的开关转换器拓扑结构500，图6的开关转换器拓扑结构600改进了节电模式操作的性能(例如，减小了PFM和PWM操作之间的输出DC偏移，并减小了输出AC纹波)。在图6的示例中，V/I级504将IEA提供给电流比较器602，其中基于迟滞电流(I_HYS)选择性地调节IEA。更具体地，由经由开关(S3)耦合到V/I级504的输出的电流源612提供I_HYS，其中S3由RS锁存器122的输出控制。在操作中，I_HYS是DC电流源，用于设置PFM操作的峰值电感器电流。例如，I_HYS可用于设置PFM峰值电流，以便在进入和退出PFM操作时减小跨导级的EA动态瞬变范围(用于更快的模式转变)。如图所示，到RS锁存器122的R节点输入是电流比较器602的输出，该比较器602将IEA或经调整的IEA(IEA+I_HYS)与传感器115提供的感测电流(ISNS)进行比较。
在一些示例中，如表1所示，开关转换器拓扑结构600与开关转换器拓扑结构500进行比较。
表1
Figure BDA0002233765280000081
如图所示，V/I级504还向另一个电流比较器(例如，节电模式比较器)604提供IEA。到电流比较器604的另一个输入是由斜坡电流源610提供的斜坡电流(I_DYN)。电流比较器604的输出被提供给与门606。与门606的另一个输入是由定时器608提供的定时器信号。与门606的输出被输入到RS锁存器122的S节点输入，以控制何时将R节点输入处的值传递到RS锁存器122的输出节点(Q节点)。
图7和图8是示出采用图6的开关转换器拓扑结构的系统700和800的示意图。如图7所示，系统700包括耦合到负载106的开关转换器(例如，具有L、M1、二极管104、Cout和用于M1的控制电路740)。更具体地，系统700包括为图1的系统100引入的许多组件，包括供应电压源102、L、二极管104、Rfb1、Rfb2、M1、传感器115、输出节点105、负载106、运算放大器108和RS锁存器122。此外，用于系统700的开关转换器的定时器730包括图1中引入的R1、C1、S1、电流源124和比较器126。
在图7的示例中，控制电路740包括耦合到运算放大器108的输出的两个电流源706和708。电流源706基于来自节点710的供应电压、R2、C2以及运算放大器108的输出来提供IEA。在图7的示例中，运算放大器108、R2、C2以及两个电流源706和708对应于跨导级，以提供两个IEA输出。从电流源706输出的IEA值被提供给电流比较器604，电流比较器604将该IEA值与对应于来自第一电流源718的IREF的参考电流加上来自第二电流源722的斜坡电流(I_DYN)进行比较。在一些示例中，I_DYN由斜坡电流源提供(参见例如图17)，其中I_DYN用于生成消隐时间(blanking time)，该消隐时间允许开关转换器控制环路具有足够的响应时间来实现单脉冲PFM。
如图所示，第一电流源718耦合在供应电压节点720和电流比较器602的负输入之间。第二电流源722耦合在供应电压节点724和电流比较器602的负输入之间。电流比较器604的输出被提供给与门606的输入节点之一。与门606的另一个输入节点耦合到定时器730。因此，当IEA高于IREF+I_DYN时，并且当来自定时器730的定时器信号为高时，与门606将高信号提供给RS锁存器122的S节点，从而导致R节点值被传递给Q节点。
在图7的示例中，RS锁存器122的R节点值由电流比较器602提供。如图所示，电流比较器602的输入之一是由电流源708提供的IEA值，其中电流源708基于来自节点712的供应电压、R2、C2和运算放大器108的输出提供IEA。另外，I_HYS被选择性地添加到提供给电流比较器602的IEA值上。同样，I_HYS用于容易地设置PFM峰值电流，以便在进入和退出PFM操作时减小跨导级的EA动态瞬变范围。以这种方式，模式转变(进入和退出PFM操作)的速度降低了，这有助于减少输出AC纹波。
更具体地，I_HYS由电流源716生成，并经由开关S3提供给电流比较器602，其中S3基于定时器730或RS锁存器122的输出进行操作。如图所示，电流源716被耦合在S3和供应电压节点717之间。相对于图1的系统100的开关转换器和图5的开关转换器拓扑结构500，图7的系统700的开关转换器改进了节电模式操作的性能(例如，减小了PFM和PWM操作之间的输出DC偏移，并减小了输出AC纹波)。
将图7的系统700的开关转换器图7与图5的开关转换器拓扑结构500进行比较，可以突出显示几个特征。例如，在开关转换器拓扑结构500中，使用定时器(例如，关断定时器)来启动PWM操作。一旦定时器到期，则启动PWM操作(停止关断阶段，开始导通阶段)。当IEA<ISNS时，PWM操作停止(停止导通阶段，开始关断阶段)。在开关转换器拓扑结构500中，PFM操作是误差放大器钳位的函数(PFM“导通(on)”时间由低钳位值确定)。以及，PWM操作的“导通”时间由“关断(off)”时间和占空比决定，其中IEA调节电感器电流。在开关转换器拓扑结构500中，PFM操作是误差放大器钳位的函数(PFM“导通”时间由低钳位值确定)。在稳态PWM操作中，“导通”时间由“关断”时间和占空比决定，其中IEA调节电感器电流。
系统700的开关转换器还使用定时器(例如，关断定时器)启动PWM操作。然而，一旦定时器到期且IEA>IREF，PWM操作就被启动(停止关断阶段，开始导通阶段)。当IEA+I_HYS<ISNS时，PWM操作停止(停止导通阶段，开始关断阶段)。在系统700的开关转换器中，PFM操作不是误差放大器钳位的函数。而是IEA被用于检测Vout并决定何时开始下一个导通阶段。一旦导通阶段开始，PFM操作的导通阶段持续时间由I_HYS决定。在稳态PWM操作中，“导通”时间由“关断”时间和占空比决定，其中IEA+I_HYS调节电感器电流。
如图8所示，系统800包括耦合到负载106的开关转换器(例如，具有L、M1、二极管104、Cout和用于M1的控制电路840)。更具体地，系统800包括为图1的系统100引入的许多组件，包括供应电压源102、L、二极管104、Rfb1、Rfb2、M1、传感器115、负载106、运算放大器108。注意：在图8的系统800的开关转换器中没有RS锁存器。而且，用于系统800的开关转换器的定时器832包括图1中引入的R1、C1、S1、电流源124和比较器126。在图8的示例中，在定时器832和与门606之间使用附加组件。更具体地，控制电路840包括D触发器826，D触发器826的清零节点(clear node)耦合到定时器832。D触发器826的时钟节点经由反相器830耦合到与门606的输出。D触发器826的输出节点经由另一个反相器828耦合到与门606。
在图8的示例中，控制电路840包括耦合到运算放大器108的输出的电流源708，其中电流源708基于来自节点712的供应电压、R2、C2和运算放大器108的输出提供IEA。在图8的示例中，运算放大器108、R2、C2和电流源708对应于跨导级以提供IEA输出。来自电流源708的IEA值或IEA+I_HYS被提供给电流比较器806，电流比较器806将IEA或IEA+I_HYS(电流比较器的输入被标记为“I_ERR”，其中I_ERR是IEA的函数)与对应于IREF+I_DYN+ISNS的参考电流(IS)进行比较，其中IREF由第一电流源818提供，I_DYN由第二电流源822提供，ISNS由传感器115提供。如图所示，第一电流源818耦合在供应电压节点820和电流比较器806的负输入之间。第二电流源822耦合在供应电压节点824和电流比较器806的负输入之间。电流比较器806的输出被提供给与门606的输入节点之一。电流比较器806的输出还用于控制S3(以选择性地将IEA与I_HYS组合)。与门606的另一个输入节点耦合到反相器828的输出。因此，当I_ERR高于IREF+I_DYN+ISNS时，并且当来自定时器832的定时器信号为高时，与门606提供高信号，其被传递到门驱动器130。
如图8所示，电流比较器806的输入之一是I_ERR(IEA或IEA+I_HYS)，其中电流源708基于来自节点712的供应电压、R2、C2和运算放大器108的输出提供IEA。如前所述，将I_HYS选择性地添加到IEA值，其中I_HYS由电流源802生成，并经由开关S3被提供给电流比较器806，其中S3基于电流比较器806的输出进行操作。如图所示，电流源802(例如，恒定DC电流源)耦合在S3与供应电压节点804之间。相对于图1的系统100的开关转换器和图5的开关转换器拓扑结构500，图8的系统800的开关转换器改进了节电模式操作的性能(例如，减小了PFM和PWM操作之间的输出DC偏移，并减小了输出AC纹波)。
将图8的系统800的开关转换器和图5的开关转换器拓扑结构500进行比较，可以突出显示几个特征。再次，在开关转换器拓扑结构500中，使用定时器(例如，关断定时器)来启动PWM操作。一旦定时器到期，将启动PWM操作(停止关断阶段，开始导通阶段)。当IEA<ISNS时，PWM操作停止(停止导通阶段，开始关断阶段)。在开关转换器拓扑结构500中，PFM操作是误差放大器钳位的函数(PFM“导通”时间由低钳位值确定)。以及，PWM操作的“导通”时间由“关断”时间和占空比决定，其中IEA调节电感器电流。在开关转换器拓扑结构500中，PFM操作是误差放大器钳位的函数(PFM“导通”时间由低钳位值确定)。在稳态PWM操作中，“导通”时间由“关断”时间和占空比决定，其中IEA调节电感器电流。
系统800的开关转换器与表2所示的开关转换器拓扑结构500进行比较。
表2
Figure BDA0002233765280000121
系统800的开关转换器还使用定时器(例如，关断定时器)来启动PWM操作。但是，一旦定时器到期且IEA>IREF，PWM操作就会启动(停止关断阶段，开始导通阶段)。当IEA+I_HYS<ISNS时，PWM操作停止(停止导通阶段，开始关断阶段)。在系统800的开关转换器中，PFM操作不是误差放大器钳位的功能。相反，使用IEA检测Vout并决定何时开始下一个导通阶段。一旦开始导通阶段，PFM操作的导通阶段持续时间由I_HYS决定。在稳态PWM操作中，“导通”时间由“关断”时间和占空比决定，其中IEA+I_HYS调节电感器电流。
在一些示例中，开关转换器的输出节点105(例如，图6中的开关转换器拓扑结构600、图7的系统700的开关转换器或图8的系统800的开关转换器)耦合到Cout和负载，其中开关转换器被配置为基于活动模式和节电模式向Cout提供输出电压。在一些示例中，用于开关转换器的控制器(例如，图6中的控制器640、图7中的控制器740或图8中的控制器840)被配置为基于定时器(例如，图6中的定时器608，图7中的定时器730或图8中的定时器832)以及输出电压(Vout)与电压阈值的比较，在节电模式下执行脉冲选通。在图6-图8的示例中，输出电压用于生成电流(例如，IEA或I_ERR)，其与阈值电流(例如，如图6中的ISNS或I_DYN、如图7中ISNS或IREF+I_DYN或如图8中ISNS+IREF+I_DYN)进行比较。
在一些示例中，控制器被配置为设置用于比较器(例如，图6和图7中的比较器602或图8中的比较器806)的阈值电流(例如，如图6中的ISNS或I_DYN、如图7中的ISNS或IREF+I_DYN或如图8中的ISNS+IREF+I_DYN)，其中比较器被配置为将阈值电流与误差放大器输出电流(IEA或I_ERR，其中I_ERR是IEA的函数)进行比较，并且其中比较器的输出指示输出电压是否低于电压阈值。在一些示例中，控制器被配置为响应于定时器指示关断时间到期并且响应于比较器的输出指示输出电压小于电压阈值而启动导通阶段。控制器被配置为当误差放大器输出电流(IEA)大于阈值电流(例如，如图6中的ISNS或I_DYN、如图7中的ISNS或IREF+I_DYN或如图8中的ISNS+IREF+I_DYN)时，将迟滞电流(I_HYS)添加到误差放大器输出(IEA)电流。在一些示例中，控制器被配置为响应于感测电流(ISNS)大于迟滞电流(I_HYS)而停止导通阶段。在一些示例中，使用参考电流源和电流斜坡源来调节阈值电流(例如，如图7中的IREF+I_DYN或如图8中的ISNS+IREF+I_DYN)。在一些示例中，比较器是第一比较器(例如，图6和图7中的比较器602)，并且其中控制器包括第二比较器(例如，图6和图7中的比较器604)，其被配置为比较感测电流(ISNS)和误差放大器电流(IEA或I_ERR)。在一些示例中，控制器包括与门(例如，图6-图8中的与门606)，其耦合到比较器(例如，图6和图7中的比较器604或图8中的比较器806)的输出，并耦合到定时器(例如，图6中的定时器608、图7中的定时器730或图8中的定时器832)。控制器还可包括耦合到与门的输出的门驱动器(例如，图6-图8中的门驱动器130)。控制器还可包括开关(例如，图6-图8中的M1)，该开关被配置为将迟滞电流(I_HYS)与误差放大器输出电流耦合或解耦。
图9是根据一些示例的示出系统900的框图。在不同的示例中，系统900对应于集成电路、片上系统(SoC)、多管芯模块(MDM)或印刷电路板(PCB)，其具有集成电路组件和分立组件的组合。如图所示，系统900包括开关转换器设备902，其被配置为向负载912提供功率/电力。更具体地，开关转换器设备902包括控制器904和开关组908，其中控制器904使用活动模式和节电模式。在节电模式下，控制器904基于定时器以及输出电压与电压阈值的比较来执行脉冲选通。
在图9的示例中，控制器904包括接收I_HYS、IS、IEA、IREF和I_DYN的组合/比较逻辑906。组合/比较逻辑906的示例组件包括比较器(例如，图6和图7的电流比较器602和604，或者图8中的电流比较器806)和逻辑门(例如，图6-图8中的与门)，如图6-图8中所描述的。在活动模式下，控制器904使用PWM和PFM来控制开关组908以将Vout提供给负载912。如图所示，系统900还包括其它组件910(例如，L和Cout)，组件910不包括在开关转换器设备902中。例如，开关转换器设备902可以是集成电路，而其它组件910是开关转换器设备902外部的分立组件。在一些示例中，开关转换器设备902对应于升压转换器电路，该升压转换器电路包括表示用于图6的开关转换器600的组件，其中L在开关转换器设备902的外部。在其它示例中，开关转换器设备902对应于升压转换器电路，该升压转换器电路包括表示用于图7的系统700的开关转换器的组件，其中供应电压源102、L、二极管104、Cout和负载106在开关转换器设备902的外部。在其它示例中，开关转换器设备902对应于升压转换器电路，其包括表示用于图8的系统800的开关转换器的组件，其中供应电压源102、L、二极管104、Cout和负载106在开关转换器设备902的外部。
在一些示例中，系统900表示光通信系统，其中负载912对应于光源。在这样的系统中，到开关转换器设备902的示例输入供应电压(未示出)为3.3V，并且来自开关转换器设备902的示例输出供应电压为20V至80V。在光通信系统中，来自开关转换器设备902的VOUT将驱动光源(例如，APD)，其中该光源用于光通信。光源电流是开关转换器设备902的负载(例如，APD电流通常为2μA至2mA)。在一些示例中，开关转换器设备902还被配置为通过获得光源电流的采样、将采样转换为相应的电压信号并缓冲电压信号来测量光源电流。根据需要，外部系统可以使用ADC读取输出电压。一些光源(例如APD)需要高电压，并且重要的是该电压为低纹波和低噪声(因此采样的APD电流要足够准确)。
在开关转换器设备902的一个示例中，光源电流(2μA至2mA)被镜像，并且一个或更多个比率选项被用来提供与光源电流成比例的电流。通过将电阻器从镜像输出连接到接地节点，流过光源的电流将被转换为电阻器两端的电压。光学通信系统还可以包括内置并且由外部采样时钟触发的采样/保持电路。在一些示例中，电流镜像信号(电阻两端的电压)被传送并存储在保持电容器上。然后，保持电容器上的电压会被传递到运算放大器的输出。外部ADC可以感测运算放大器的输出的电压，以测量光源的电流信号。
图10-图15是根据一些示例的示出与开关转换器有关的波形的时序图。在图10的时序图中1000中，表示了各种波形，包括IL波形1002、Vout波形1012、Vout目标波形1022、IREF波形1032和IEA波形1042。在时序图1000中，每当Vout下降到低于Vout目标时，开关操作导致电流流向L，从而在IL波形1002中产生脉冲1004。脉冲1004导致Vout的值升高到峰值1014。并且，IEA波形1042显示，当Vout为最小值1016时，IEA的峰值1044出现。时序图1000对应于如下理想情况：升压转换器在导通阶段时建立电感器电流，而在关断阶段时Vout增大。当Vout增大到目标以上时，IEA将减小并跳过下一个周期。当Vout被负载放电时，IEA会斜升并开始一个新的周期。
在图11的时序图1100中，表示了各种波形，包括IL波形1102、Vout波形1112、Vout目标波形1122、IREF波形1132和IEA波形1142。在时序图1100中，每当Vout降到Vout目标以下时，开关操作导致电流流向L，从而在IL波形1102中产生脉冲1104和1106。脉冲1104和1106导致Vout的值升高到峰值1114和1116，其中峰值1116从该目标Vout偏移超过期望值。再有，IEA波形1142示出了当Vout处于最小值1118时IEA的峰值1144出现。时序图1100对应于如下情况：环路响应受到限制，使得IEA在关断阶段时可能不是足够快地减小。在这种情况下，如果当关断阶段结束时IEA>IREF，即使Vout已经高于目标，I_ERR也将在关断阶段后再开始一个周期。此问题在PFM中被称为“双脉冲”，这导致输出纹波大于期望值。为了避免双脉冲，可以将I_DYN添加到IREF，使得电流比较器604(参见图6和图7)或电流比较器806(参见图8)所使用的新参考电流为I_DYN+IREF。
在图12的时序图1200中，表示了各种波形，包括IL波形1202、Vout波形1212、Vout目标波形1222、IREF波形1232、IEA波形1242和I_DYN波形1252。在时序图1200中，每当Vout下降到Vout目标以下时，开关操作使电流流向L，从而在IL波形1202中产生脉冲1204。脉冲1204使Vout的值升高至峰值1214。此外，IEA波形1242示出了当Vout处于最小值1216时，IEA的峰值1244发生。时序图1200对应于在导通阶段结束后将I_DYN添加到IREF的情况。在轻负载情况下，一个开关脉冲足以充电Vout高于目标电压。另外，在时序图1200中，当关断阶段开始时，IEA开始斜降。利用I_DYN，IEA缓慢斜降，并且总参考电流高于IEA，从而避免了双脉冲。
在图13的时序图1300中，表示了各种波形，包括IL波形1302、Vout波形1312、Vout目标波形1322、IREF波形1332、IEA波形1342和I_DYN+IREF波形1352。在时序图1300中，每当Vout下降到Vout目标以下，则开关操作使电流流向L，从而在IL波形1302中产生脉冲1304。即使在重负载条件下，脉冲1304使Vout的值跟踪目标Vout值。而且，IEA波形1342示出一旦与脉冲1304有关的开关操作开始，IEA保持在峰值1344。而且，I_DYN+IREF波形1352示出了一旦与脉冲1304有关的开关操作开始，I_DYN+IREF保持在峰值1354附近。时序图1300对应于重负载情况，其中I_DYN的使用不会对(在负载足够高时使用的)活动模式操作产生重大影响。
在图14的时序图1400中，表示了各种波形，包括IL波形1402、Vout波形1412、Vout目标波形1422、IREF波形1432和IEA波形1442。在时序图1400中，每当Vout下降到Vout目标以下时，开关操作导致电流流向L，从而在IL波形1402中产生脉冲1404。脉冲1404导致Vout的值升高到峰值1414。而且，IEA波形1442显示，当Vout为最小值1416时，IEA的峰值1444出现。时序图1400对应于避免双脉冲的情况。在节电模式(例如PFM模式)下，随着负载的增加，开关频率将增加，而IEA将具有较小的纹波。利用时序图1400中表示的平坦IREF值，触发点对噪声敏感。由于触发点决定了下一个升压开关周期的导通，因此对噪声敏感的触发点导致IEA中的相对于IREF的PFM频率抖动(IEA变得高于和低于IREF)。
在图15的时序图1500中，表示了各种波形，包括IL波形1502、Vout波形1512、Vout目标波形1522、IREF波形1532、IEA波形1542以及I_DYN+IREF波形1552。如时序图1500中所示，I_DYN+IREF斜降，而IEA斜升，导致对噪声的较低灵敏度(IEA保持高于IREF)。
图16是根据一些示例的示出用于开关转换器的斜坡电流源1600(图7的第二电流源722的示例以提供I_DYN，或者图8的第二电流源822的示例以提供I_DYN)的示意图。如图所示，斜坡电流源1600包括第一电流源1602和第二电流源1604，它们耦合到正电源(AVDD)节点1606。第一电流源1602耦合在AVDD节点1606和第一晶体管(M2)的控制端子之间。第一电流源1602还耦合在AVDD节点1606和第二晶体管(M3)的第一电流端子之间。同时，第二电流源1604耦合在AVDD节点1606与M2的第一电流端子以及第三晶体管(M4)的第一电流端子之间。M3的控制端子耦合到控制信号(LSD_oneshot)节点1608，并且M3的第二电流端子耦合到负电源或接地(AVSS)节点1610。
在图16的示例中，电容器(C3)放置在M2的控制端子和AVSS节点1610之间。而且，M2的第二电流端子经由电阻器R3耦合到AVSS节点1610。M2的主体也耦合到AVSS节点1610。此外，M4的控制端子耦合到控制信号(ref_V)节点1612。最后，M4的第二电流端子耦合到输出节点1614以提供I_DYN。
在操作中，当关断阶段开始时，M3短暂地导通，从而导致节点1605处的电压快速放电到AVSS节点1610。随后，节点1605处的电压随着电流源1602对C3充电而开始斜升。因此，流经M2的电流在关断阶段斜升。另外，I_DYN＝来自第一电流源1602的电流减去通过M2的电流。
图17是根据一些示例示出与图16的斜坡电流源有关的波形的时序图1700。在图17的时序图1700中，表示了各种波形，包括LSD_OFF波形1702、LSD_oneshot波形1712、XX波形1722、I_DYN波形1732和IEA波形。
在时序图1700中，如LSD_OFF和LSD_oneshot波形1702和1712的脉冲1704和1714所指示的，当导通阶段停止并且关断阶段开始时，添加与I_DYN波形1732对应的斜坡电流。此外，如XX波形1722的负脉冲1724所指示的，节点1605处的电压在恢复之前减小。用于I_DYN的示例峰值电流(I_MAX)值1734为10μA。在峰值电流值1734之后，I_DYN在大约2μs斜降到0，如I_DYN波形1732所指示的。假设IEA变化不大(例如，IEA在轻负载下接近IREF)，则当关断阶段开始时，I_DYN+IREF>IEA。因此，消隐导通阶段开始，直到I_DYN斜降和/或IEA斜升。当负载很轻时，IEA接近IREF，消隐时间(TS1)1736接近斜坡时间(例如2μs)，这对于环路通常有足够时间来实现利用仅1个开关周期使Vout高于Vout目标。如果如IEA波形1742所指示的在重负载下IEA增大，则消隐时间(TS2)1738比关断时间(例如脉冲1704的持续时间)短，并且不会对重负载下的开关频率产生影响。根据需要，当I_DYN不斜降到0A时(正如等效IREF增加)，I_ERR开始新的导通阶段。
与其它开关转换器拓扑结构相比，利用所公开的开关转换器拓扑结构，获得了各种益处。例如，对于PFM和PWM使用相同的输出电压电平。此外，为参考电流添加斜坡电流(I_DYN)，其中斜坡电流生成动态消隐时间。该动态消隐时间有助于误差放大(EA)在PFM处获得足够的响应时间，从而在EA输出电流为高时，在不影响连续传导模式(CCM)的情况下使单脉冲PFM成为可能。同样，在PFM期间，迟滞电流(I_HYS)用于设置电感器峰值电流。通常在轻负载处I_HYS>>IEA，因此轻负载处的电感器峰值电流是恒定的。利用I_HYS，IEA在PFM中的动态瞬态范围要低得多，因此瞬态速度比一些其它开关转换器拓扑结构要快得多。而且，不存在专用/额外的PFM环路(例如，一个PWM比较器用于多种功能，诸如关断时间停止和导通时间开始功能)，以实现低成本和高性能两者。
利用所公开的开关转换器拓扑结构，与其它开关转换器拓扑结构相比，输出电压精度(对于客户的重要特征)得以改进。此外，PFM和PWM之间存在无缝转变。同样，输出精度更好，环路补偿简单。而且，所公开的开关转换器拓扑结构与关断时间发生器的实施方式无关。有多种关断时间解决方案可实现不同的功能，例如准恒定(quasi-constant)频率、准恒定电感器电流纹波或仅恒定关断时间。所有这些关断时间解决方案都与所公开的开关转换器拓扑结构兼容，这有利于所公开的开关转换器拓扑结构的重用。此外，PFM中的导通时间由I_HYS设置，并且I_HYS可以适应VOUT/VIN，以针对不同的Vout和Vin情况具有恒定的输出纹波。作为另一个选项，恒定的I_HYS在PFM处设置恒定的电感器电流纹波，从而使所公开的开关转换器拓扑结构易于重用。而且，所公开的开关转换器拓扑结构是简单的，从而导致电路尺寸的很小的增加。在一些示例中，所公开的开关转换器拓扑结构可以用于固定频率峰值电流模式升压转换器或自适应导通时间谷电流控制升压转换器。
在整个说明书中使用术语“耦合”。该术语可以涵盖实现与本公开的描述一致的功能关系的连接、通信或信号路径。例如，如果设备A生成信号以控制设备B执行动作，则在第一示例中，设备A耦合到设备B，或者在第二示例中，如果中间组件C实质上不改变设备A和设备B之间的功能关系，设备A通过中间组件C耦合到设备B，使得设备B经由设备A生成的控制信号由设备A进行控制。
在权利要求的范围内，在所描述的实施例中修改是可能的，而在其它实施例是可能的。

Claims (23)

1.一种光通信系统，其包括：
光源；
输出电容器，其耦合到所述光源；
开关转换器电路，其耦合到所述输出电容器，其中，所述开关转换器电路被配置为基于活动模式和节电模式向所述输出电容器提供输出电压，并且其中，所述开关转换器电路包括控制器，所述控制器被配置为基于定时器以及所述输出电压与电压阈值的比较，在节电模式下执行脉冲选通。
2.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制器被配置为设置比较器的阈值电流，其中所述比较器被配置为将所述阈值电流与误差放大器输出电流进行比较，并且其中所述比较器的输出指示所述输出电压是否低于所述电压阈值。
3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述控制器被配置为响应于所述定时器指示关断时间到期并且响应于所述比较器的输出指示所述输出电压小于所述电压阈值而启动导通阶段。
4.根据权利要求2所述的系统，其中，所述控制器被配置为当所述误差放大器输出电流大于所述阈值电流时，将迟滞电流添加到所述误差放大器输出电流。
5.根据权利要求4所述的系统，其中所述控制器被配置为响应于误差放大器电流加上所述迟滞电流小于感测电流加上参考电流而停止导通阶段。
6.根据权利要求2所述的系统，其中，使用参考电流源和电流斜坡源来调节所述阈值电流。
7.根据权利要求5所述的系统，其中，所述比较器是第一比较器，并且其中，所述控制器包括第二比较器，所述第二比较器被配置为将所述感测电流与所述误差放大器电流进行比较。
8.根据权利要求2所述的系统，其进一步包括：
与门，其耦合到所述比较器的输出和所述定时器。
门驱动器，其耦合到所述与门的输出；和
开关，其被配置为将所述迟滞电流与所述误差放大器输出电流耦合或解耦。
9.一种开关转换器电路，其包括：
输出节点；
转换器开关，其耦合在所述输出节点与接地节点之间；
具有第一输入节点、第二输入节点和输出节点的比较器，其中，所述比较器的所述第一输入节点耦合到误差放大器输出电流源，并且其中所述比较器的第二输入节点耦合到阈值电流源；和
具有第一输入节点、第二输入节点和输出节点的与门，其中，所述与门的所述第一输入节点耦合到所述比较器的所述输出节点，所述与门的所述第二输入节点耦合到定时器，以及所述与门的所述输出节点耦合到用于所述转换器开关的门驱动器。
10.根据权利要求9所述的开关转换器电路，其中，所述阈值电流源包括参考电流源和电流斜坡源。
11.根据权利要求9所述的开关转换器电路，其中，所述阈值电流源包括在所述输出节点处的感应电流传感器。
12.根据权利要求9所述的开关转换器电路，其中，所述比较器的所述第一输入节点还耦合到电流源，所述电流源被配置为经由控制开关提供迟滞电流，并且其中，所述控制开关耦合到所述与门的所述输出节点。
13.根据权利要求12所述的开关转换器电路，其中，所述比较器是第一比较器，并且其中，所述开关转换器电路还包括第二比较器，所述第二比较器被配置为将感测电流与所述迟滞电流进行比较。
14.一种开关转换器设备，其包括：
输出节点；
转换器开关，其耦合在所述输出节点与接地节点之间；和
用于所述转换器开关的控制器，其中，所述控制器被配置为基于定时器以及所述输出电压与电压阈值的比较，在节电模式下执行脉冲选通。
15.根据权利要求14所述的开关转换器设备，其中，所述控制器包括具有第一输入节点、第二输入节点和输出节点的比较器，其中，所述比较器的所述第一输入节点基于所述输出电压耦合到误差放大器输出电流源，并且其中所述比较器的所述第二输入节点耦合到阈值电流源。
16.根据权利要求15所述的开关转换器设备，其中，所述控制进一步包括具有第一输入节点、第二输入节点和输出节点的与门，其中所述与门的所述第一输入节点耦合到所述比较器的所述输出节点，所述与门的所述第二输入节点耦合到定时器，以及所述与门的所述输出节点耦合到用于转换器开关的门驱动器。
17.根据权利要求15所述的开关转换器设备，其中，所述阈值电流源包括参考电流源和电流斜坡源。
18.根据权利要求15所述的开关转换器设备，其中，所述阈值电流源包括感应地耦合到所述输出节点的感测电流电路。
19.根据权利要求16所述的开关转换器设备，其中，所述比较器的所述第一输入节点还经由控制开关耦合到迟滞电流源。
20.根据权利要求19所述的开关转换器设备，其中，所述比较器是第一比较器，并且其中，所述控制器还包括第二比较器，所述第二比较器被配置为将感测电流与迟滞电流进行比较，其中，所述第二比较器的输出被提供给RS锁存器的第一输入节点，其中所述与门的所述输出节点耦合到所述RS锁存器的第二输入节点，并且其中，所述RS锁存器的输出节点耦合到控制开关和用于所述转换器开关的门驱动器。
21.一种开关转换器控制器电路，其包括：
电流比较器；
第一电流源，其耦合到所述电流比较器的第一输入节点，并被配置为向所述电流比较器的所述第一输入节点提供误差放大器电流；
第二电流源，其耦合到所述电流比较器的所述第一输入节点，并被配置为经由开关将迟滞电流施加至所述电流比较器的所述第一输入节点；
传感器，其耦合到所述电流比较器的第二输入节点，并被配置为将所述开关转换器的感测输出电流提供给所述电流比较器的所述第二输入节点；和
与门，其具有耦合到定时器电路的第一输入节点，其中所述与门被配置为控制何时将所述电流比较器的所述输出提供给驱动器电路。
22.根据权利要求21所述的开关转换器控制器电路，其中，所述电流比较器是第一电流比较器，并且其中，所述开关转换器控制器电路进一步包括：
第二电流比较器，其具有耦合到所述第一电流源的第一输入节点和具有耦合到第二电流源和第三电流源的第二输入节点，其中所述第二电流源被配置成提供参考电流，并且其中所述第三电流源被配置为提供斜坡电流；
锁存器电路，其具有耦合到所述第一比较器的输出节点的输入节点和具有耦合到所述与门的输出节点的控制节点，其中，所述第二电流比较器的所述输出节点耦合到所述与门的第二输入节点。
23.根据权利要求21所述的开关转换器控制器电路，其进一步包括：
第二电流源，其耦合到所述电流比较器的所述第二输入节点，并被配置为向所述电流比较器的所述第二输入节点提供参考电流；和
第三电流源，其耦合到所述电流比较器的所述第二输入节点并且被配置为向所述电流比较器的所述第二输入节点提供斜坡电流，其中所述电流比较器的输出节点耦合到所述与门的第二输入节点。
CN201910976357.6A 2018-10-15 2019-10-15 开关转换器的节电模式脉冲选通控制 Pending CN111049375A (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201862745539P 2018-10-15 2018-10-15
US62/745,539 2018-10-15
US16/426,942 US11183930B2 (en) 2018-10-15 2019-05-30 Power-save mode pulse gating control for switching converter
US16/426,942 2019-05-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN111049375A true CN111049375A (zh) 2020-04-21

Family

ID=70160522

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910976357.6A Pending CN111049375A (zh) 2018-10-15 2019-10-15 开关转换器的节电模式脉冲选通控制

Country Status (2)

Country Link
US (1) US11183930B2 (zh)
CN (1) CN111049375A (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11394299B2 (en) * 2018-10-23 2022-07-19 Texas Instruments Incorporated Common control for multiple power converter operation modes
US11177737B2 (en) * 2019-07-19 2021-11-16 Texas Instruments Incorporated Switching control for power converters
CN110868069B (zh) * 2019-12-13 2021-11-30 北京集创北方科技股份有限公司 电压调整装置、芯片及电子设备
US11424672B2 (en) * 2020-01-27 2022-08-23 Qualcomm Incorporated Current limiting for a boost converter
US11469669B2 (en) * 2020-01-31 2022-10-11 Texas Instruments Incorporated Methods and circuitry to detect PFM mode entry in wide duty range DC converter
TWI778551B (zh) * 2021-03-23 2022-09-21 財團法人成大研究發展基金會 升壓轉換器
CN114039481A (zh) * 2021-10-14 2022-02-11 嘉兴禾润电子科技有限公司 集成输出电压保护dcdc芯片的d类功放器及其保护方法
US11863069B2 (en) * 2021-11-30 2024-01-02 Texas Instruments Incorporated Selective stopband avoidance in switching converter controller
CN114257088A (zh) * 2021-12-29 2022-03-29 北京奕斯伟计算技术有限公司 电压转换电路及电源转换器
CN114337276B (zh) * 2022-01-04 2023-09-01 上海南芯半导体科技股份有限公司 一种用于dc-dc转换器的轻载模式维持电路及其控制方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7800351B2 (en) * 2008-03-24 2010-09-21 Active-Semi, Inc. High efficiency voltage regulator with auto power-save mode
US9781793B2 (en) * 2008-12-12 2017-10-03 02Micro, Inc. Controlling brightness and color temperature of light sources
US8742677B2 (en) * 2010-01-11 2014-06-03 System General Corp. LED drive circuit with a programmable input for LED lighting
US9800152B2 (en) * 2015-07-06 2017-10-24 Qualcomm Incorporated Voltage regulator having auto mode optimized for load profiles
US10050559B2 (en) * 2016-01-20 2018-08-14 Linear Technology Llc Control architecture with improved transient response
CN106130325B (zh) * 2016-07-13 2019-06-18 成都芯源系统有限公司 一种降噪开关变换器以及控制电路和方法

Also Published As

Publication number Publication date
US11183930B2 (en) 2021-11-23
US20200119641A1 (en) 2020-04-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11183930B2 (en) Power-save mode pulse gating control for switching converter
US8058859B2 (en) Pulse frequency modulation methods and circuits
US9035640B2 (en) High efficient control circuit for buck-boost converters and control method thereof
US7872458B2 (en) DC-to-DC converter
US7605576B2 (en) Switching power supply device
US8004253B2 (en) Duty cycle dependent non-linear slope compensation for improved dynamic response
US7199561B2 (en) DC-DC converter and converter device
US10425002B2 (en) Error amplification apparatus and driving circuit including the same
US20160248322A1 (en) Fast response control circuit and control method thereof
US8085022B2 (en) Switching regulator and control circuit thereof, and method for determining on-time in switching regulator
JP5404991B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、およびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US20100141222A1 (en) Load transient sensing circuit for a power converter
US20130038301A1 (en) Converter circuit and associated method
CN110892629A (zh) 开关变换器及其控制方法和控制电路
US11218076B2 (en) Ultra-low Iq buck converter with switchable error amplifier
US8344711B2 (en) Power supply device, control circuit and method for controlling power supply device
US10381927B2 (en) Pulse-frequency modulation constant on-time with peak-current servo
WO2009016898A1 (en) Switching regulator and method for controlling operation thereof
US10505452B2 (en) Frequency control circuit, control method and switching converter
WO2021134752A1 (en) Current mode dc-dc converter
US20210091670A1 (en) 4-phase buck-boost converter
CN110429820B (zh) 一种改善BOOST在Down Mode切换时瞬态响应的控制电路及控制方法
US11742759B2 (en) Voltage converter with loop control
CN114400896A (zh) 集成电路和供电装置
JP2006149056A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination