TWI405062B - 切換式調整器及其操作控制方法 - Google Patents

Description

切換式調整器及其操作控制方法

本發明係關於能夠在寬的輸入與輸出電壓範圍內穩定操作之切換式調整器及用於控制其操作之方法。

用於控制切換式調整器的習知方法已利用僅反饋輸出電壓之電壓控制。

為改善使用此種電壓控制方法之切換式調整器的頻率特性，電流控制已被使用(例如，參考專利文件1)，其中輸出電壓及輸出電流被反饋。再者，PID控制已被使用作為相似方法，其中自輸出電壓反饋使用近似微分器來改善穩定性。

使用電壓控制方法之切換式調整器控制電感器電流且以電感器電流來充電輸出平滑電容器而在預定定電壓產生某一輸出電壓。於此種切換式調整器中，輸出電壓被反饋且輸出電流被產生以控制輸出電壓，使得切換式調整器具有次共振頻率的特性作為切換式調整器的固有特性。共振頻率特性降低控制環路的穩定性且使切換式調整器的結構複雜化。因此，其係需要減小控制環路的增益以保持穩定性，且此引起減小瞬變共振特性之問題。

再者，已使用輸出電壓及輸出電流被反饋之電流控制方法來改善使用電壓控制方法之輸出電壓反饋型的切換式調整器的頻率特性。輸出電流被反饋以控制輸出電流，使 得切換式調整器具有主頻率的特性及隨時實施之控制。因此，這係可能增加控制環路的增益，使得可能改善切換式調整器的瞬變共振特性。

專利文件1：日本先行公開專利申請案第2006-33958號

然而，於電流控制方法，電流被轉換成電壓且反饋，使得電流感知電阻器係需要的。當電流感知電阻器的電阻值係大時，切換式調整器的效率降低，使得需要使用具有許多mΩ的電阻器於電流感知電阻器。然而，此種電阻器已是昂貴。再者，因為電流感知電阻器的感知電壓係微小電壓，已有該微小電壓很可能受雜訊影響之問題。再者，作為無需使用此種電流感知電阻器之方法，使用驅動器電晶體的通電阻之方法已被利用(驅動器電晶體的汲極電壓被使用)。此方法在成本及效率的方面比電流感知電阻器更為有利，因為沒有使用電阻器。

然而，由於驅動器電晶體的切換，這是難以調整當驅動器電晶體係接通時用於檢測汲極電壓的時序。再者，因為驅動器電晶體的切換突波的產生，這係不可能在驅動器電晶體接通之後立即檢測電壓，且此已是產生檢測時序的延遲之問題。並且，因為使用微小電壓，已有微小電壓非常可能於如使用電流感知電阻器的方法中之相同方式受雜訊影響之問題。再者，使用電流控制方法之切換式調整器中，當PWM控制的工作週期超過50%時，產生分諧波共振。為分諧波共振，斜率補償電路係必要的。此種斜率補 償電路具有複雜結構且其調整已是非常困難。

並且，於自輸出電壓反饋使用近似微分器來敢善穩定性之PID控制方法，理論上，輸出電壓的微分值被反饋。 換言之，接近輸出電流及電感器電流間的差之值被反饋。 因此，這係可能具有相似於電流控制方法的頻率特性之頻率特性。然而，於PID控制方法的切換式調整器，由於來自平流能力的ESR或來自切換式調整器的輸出節點的突波電壓之輸出電壓係藉由大的高頻雜訊而疊加。自使用微分器之結構，清楚的是，此種高頻雜訊可能變成故障的因子。

以此方式，雖然電流控制方法具有良好共振特性的優點，其具有用於電壓控制方法的許多缺點。PID控制方法使用微分器且因此受到雜訊。基於這些事實，目前，許多切換式調整器使用電壓控制方法。

本發明的一般目的在於提供改良且有用的切換式調整器及其操作控制之方法，藉由消除上述問題。

本發明的更特定目的在於可提供穩定控制且改善頻率特性之切換式調整器及用於控制其操作的方法。

依據本發明的一形態，提供一種切換式調整器，用於將輸入至輸入端子的供應電壓轉換成預定定電壓且輸出該預定定電壓作為來自輸出端子的輸出電壓，該切換式調整器包含：切換元件，其依據輸入控制信號來實施切換；電 感器，其藉由該切換元件的切換以該供應電壓來充電；整流元件，其在斷開該切換元件以及停止該電感器的充電時使該電感器放電；及控制電路單元，其基於與該輸出電壓成比例的比例電壓與預定參考電壓間之電壓差來產生誤差電壓，依據該誤差電壓來產生具有工作週期之脈衝信號，以及將該脈衝信號輸出至該切換元件的切換電極以實施該切換元件的切換控制，其中該控制電路單元依據該脈衝信號的該工作週期來產生反饋電壓，基於所產生反饋電壓及該誤差電壓間之電壓差來產生具有該工作週期的該脈衝信號，以及依據該脈衝信號的該工作週期而改變該電壓差，藉此實施反饋控制。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該控制電路單元可比較該誤差電壓與該反饋電壓且基於該比較的結果而產生具有工作週期之脈衝信號。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該控制電路單元可包括：誤差電壓產生電路單元，其基於與該輸出電壓成比例的該比例電壓及該預定參考電壓間之該電壓差而產生且輸出該誤差電壓；脈衝調變單元，其依據該誤差電壓來產生具有該工作週期之該脈衝信號且將該脈衝信號輸出至該切換元件的該控制電極以實施該切換元件的切換控制；及反饋電路單元，其依據該脈衝信號的該工作週期而產生且輸出該反饋電壓，其中該脈衝調變單元比較該誤差電壓與該反饋電壓且基於該比較的結果而產生具有工作週期之脈衝信號。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該反饋電路單元可藉由積分該脈衝信號而產生該反饋電壓。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該反饋電路單元可包括：第一開關，其依據該脈衝信號來實施切換；第二開關，其依據該脈衝信號來實施與該第一開關的該切換相反之切換；電容器；定電流源，其依據該第一開關的該切換藉由供應預定定電流至該電容器來實施充電；及電阻器，其在該電容器依據該第二開關的該切換而放電時來形成預定時間常數。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該反饋電路單元可積分該脈衝信號且將具有依據該脈衝信號的該工作週期之電壓傾斜的斜率電壓加至具有藉由該積分所獲得的漣波之信號以產生該反饋電壓。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該反饋電路單元可包括：第一開關，其依據該脈衝信號來實施切換；第二開關，其依據該脈衝信號來實施與該第一開關的該切換相反之切換；電容器；定電流源，其依據該第一開關的該切換藉由供應預定定電流至該電容器來實施充電；及電阻器，其在該電容器依據該第二開關的該切換而放電時來形成預定時間常數；及斜率電壓產生電路，其產生該斜率電壓且在充電時將所產生斜率電壓加至該電容器的充電與放電端子的電壓以產生該反饋電壓。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該反饋電路單元可包括：第一開關，其依據該脈衝信號來實施切換； 第二開關，其依據該脈衝信號來實施與該第一開關的該切換相反之切換；電阻器；電容器，依據該第一開關的該切換經由該電阻器以將充電的電流而供應該電容器；定電流源，其依據該第二開關的該切換使該電容器放電；及斜率電壓產生電路，其產生該斜率電壓且在充電時將所產生斜率電壓加至該電容器的充電與放電端子的電壓以產生該反饋電壓。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該誤差電壓產生電路單元可包括：輸出電壓檢測電路，其分配該輸出電壓以及產生並輸出該成比例電壓；參考電壓產生電路，其產生及輸出該參考電壓；及誤差放大電路，其放大該成比例電壓及該參考電壓間的電壓差以及產生且輸出該誤差電壓。

於依據上述的本發明的切換式調整器中，該脈衝調變電路單元可包括：電壓比較電路，其比較該誤差電壓與該反饋電壓以及產生且輸出表示該比較的結果之二位元信號；及RS正反電路，其在一輸入端子接收預定時脈信號而在另一輸入端子接收該電壓比較電路的輸出信號，以及基於該輸出信號與該時脈信號的每一信號位準來產生且輸出該脈衝信號。

依據本發明的另一形態，提供一種切換式調整器的操作控制方法；該切換式調整器包括：切換元件，其依據輸入控制信號來實施切換；電感器，其藉由該切換元件的該切換以輸入至輸入端子的輸入電壓來充電；整流元件，其 在斷開該切換元件以及停止該電感器的充電時使該電感器放電；該方法包含：基於比例電壓成比例與自輸出端子輸出的輸出電壓與預定參考電壓間之電壓差來產生誤差電壓；依據該誤差電壓來產生具有工作週期之脈衝信號，以及將該脈衝信號輸出至該切換元件的控制電極以實施該切換元件的切換控制；將輸入至該輸入端子的該輸入電壓轉換成預定定電壓且輸出該預定定電壓作為該輸出電壓；依據該脈衝信號的該工作週期來產生反饋電壓；基於所產生反饋電壓及該誤差電壓間之電壓差來產生具有該工作週期的該脈衝信號；及依據該脈衝信號的該工作週期而改變該電壓差，藉此實施反饋控制。

於依據上述的本發明的用於控制切換式調整器的操作之方法，該誤差電壓可與該反饋電壓比較，及具有該工作週期的該脈衝信號係基於該比較的結果而產生。

於依據上述的本發明的用於控制切換式調整器的操作之方法，該反饋電壓可藉由積分該脈衝信號而產生。

於依據上述的本發明的用於控制切換式調整器的操作之方法，可積分該脈衝信號且將具有依據該脈衝信號的該工作週期之電壓傾斜之斜率電壓加至具有藉由該積分所獲得的漣波之信號以產生該反饋電壓。

依據該切換式調整器及該切換式調整器的操作控制之方法，反饋電壓係依據脈衝信號的工作週期而產生，具有工作週期的脈衝信號係基於所產生反饋電壓及誤差電壓間的電壓差而產生，且電壓差係依據脈衝信號的工作週期而 改變，藉此實施反饋控制。依據此，這係可能補償誤差電壓的起伏相對於輸出電壓的起伏的延遲，改善控制的穩定性，且改善頻率特性。

再者，積分脈衝信號且將具有依據脈衝信號的工作週期的電壓傾斜之斜率電壓加至具有由該積分所獲得的漣波之信號以產生反饋電壓。因此，甚至當脈衝信號的工作週期變成不小於50%時，這係可能穩定產生反饋電壓的操作。

當參照附圖閱讀以下詳細說明時，本發明將更為清楚。

基於圖式中所述的實施例來詳細說明本發明。

[第一實施例]

圖1係顯示本發明的第一實施例之切換式調整器的電路的實例之示意圖。

圖1的切換式調整器1構成步降切換式調整器，其中輸入至輸入端子IN之輸入電壓Vin係降至預定恆電壓，且係自輸出端子OUT輸出作為輸出電壓Vout。

切換式調整器1包括切換電晶體M1，其具有控制來自輸入端子IN之電流的輸出之PMOS電晶體；電晶體M2，用於同步整流，其具有NMOS電晶體；電感器L1；電容器C1，用於平流；電阻器R1及R2，用於檢測輸出電 壓，其中輸出電壓Vout被分配以及產生且輸出分電壓Vfb；電阻器R3，用於相位補償；及電容器C2及C3。

再者，切換式調整器1包括：參考電壓產生電路2，產生及輸出預定參考電壓Vref；誤差放大電路3，比較分電壓Vfb與參考電壓Vref，放大電壓差，及產生與輸出誤差電壓Ve；及反饋電路4，依據輸入至切換電晶體M1的閘極之脈衝信號的工作週期來產生及輸出反饋電壓Vdfb。並且，切換式調整器1包括：PWM比較器5，比較來自誤差放大電路3與反饋電壓Vdfb之誤差電壓Ve，及產生與輸出用於以對應至誤差電壓Ve的脈衝寬度而實施PWM控制之PWM脈衝信號Spwn；振盪電路6，產生與輸出預定時脈信號CLK；及RS正反電路7。

切換電晶體M1構成切換元件，而用於同步整流之電晶體M2構成整流元件。參考電壓產生電路2、誤差放大電路3、反饋電路4、PWM比較器5、振盪電路6、RS正反電路7、電阻器R1至R3與電容器C2及C3構成控制電路單元。參考電壓產生電路2、誤差放大電路3、電阻器R1至R3、與電容器C2及C3構成誤差電壓產生電路單元。PWM比較器5、振盪電路6及RS正反電路7構成脈衝調變電路單元，及反饋電路4構成反饋電路單元。再者，電阻器R1及R2構成輸出電壓檢測電路，而PWM比較器5構成電壓比較電路。

切換電晶體M1係連接至輸入電壓Vin及用於同步整流之電晶體M2的汲極之間，且用於同步整流之電晶體M2 的源極係連接至接地電壓。當切換電晶體M1的汲極及用於同步整流的電晶體M2間的連接部係Lx時，電感器L1係連接在連接部Lx及輸出端子OUT之間，且具有電阻器R1及R2的串聯電路與電容器C1係並聯連接在輸出端子OUT及接地電壓之間。再者，用於相位補償之電容器C2係並聯連接至電阻器R1。作為在電阻器R1及電阻器R2間的連接部的電壓之分電壓Vfb係輸入至誤差放大電路3的反相輸入端子，而參考電壓Vref係輸入至誤差放大電路3的非反相輸入端子。具有電阻器R3及電容器C3之串聯電路係連接在誤差放大電路3的輸出端子與接地電壓之間，且該串聯電路構成相位補償電路。

並且，來自誤差放大電路3之誤差電壓Ve係輸入至PWM比較器5的反相輸入端子，且反饋電壓Vdfb係輸入至PWM比較器5的非反相輸入端子。來自振盪電路6之時脈信號CLK係輸入至RS正反電路7的設定輸入端子S，及來自PWM比較器5之PWM脈衝信號Spwn係輸入至RS正反電路7的重設輸入端子R。輸出作為來自RS正反電路7的反相輸出端子QB的脈衝信號之開關信號Sqb係輸入至切換電晶體M1及電晶體M2的每一閘極用於同步整流，且輸入至反饋電路4。

於此種結構，誤差放大電路3藉由放大分電壓Vfb及參考電壓Vref間之電壓差來產生誤差電壓Ve，且將誤差電壓Ve輸出至PWM比較器5的反相輸入端子。PWM比較器5比較誤差電壓Ve與來自反饋電路4之反饋電壓 Vdfb。當反饋電壓Vdfb不大於誤差電壓Ve時，PWM比較器5輸出低位準PWM脈衝信號Spwn。當時脈信號CLK的脈衝係輸入至設定輸入端子S時，RS正反電路7依據脈衝的上升邊緣分別輸出來自非反相輸出端子Q的高位準信號及賴自反相輸出端子QB之低位準信號。再者，當來自PWM比較器5之PWM脈衝信號Spwn係輸入至重設輸入端子R時，RS正反電路7依據PWM脈衝信號Spwn的上升邊緣而輸出來自非反相輸出端子Q的低位準信號及來自反相輸出端子QB的高位準信號。RS正反電路7優先考慮重設，以及當時脈信號CLK的脈衝被輸入時，如果PWM脈衝信號Spwn係於高位準，非反相輸出端子Q係保持在低位準而反相輸出端子QB係保持在高位準。

當低位準開關信號Sqb係自RS正反電路7而輸出時，切換電晶體M1係接通用於傳導狀態，用於同步整流之電晶體M2係斷開用於非傳導狀態，以及電力係供應至電感器L1、用於平流之電容器C1、及連接至輸出端子OUT之負載(未顯示)。當高位準開關信號Sqb係自RS正反電路7輸出時，切換電晶體M1被斷開用於非傳導狀態，用於同步整流之電晶體M2被接通用於傳導狀態，以及累積於電感器L1及用於平流的電容器C1之能量係供應至連接於輸出端子OUT的負載。

當反饋電壓Vdfb超過誤差電壓Ve時，PWM比較器5輸出高位準PWM脈衝信號Spwn以重設RS正反電路7，且高位準開關信號Sqb係不管時脈信號CLK而且RS正反 電路7輸出。依據此，切換電晶體M1係斷開用於非傳導狀態，用於同步整流之電晶體M2係接通用於傳導狀態。

以此方式，輸出電壓Vout係調整以使當分電壓Vfb大於參考電壓Vref時，藉由減小誤差電壓Ve來降低輸出電壓Vout，以及當分電壓Vfb小於參考電壓Vref時，藉由增加誤差電壓Ve來增加輸出電壓Vout。

圖2係顯示圖1的反饋電路4的電路的實例之示意圖。圖3係顯示圖2的反饋電路4的操作的實例之時序圖。 圖3的參考電壓V1x表示在連接部Lx之電壓。

於圖2，反饋電路4包括：PMOS電晶體M11、NMOS電晶體M12、定電流源11、電容器C11及電阻器R11。 PMOS電晶體M11構成第一開關，及NMOS電晶體M12構成第二開關。

定電流源11係連接在輸入電壓Vin及PMOS電晶體M11的源極之間，及預定定電流係自定電流源11供應至PMOS電晶體M11的源極。具有NMOS電晶體M12及電阻器R11之串聯電路與電容器C11係並聯連接在PMOS電晶體M11的汲極及接地電壓之間。PMOS電晶體M11及NMOS電晶體M12的閘極被連接，且來自RS正反電路7的開關信號Sqb係輸入至連接部。反饋電壓Vdfb係自PMOS電晶體M11、NMOS電晶體M12及電容器C11之間的連接部而輸出。

如圖3所瞭解，當開關信號Sqb係於低位準時，PMOS電晶體M11係接通而NMOS電晶體M12被斷開， 電容器C11係隨著來自定電流源11的定電流而變化，定電流係經由PMOS電晶體M11而輸入，且反饋電壓Vdfb係上升在某一斜率，其稱為上斜(upslope)。當開關信號Sqb係於高位準，PMOS電晶體M11被斷開且NMOS電晶體M12被接通，累積於電容器C11之電荷係經由NMOS電晶體M12及電阻器R11而釋放至接地電壓，且反饋電壓Vdfb係依據電容器C11及電阻器R11的時序常數而減小，此稱為下斜(downslope)。

於圖3，開關信號Sqb的工作週期於期間T0及T1係恆定，使得反饋電壓Vdfb(實際比較於PWM比較器5的電壓)的峰值Vp係保持在某一電壓。於期間T2，開關信號Sqb的工作週期係增加，使得對電容器C11之充電時間增加且反饋電壓Vdfb的峰值Vp增加。於期間T3，開關信號Sqb的工作週期係進一步增加，使得反饋電壓Vdfb係增加在大於期間T2的斜率。於期間T4，開關信號Sqb的工作週期減小，使得反饋電壓Vdfb的遞增量減小。

於期間T5，雖然開關信號Sqb的工作週期係相同如於期間T0及T1，反饋電壓Vdfb增加，使得電容器C11的放電量係大且反饋電壓Vdfb的峰值Vp減小。以相同方式，開關信號Sqb的工作週期於期間T6及T7係恆定，反饋電壓Vdfb係大於穩定點，使得反饋電壓Vdfb繼續減小直到達到穩定點。於期間T8及T9，反饋電壓Vdfb已回到穩定點，使得反饋電壓Vdfb顯示如於期間T0及T1中的相同改變。

圖4係顯示當連接至輸出端子OUT的負載改變時之每一電壓及每一電流的波前的實例之示意圖。

參考電流iout表示自輸出端子OUT輸出之輸出電流，及參考電流iL表示流動於電感器L1之電感器電流iL。 以下，使用圖4說明圖1所示之切換式調整器1的操作。

參照圖4，於期間TA0，連接至輸出端子OUT之負載係恆定，使得反饋電壓Vdfb的峰值Vp及誤差電壓Ve在每一穩定點係恆定。

於期間TA1，負載增加，輸出電壓Vout減小直到電感器電流iL達到輸出電流iout且誤差電壓Ve在上升中。

於期間TA2，電感器電流iL已達到輸出電流iout，使得輸出電壓Vout的減小被停止。之後，誤差電壓Ve嘗試依據反饋電壓Vdfb使輸出電壓Vout回到穩定狀態。再者，開關信號Sqb的工作週期係些微大於期間TA0的工作週期以補償輸出電流iout的增加所造成之損失，使得反饋電壓Vdfb嘗試穩定有大於期間TA0中的電壓。在某一期間已過去之後，輸出電壓Vout穩定，使得反饋電壓Vdfb的峰值Vp及誤差電壓Ve回到每一穩定點。

於期間TA3，輸出電流iout減小，輸出電壓Vout係於上升中直到電感器電流iL達到輸出電流iout，且誤差電壓Ve減小。

於期間TA4，電感器電流iL已達到輸出電流iout，使得輸出電壓Vout增加被停止。之後，誤差電壓Ve嘗試依據反饋電壓Vdfb使輸出電壓Vout回到穩定狀態。圖5 係顯示自誤差電壓Ve的變化△ Ve至開關信號Sqb的工作週期的變化△ Duty之轉移函數的頻率特性△ Duty/△ Ve的實例之示意圖。實線表示增益，及虛線表示相位。

如圖5所瞭解，△ Duty表示微分頻率特性。此顯示如於PID控制中的導數作用之相同特性。然而，雖然PID控制方法具有誤差電壓Ve的變化△ Ve相當於輸出電壓Vo的變化△ Vo之微分特性，圖1的切換式調整器1係大不同，在於其具有開關信號Sqb的工作週期的變化△ Duty相當於誤差電壓Ve的變化△ Ve之微分特性。於反饋電路4，微分特性係基於邏輯信號而產生，使得切換式調整器1係實質地優於對PID控制方法的雜訊容許度。

於PID控制方法，必須減小高頻增益以致不會實施導數作用在輸出電壓的突波上。實際上，不可能在高頻改善切換式調整器的頻率特性，且微分電路的相位設計係困難。再者，製備微分電路需要誤差高速放大電路，使得電路元件的數量及消耗電流的量增加。因此，使用微分電路於切換式調整器是不切實際。

對比之下，圖1的切換式調整器1使用如圖2所示的簡單電路能夠實現反饋電路4，且因為用於反饋電路4的輸入信號係邏輯信號，雜訊容許度不會引起問題。於反饋電路4，不需考慮輸入雜訊的影響，因此微分特性可藉由電路恆定保持合乎高頻。

圖6係顯示關於輸出電壓Vout的變化△ Vout相對於誤差電壓Ve的變化△ Ve之頻率特性的實例之示意圖。實 線表示增益，虛線表示相位，長短交替虛線表示習知電壓控制方法的切換式調整器中之△ Vout的增益，及一長二短交替虛線表示習知電壓控制方法的切換式調整器中之△ Vout的相位。於圖6，顯示當使用如圖1的切換式調整器1中之相同振盪頻率、電感器、及平流電容器時之習知電壓控制方法的切換式調整器的頻率特性。

如圖6所述，雖然習知電壓控制方法的切換式調整器具有由於共振特性之陡峭相位起伏及陡峭增益峰值，圖1的切換式調整器1具有減小增益及平穩相位起伏。

圖7係顯示關於誤差電壓Ve的變化△ Ve相對於分電壓Vfb的變化△ Vfb之頻率特性的實例之示意圖。圖8係顯示當分電壓Vfb的變化△ Vfb相對於輸出電壓Vout的的變化△ Vout之頻率特性的實例之示意圖。於圖7及8，實線表示增益，虛線表示相位。

藉由將圖7及8的頻率特性重疊在圖6的頻率特性，獲得如圖9所示之切換式調整器1的整個反饋系統的頻率特性。於圖9，實線表示切換式調整器1的增益，虛線表示切換式調整器1的相位，以及長短交替虛線表示習知電壓控制方法的切換式調整器之增益而一長二短交替虛線表示習知電壓控制方法的切換式調整器的相位。

如圖9所述，於圖1的切換式調整器1中，增益延伸至高頻，及相位邊限係固定。對比之下，於習知電壓控制方法的切換式調整器中，雖然增益未延伸，相位邊限未固定。如果習知電壓控制方法的切換式調整器中將獲得穩定 性，需要進一步減小增益以降低回應性能。

於圖1，實例中顯示步降切換式調整器。然而，此係實例及本發明未受限於此。這係可能將本發明應用至步升切換式調整器。於此例，切換式調整器係配置如圖10所示。

圖10與圖1的不同處在於，圖1的切換電晶體M1具有NMOS電晶體以及圖1的用於同步整流的電晶體M2具有PMOS電晶體以改變切換電晶體M1、用於同步整流的電晶體M2、及電感器L1之間的連接，以及自RS正反電路7的非反相輸出端子Q輸出之開關信號Sq係輸入至切換電晶體M1及用於同步整流的電晶體M2的每一閘極。

電感器L1及切換電晶體M1係串聯連接在輸入端子IN及接地電壓之間，及用於同步整流的電晶體M2係連接在電感器L1及切換電晶體M1間的連接部Lx與輸出端子OUT之間。其它配置係相同如圖1的配置以及每一元件的操作係相同如圖1的操作，因此其說明省略。

圖1及10，實例中所示之同步整流型的切換式調整器。然而，這係可能將本發明應用至同步整流型的切換式調整器。於此例，可以整流二極體更換圖1及10的用於同步整流的電晶體M2。於圖1的例子，整流二極體的陽極係連接至接地電壓，而陰極係連接至切換電晶體M1的汲極。於圖10的例子，整流二極體的陽極係連接至連接部Lx，而陰極係連接至輸出端子OUT。

以此方式，第一實施例之切換式調整器係配置成依據 輸入至切換電晶體M1的閘極之切換信號的工作週期來改變誤差電壓Ve及反饋電壓Vdfb間的電壓差。因此，這係可能補償誤差電壓Ve的起伏相對於輸出電壓Vout的起伏的延遲，以改善控制穩定度以及改善頻率特性。

(第二實施例)

於第一實施例之反饋電路4中，斜率電壓可依據開關信號Sqb加至反饋電壓Vdfb。此方式準備之配置係使用於第二實施例。

圖11係顯示本發明的第二實施例之切換式調整器的電路的實例之示意圖。於圖11，相同參考數字代表如圖1的相同或類似元件。以下，其說明省略，且僅說明那些不同於圖1的特徵。

圖11與圖1的不同處在於，斜率附加電路係加至圖1的反饋電路4。依據此，圖1的反饋電路4係配置成為反饋電路4a，及圖1的切換式調整器1係配置成為切換式調整器1a。

圖11的切換式調整器1a構成步降切換式調整器，其中輸入至輸入端子IN之輸入電壓Vin係降至預定定電壓，且係輸出作為來自輸出端子OUT之輸出電壓Vout。

切換式調整器1a包括：切換電晶體M1、用於同步整流的電晶體M2、電感器L1、用於平流之電容器C1、電阻器R1及R2、用於相位補償之電容器C3、電容器C2及C3、參考電壓產生電路2、誤差放大電路3、依據輸入至 切換電晶體M1的閘極之脈衝信號的工作週期之產生及輸出反饋電壓Vdfb1之反饋電路4a、比較來自誤差放大電路3的誤差電壓Ve與反饋電壓Vdfb1以及依據誤差電壓Ve而產生及輸出用於該脈衝寬度實施PWM控制的PWM脈衝信號Spwn之PWM比較器5、振盪電路6及RS正反電路7。

圖11的切換式調整器1a的操作係相同如圖1的操作，除了圖1的反饋電壓Vdfb外，其係改變成斜率電壓加至反饋電壓Vdfb的反饋電壓Vdfb1。因此，其說明省略。

圖12係顯示圖11的反饋電路4a的電路的實例之示意圖。圖13係顯示圖12的反饋電路4a的操作的實例之時序圖。於圖12，相同參考數字代表如圖2的相同或類似元件。以下，其說明省略，且僅說明那些不同於圖2的特徵。

圖12與圖2的不同處在於，附加有定電流源12、操作放大器電路13、PMOS電晶體M13、NMOS電晶體M14及電容器C12。

於圖12，反饋電路4a包括：PMOS電晶體M11及M13、NMOS電晶體M12及M14、定電流源11及12、操作放大器電路13、電容器C11及C12及電阻器R11。定電流源12、操作放大器電路13、PMOS電晶體M13、NMOS電晶體M14、及電容器C12構成斜率電壓產生電路。

定電流源12係連接在輸入電壓Vin及PMOS電晶體M13的源極之間，且預定定電流係自定電流源12供應至PMOS電晶體M13的源極。NMOS電晶體M14及電容器C12係並聯連接在PMOS電晶體M13的汲極及操作放大器電路13的輸出端子之間。於操作放大器電路13中，輸出端子係連接至反相輸入端子，且反饋電壓Vdfb係輸入至非反相輸入端子。PMOS電晶體M13及NMOS電晶體M14的每一者的閘極被連接，且開關信號Sqb係輸入至連接部。反饋電壓Vdfb1係自PMOS電晶體M13、NMOS電晶體M14及電容器C12間的連接部而輸出。

於圖2的反饋電路4，當開關信號Sqb的工作週期在穩定點超過50%時，相對於具有三角形波的反饋電壓Vdfb的工作週期的起伏之增益超過1，使得此操作以如於需要斜率附加電路之電流控制方法的切換式調整器的相同方式而變不穩定。因此，需要附加具有不小於下斜對上斜的1/2傾斜之斜率電壓以穩定該操作。定電流源12、操作放大器電路13、PMOS電晶體M13、NMOS電晶體M14、及電容器C12形成將斜率電壓加至反饋電壓Vdfb的上斜之電路。

反饋電壓Vdfb係實質上藉由操作放大器電路13而短路，斜率電壓係藉由電容器C12及定電流源12而附加，且反饋電壓Vdfb1被產生。斜率電壓係在開關信號Sqb處於低位準時而加入。當開關信號Sqb處於高位準時，反饋電壓Vdfb1等於反饋電壓Vdfb。

圖13係顯示圖12的反饋電路4a的操作的實例渣時序圖。

於圖13，反饋電壓Vdfb的下斜基本上係由電阻及電容的自放電的功能來表示。然而，為易於說明起見，使用近似值與直線。實線表示反饋電壓Vdfb，及虛線表示反饋電壓Vdfb1的波前，其中具有下斜的1/2傾斜之斜率電壓係加至反饋電壓Vdfb。

於反饋電壓Vdfb1，雖然上斜具有由於定電流源及電容之某些傾斜，下斜係由電阻及電容而產生且係依據開關信號Sqb的工作週期所決定之反饋電壓Vdfb的穩定點而起伏。因此，反饋電壓Vdfb1的下斜不是恆定。有鑑於此，需要依據開關信號Sqb的工作週期所造成之下斜的傾斜來改變所附加斜率電壓的量，或依據下斜的最大傾斜來決定所附加斜率電壓的量。此於相同方式應用於電流控制方法的切換式調整器中之斜率補償電路。

為了依據如於圖12的反饋電路4a之下斜的起伏蚯度來改變所附加斜率電壓的量，附加的控制電路係需要的。再者，當所附加斜率電壓的量係基於下斜的最大傾斜來決定時，反饋電路4a的微分特性係不必要減小的。圖14係顯示消除此種問題之反饋電路4a的電路的實例之示意圖。

於圖14，上斜係由電阻及電容所產生而下斜係由定電流源及電容所產生，使得與圖12的例子對比之下，反饋電壓Vdfb的下斜具有某些傾斜。因此，所附加斜率電壓 的量可一直是恆定，使得不需實施如上述之斜率電壓的調整。

於圖11，實例中所示之步降切換式調整器。然而，這係可能以如於第一實施例的相同方式將本發明應用至步升切換式調整器。於此例，可以圖10的反饋電路4更換反饋電路4a，及可以圖10的切換式調整器1更換切換式調整器1a。其它元件係相同如圖10中的元件，使得其說明被省略。

再者，於上述說明，實例中所示之同步整流型的切換式調整器。然而，這係可能將本發明應用至非同步整流型的切換式調整器。於此例，可以如於第一實施例的相同方式而以整流二極體更換用於同步整流的電晶體M2。

於此方式，第二實施例之切換式調整器係配置成依據第一實施例的反饋電路4之開關信號Sqb而將斜率電壓加至反饋電壓Vdfb。因此，這係可能獲得如於第一實施例的相同功效，進一步穩定反饋電路的操作，以及進一步改善控制的穩定度。

本發明未限制特定揭示的實施例，且變化及修改可被實施而不偏離本發明的範圍。

本申請案係基於2007年7月27日申請的日本優先權案第2007-195865號，其整個內容併入本文中作為參考。

OUT‧‧‧輸出端子

Ve‧‧‧誤差電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

Vfb‧‧‧分電壓

Vin‧‧‧輸入電壓

M2‧‧‧電晶體

IN‧‧‧輸入端子

L1‧‧‧電感器

C1‧‧‧電容器

R1‧‧‧電阻器

R2‧‧‧電阻器

R3‧‧‧電阻器

C2‧‧‧電容器

C3‧‧‧電容器

Vref‧‧‧預定參考電壓

Vdfb‧‧‧反饋電壓

M1‧‧‧切換電晶體

Spwn‧‧‧PWM脈衝信號

CLK‧‧‧預定時脈信號

Lx‧‧‧連接部

S‧‧‧設定輸入端子

R‧‧‧重設輸入端子

QB‧‧‧反相輸出端子

Sqb‧‧‧開關信號

Q‧‧‧非反相輸出端子

V1x‧‧‧參考電壓

M11‧‧‧PMOS電晶體

M12‧‧‧NMOS電晶體

C11‧‧‧電容器

R11‧‧‧電阻器

Vp‧‧‧峰值

T0‧‧‧期間

T1‧‧‧期間

T2‧‧‧期間

T3‧‧‧期間

T4‧‧‧期間

T5‧‧‧期間

T6‧‧‧期間

T7‧‧‧期間

T8‧‧‧期間

T9‧‧‧期間

iL‧‧‧電感器電流

TA0‧‧‧期間

TA1‧‧‧期間

TA2‧‧‧期間

TA3‧‧‧期間

iout‧‧‧輸出電流

Vo‧‧‧輸出電壓

△ Duty‧‧‧微分頻率特性

△ Vo‧‧‧微分特性

Sq‧‧‧開關信號

M13‧‧‧PMOS電晶體

M14‧‧‧NMOS電晶體

C12‧‧‧電容器

C11‧‧‧電容器

Vdfb1‧‧‧反饋電壓

1‧‧‧切換式調整器

1a‧‧‧切換式調整器

2‧‧‧參考電壓產生電路

3‧‧‧誤差放大電路

4‧‧‧反饋電路

4a‧‧‧反饋電路

5‧‧‧PWM比較器

6‧‧‧振盪電路

7‧‧‧RS正反電路

11‧‧‧定電流源

12‧‧‧定電流源

13‧‧‧操作放大器電路

圖1係顯示本發明的第一實施例之切換式調整器的電 路的實例之示意圖；圖2係顯示圖1的反饋電路的電路的實例之示意圖；圖3係顯示圖2的反饋電路的操作的實例之時序圖；圖4係顯示當連接至輸出端子OUT的負載改變時之每一電壓及每一電流的波前的實例之示意圖；圖5係顯示當開關信號Sqb的工作週期相對於誤差電壓Ve的變化而改變時之頻率特性的實例之示意圖；圖6係顯示當輸出電壓Vout相對於誤差電壓Ve的變化而改變時之頻率特性的實例之示意圖；圖7係顯示當誤差電壓Ve相對於分電壓Vfb的變化而改變時之頻率特性的實例之示意圖；圖8係顯示當分電壓Vfb相對於輸出電壓Vout的變化而改變時之頻率特性的實例之示意圖；圖9係顯示圖1的切換式調整器的整個反饋系統的頻率特性的實例之示意圖；圖10係顯示本發明的第一實施例之切換式調整器的電路的另一實例之示意圖；圖11係顯示本發明的第二實施例之切換式調整器的電路的實例之示意圖；圖12係顯示圖11的反饋電路的電路的實例之示意圖；圖13係顯示圖12的反饋電路的操作的實例之時序圖；圖14係顯示圖11的反饋電路的電路的另一實例之示 意圖。

1‧‧‧切換式調整器

2‧‧‧參考電壓產生電路

3‧‧‧誤差放大電路

4‧‧‧反饋電路

5‧‧‧PWM比較器

6‧‧‧振盪電路

7‧‧‧RS正反電路

Claims (13)

1. 一種切換式調整器，用於將輸入至輸入端子的供應電壓轉換成預定定電壓且輸出該預定定電壓作為來自輸出端子的輸出電壓，該切換式調整器包含：切換元件，其被配置以依據輸入控制信號來實施切換；電感器，其藉由該切換元件的切換，以該供應電壓來充電；整流元件，其被配置以在斷開該切換元件以及停止該電感器的充電時使該電感器放電；及控制電路單元，其被配置以基於與該輸出電壓成比例的比例電壓及預定參考電壓間之電壓差來產生誤差電壓，依據該誤差電壓來產生具有工作週期之脈衝信號，以及將該脈衝信號輸出至該切換元件的控制電極以實施該切換元件的切換控制，其中該控制電路單元被配置以依據該脈衝信號的該工作週期來產生反饋電壓，基於所產生反饋電壓及該誤差電壓間之電壓差來產生具有該工作週期的該脈衝信號，依據該脈衝信號的該工作週期而改變該電壓差，藉此實施反饋控制，積分該脈衝信號及將具有依據該脈衝信號的該工作週期之電壓傾斜的斜率電壓加至具有藉由該積分所獲得的漣波之信號以產生該反饋電壓。
2. 如申請專利範圍第1項之切換式調整器，其中該控制電路單元被配置以比較該誤差電壓與該反饋電壓，且 基於該比較的結果而產生具有工作週期之脈衝信號。
3. 如申請專利範圍第2項之切換式調整器，其中該控制電路單元包括：誤差電壓產生電路單元，其被配置以基於與該輸出電壓成比例的該比例電壓及該預定參考電壓間之該電壓差而產生且輸出該誤差電壓；脈衝調變單元，其被配置以依據該誤差電壓來產生具有該工作週期之該脈衝信號且將該脈衝信號輸出至該切換元件的該控制電極，以實施該切換元件的切換控制；及反饋電路單元，其被配置以依據該脈衝信號的該工作週期而產生且輸出該反饋電壓，其中該脈衝調變單元被配置以比較該誤差電壓與該反饋電壓，且基於該誤差電壓與該反饋電壓的比較的結果而產生具有工作週期之脈衝信號。
4. 如申請專利範圍第3項之切換式調整器，其中該反饋電路單元被配置以藉由積分該脈衝信號而產生該反饋電壓。
5. 如申請專利範圍第3項之切換式調整器，其中該脈衝調變電路單元包括：比較器，該比較器的第一輸入端子直接連接到該誤差電壓，且該比較器的第二輸入端子直接連接到該反饋電壓；及正反電路，其基於來自該比較器的輸出信號來產生該脈衝信號。
6. 如申請專利範圍第3項之切換式調整器，其中該誤差電壓產生電路單元包括：輸出電壓檢測電路，其被配置以分配該輸出電壓，以及產生並輸出該成比例電壓；參考電壓產生電路，其被配置以產生及輸出該參考電壓；及誤差放大電路，其被配置以放大該成比例電壓及該參考電壓間的電壓差以及產生且輸出該誤差電壓。
7. 如申請專利範圍第3項之切換式調整器，其中該脈衝調變電路單元包括：電壓比較電路，其被配置以比較該誤差電壓與該反饋電壓以及產生且輸出表示該比較的結果之二位元信號；及RS正反電路，其被配置以在一輸入端子接收預定時脈信號而在另一輸入端子接收該電壓比較電路的輸出信號，以及基於該輸出信號與該時脈信號的每一信號位準來產生且輸出該脈衝信號。
8. 如申請專利範圍第4項之切換式調整器，其中該反饋電路單元包括：第一開關，其被配置以依據該脈衝信號來實施切換；第二開關，其被配置以依據該脈衝信號來實施與該第一開關的該切換相反之切換；電阻器；電容器，依據該第一開關的該切換，經由該電阻器以將充電的電流供應至該電容器； 定電流源，其被配置以依據該第二開關的該切換使該電容器放電；及斜率電壓產生電路，其被配置以產生該斜率電壓，且在充電時將所產生斜率電壓加至該電容器的充電與放電端子的電壓，以產生該反饋電壓。
9. 如申請專利範圍第4項之切換式調整器，其中該反饋電路單元包括：第一開關，其被配置以依據該脈衝信號來實施切換；第二開關，其被配置以依據該脈衝信號來實施與該第一開關的該切換相反之切換；電容器；定電流源，其被配置以依據該第一開關的該切換藉由供應預定定電流至該電容器來實施充電；及電阻器，其被配置以在該電容器依據該第二開關的該切換而放電時形成預定時間常數。
10. 如申請專利範圍第4項之切換式調整器，其中該反饋電路單元包括：第一開關，其被配置以依據該脈衝信號來實施切換；第二開關，其被配置以依據該脈衝信號來實施與該第一開關的該切換相反之切換；電容器；定電流源，其被配置以依據該第一開關的該切換藉由供應預定定電流至該電容器來實施充電；電阻器，其被配置以在該電容器依據該第二開關的該 切換而放電時形成預定時間常數；及斜率電壓產生電路，其被配置以產生該斜率電壓且在充電時將所產生斜率電壓加至該電容器的充電與放電端子的電壓以產生該反饋電壓。
11. 一種切換式調整器的操作控制方法，包含：切換元件依據輸入控制信號來切換；藉由該切換元件的該切換來以輸入電壓來充電電感器；在斷開該切換元件以及停止該電感器的充電時使該電感器放電；基於與自輸出端子輸出的輸出電壓成比例之比例電壓及預定參考電壓間之電壓差，來產生誤差電壓；依據該誤差電壓來產生具有工作週期之脈衝信號，以及將該脈衝信號輸出至該切換元件，以實施該切換元件的切換控制；將該輸入電壓轉換成預定定電壓，且輸出該預定定電壓作為該輸出電壓；依據該脈衝信號的該工作週期來產生反饋電壓；基於所產生的反饋電壓及該誤差電壓間之電壓差，產生具有該工作週期的該脈衝信號；依據該脈衝信號的該工作週期而改變該電壓差，藉此實施反饋控制；積分該脈衝信號；及將具有依據該脈衝信號的該工作週期之電壓傾斜的斜 率電壓加至具有藉由該積分所獲得的漣波之信號以產生該反饋電壓。
12. 如申請專利範圍第11項之切換式調整器的操作控制方法，進一步包含：比較該誤差電壓與該反饋電壓；及基於該比較的結果而產生具有該工作週期的該脈衝信號。
13. 如申請專利範圍第11項之切換式調整器的操作控制方法，進一步包含：藉由積分該脈衝信號而產生該反饋電壓。