CN101548456B

CN101548456B - 开关稳压器以及用于控制其工作的方法

Info

Publication number: CN101548456B
Application number: CN2008800007959A
Authority: CN
Inventors: 相马将太郎
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Riqingfang Microelectronics Co ltd
Priority date: 2007-07-27
Filing date: 2008-06-17
Publication date: 2012-07-11
Anticipated expiration: 2028-06-17
Also published as: KR101055339B1; JP5386801B2; KR20090048638A; US8207721B2; CN101548456A; TWI405062B; TW200921317A; WO2009016898A1; US20100181977A1; JP2009033883A

Abstract

本发明公开的开关稳压器包含：开关元件，其根据输入控制信号进行开关；电感器，通过所述开关元件的开关以电源电压对其充电；整流元件，其在所述开关元件截止并且所述电感器的充电停止时对所述电感器放电；以及控制电路单元，其基于比例电压和预定基准电压之间的压差生成误差电压，根据该误差电压生成并输出具有占空比的脉冲信号至所述开关元件的控制极。所述控制电路单元根据该脉冲信号的占空比生成反馈电压，根据所生成的反馈电压和误差电压之间的压差生成具有占空比的脉冲信号，并且根据脉冲信号的占空比改变压差。

Description

开关稳压器以及用于控制其工作的方法

技术领域

本发明涉及能够在宽输入和输出电压范围中稳定工作的开关稳压器以及用于控制其工作的方法。

背景技术

用于控制开关稳压器的传统方法已采用了仅反馈输出电压的电压控制。

为了改善使用这种电压控制方法的开关稳压器的频率特性，已使用了反馈输出电压和输出电流的电流控制(例如，参见专利文档1)。进一步，作为类似的方法，已使用了从输出电压反馈使用近似微分器(approximatedifferentiator)来改善稳定性的PID控制。

使用电压控制方法的开关稳压器控制电感器电流，并通过以电感器电流对输出滤波电容器充电来生成预定恒定电压的特定输出电压。在这种开关稳压器中，为了控制输出电压，反馈输出电压并且生成输出电流，因而开关稳压器具有作为开关稳压器固有特性的二次谐振频率特性。谐振频率特性降低了控制环路的稳定性，并且使开关稳压器的结构复杂化。因此，为了维持稳定性，需要降低控制环路的增益，而这造成了瞬态响应特性被降低的问题。

进一步，为了改善使用电压控制方法的输出电压反馈型的开关稳压器的频率特性，已使用了反馈输出电压和输出电流的电流控制方法。输出电流被反馈以控制输出电流，因而开关稳压器具有主频率(primary frequency)的特性，并且可容易地执行控制。因此，可以增大控制环路的增益，因而可以改善开关稳压器的瞬态响应特性。

专利文档1：日本特许公开专利申请No.2006-33958

然而，在电流控制方法中，电流被转换为电压并被反馈，因而电流感应电阻器(current sensing resistor)是必要的。当电流感应电阻器的电阻值较大时，开关稳压器的效率降低，因而对于电流感应电阻器，需要使用具有几十mΩ的电阻器。然而，这种电阻器较贵。进一步，由于电流感应电阻器的感应电压是微小的电压，因此存在该微小的电压可能受噪声影响的问题。进一步，作为不使用这种电流感应电阻器的方法，已采用了使用驱动晶体管的开启电阻(使用驱动晶体管的漏极电压)的方法。因为没有使用电阻器，因此在成本和效率方面，该方法比电流感应电阻器具有更多优点。

然而，由于驱动晶体管的开关，当驱动晶体管导通时，很难调整用以检测漏极电压的时序。进一步，由于驱动晶体管的开关浪涌的生成，因此不可能在驱动晶体管导通之后立即检测电压，并且由于生成了检测时序的延迟，因此这是有问题的。此外，由于使用微小的电压，因此存在这样的问题：该微小的电压很可能以与使用电流感应电阻器的方法相同的方式受到噪声的影响。另外，在使用电流控制方法的开关稳压器中，当PWM控制的占空比超过50％时，生成了分谐波共振(subharmonic resonance)。为了消除分谐波共振，需要斜率补偿电路。这种斜率补偿电路具有复杂的结构，并且其调节很困难。

此外，在从输出电压反馈使用近似微分器来改善稳定性的PID控制方法中，理论上，反馈输出电压的微分值。换句话说，反馈与输出电流和电感器电流之间的差相接近的值。因此，可能具有与电流控制方法中的频率特性相类似的频率特性。然而，在PID控制方法的开关稳压器中，输出电压被叠加了由于来自滤波能力的ESR或来自开关稳压器的输出节点的浪涌电压而引起的高频噪声。根据使用微分器的结构，显而易见这种高频噪声可能成为故障因素。

这样，虽然电流控制方法具有良好的响应特性的优点，但是对于电压控制方法，其具有许多缺点。PID控制方法使用微分器，因此受到噪声影响。基于这些事实，当前许多开关稳压器使用电压控制方法。

发明内容

本发明的一般目的是提供消除了上述问题的改善的且有用的开关稳压器以及用于控制其工作的方法。

本发明的更具体目的是提供可提供稳定控制并且改善频率特性的开关稳压器以及用于控制其工作的方法。

根据本发明的一个方面，提供了用于将输入至输入端的电源电压转换为预定的恒定电压并且从输出端将该预定的恒定电压输出为输出电压的开关稳压器，该开关稳压器包括：开关元件，用于根据输入控制信号执行开关；电感器，通过所述开关元件的开关以电源电压对其充电；整流元件，其在所述开关元件截止并且所述电感器的充电停止时对所述电感器放电；以及控制电路单元，其基于与输出电压成比例的比例电压和预定基准电压之间的压差生成误差电压，根据该误差电压生成具有占空比的脉冲信号，并且将该脉冲信号输出至所述开关元件的控制极以便于执行所述开关元件的开关控制，其中，所述控制电路单元根据该脉冲信号的占空比生成反馈电压，基于所生成的反馈电压和误差电压之间的压差生成具有占空比的脉冲信号，并且根据脉冲信号的占空比改变压差，由此执行反馈控制。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述控制电路单元可以将误差电压与反馈电压相比较，并且基于比较结果生成具有占空比的脉冲信号。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述控制电路单元可包含：误差电压生成电路单元，其基于与输出电压成比例的比例电压和预定基准电压之间的压差来生成和输出误差电压；脉冲调制电路单元，其根据误差电压生成具有占空比的脉冲信号，并且将该脉冲信号输出至所述开关元件的控制极以便于执行所述开关元件的开关控制；以及反馈电路单元，其根据脉冲信号的占空比来生成和输出反馈电压，其中，所述脉冲调制电路单元将误差电压与反馈电压相比较，并且基于比较结果生成具有占空比的脉冲信号。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述反馈电路单元通过将脉冲信号积分来生成反馈电压。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述反馈电路单元可包含：第一开关，其根据脉冲信号执行开关；第二开关，其根据脉冲信号执行与所述第一开关的开关相反的开关；电容器；恒流源，其根据所述第一开关的开关、通过将预定的恒定电流提供至所述电容器来执行充电；以及电阻器，其形成所述电容器根据所述第二开关的开关而放电的预定时间常数。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述反馈电路单元对脉冲信号积分，并且将具有根据该脉冲信号的占空比的电压倾角的斜坡电压添加至通过积分所得到的具有纹波的信号，以便于生成反馈电压。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述反馈电路单元可包含：第一开关，其根据脉冲信号执行开关；第二开关，其根据脉冲信号执行与所述第一开关的开关相反的开关；电容器；恒流源，其根据所述第一开关的开关、通过将预定的恒定电流提供至所述电容器来执行充电；电阻器，其形成所述电容器根据所述第二开关的开关而放电的预定时间常数；以及斜坡电压生成电路，其生成斜坡电压，并且在充电的时候将生成的斜坡电压添加至所述电容器的充放电端的电压，以便于生成反馈电压。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述反馈电路单元可包含：第一开关，其根据脉冲信号执行开关；第二开关，其根据脉冲信号执行与所述第一开关的开关相反的开关；电阻器；电容器，根据所述第一开关的开关、经由所述电阻器向其提供待充电的电流；恒流源，其根据所述第二开关的开关对所述电容器放电；以及斜坡电压生成电路，其生成斜坡电压，并且在充电的时候将生成的斜坡电压添加至所述电容器的充放电端的电压，以便于生成反馈电压。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述误差电压生成电路单元可包含：输出电压检测电路，其将输出电压分压，并且生成和输出比例电压；基准电压生成电路，其生成和输出基准电压；以及误差放大电路，其放大比例电压与基准电压之间的压差，并且生成和输出误差电压。

在根据上述发明的开关稳压器中，所述脉冲调制电路单元包含：电压比较电路，其将误差电压与反馈电压相比较，并且生成和输出表示比较结果的二进制信号；以及RS触发器电路，其在一个输入端接收预定的时钟信号，在另一个输入端接收所述电压比较电路的输出信号，并且基于输出信号与时钟信号的每个信号电平来生成和输出脉冲信号。

根据本发明的另一方面，提供了用于控制开关稳压器的工作的方法，其中，该开关稳压器包含：开关元件，用于根据输入控制信号执行开关；电感器，通过所述开关元件的开关以输入至输入端的输入电压对其充电；以及整流元件，其在所述开关元件截止并且所述电感器的充电停止时对所述电感器放电，所述方法包括：基于与从输出端输出的输出电压成比例的比例电压和预定基准电压之间的压差来生成误差电压；根据该误差电压生成具有占空比的脉冲信号，并且将该脉冲信号输出至所述开关元件的控制极，以便于执行所述开关元件的开关控制；将输入至所述输入端的输入电压转换为预定的恒定电压，并且将该预定的恒定电压输出为输出电压；根据脉冲信号的占空比生成反馈电压；基于生成的反馈电压与误差电压之间的压差生成具有占空比的脉冲信号；以及根据脉冲信号的占空比改变压差，从而执行反馈控制。

在用于根据上述发明控制开关稳压器的工作的方法中，可将误差电压与反馈电压相比较，以及可基于该比较结果生成具有占空比的脉冲信号。

在用于根据上述发明控制开关稳压器的工作的方法中，可以通过对脉冲信号积分来生成反馈电压。

在用于根据上述发明控制开关稳压器的工作的方法中，可对脉冲信号积分，并且可以将具有根据该脉冲信号的占空比的电压倾角的斜坡电压添加至通过积分所得到的具有纹波的信号，以便于生成反馈电压。

根据该开关稳压器以及用于控制该开关稳压器的工作的方法，根据脉冲信号的占空比生成反馈电压，基于生成的反馈电压和误差电压之间的压差生成具有占空比的脉冲信号，并且根据脉冲信号的占空比改变该压差，从而执行反馈控制。据此，可以补偿误差电压的波动相对于输出电压的波动的延迟，提高控制的稳定性，并且提高频率特性。

进一步，对脉冲信号积分，并且将具有根据该脉冲信号的占空比的电压倾角的斜坡电压添加至通过积分所得到的具有纹波的信号，以便于生成反馈电压。因此，即使当脉冲信号的占空比变得不小于50％，也可以稳定生成反馈电压的工作。

当结合附图阅读时，本发明的其它目的、特征及优点将从以下详细描述中更加明显。

附图说明

图1是示出本发明第一实施例中开关稳压器的电路示例的图；

图2是示出图1的反馈电路的电路示例的图；

图3是示出图2的反馈电路的工作示例的时序图；

图4是示出当连接至输出端OUT的负载变化时，各个电压和各个电流的波形示例的图；

图5是示出当开关信号Sqb的占空比相对于误差电压Ve的变化而变化时，频率特性的示例的图；

图6是示出当输出电压Vout相对于误差电压Ve的变化而变化时，频率特性的示例的图；

图7是示出当误差电压Ve相对于分压Vfb的变化而变化时，频率特性的示例的图；

图8是示出当分压Vfb相对于输出电压Vout的变化而变化时，频率特性的示例的图；

图9是示出图1的开关稳压器的整个反馈系统的频率特性的示例的图；

图10是示出本发明第一实施例中开关稳压器的另一电路示例的图；

图11是示出本发明第二实施例中开关稳压器的电路示例的图；

图12是示出图11的反馈电路的电路示例的图；

图13是示出图12的反馈电路的工作示例的时序图；以及

图14是示出图11的反馈电路的另一电路示例的图。

具体实施方式

基于附图中图解的实施例来详细描述本发明。

(第一实施例)

图1是示出本发明第一实施例中开关稳压器的电路示例的图。

图1的开关稳压器1构成降压(step-down)开关稳压器，在其中输入至输入端IN的输入电压Vin被降至预定的恒定电压，并且将其从输出端OUT输出为输出电压Vout。

开关稳压器1包含：具有PMOS晶体管的开关晶体管M1，用于控制来自输入端IN的电流的输出；具有NMOS晶体管的晶体管M2，用于同步整流；电感器L1；电容器C1，用于滤波；电阻器R1和R2，用于检测输出电压，其中，输出电压Vout被分压并且生成和输出分压Vfb；电阻器R3，用于相位补偿；以及电容器C2和C3。

进一步，开关稳压器1包含：基准电压生成电路2，其生成和输出预定的基准电压Vref；误差放大电路3，其将分压Vfb与基准电压Vref相比较，放大压差，并且生成和输出误差电压Ve；以及反馈电路4，其根据输入至开关晶体管M1的栅极的脉冲信号的占空比生成和输出反馈电压Vdfb。此外，开关稳压器1包含PWM比较器5，其将来自误差放大电路3的误差电压Ve与反馈电压Vdfb相比较，并且生成和输出用于以相应于误差电压Ve的脉宽执行PWM控制的PWM脉冲信号Spwn；振荡电路6，其生成和输出预定时钟信号CLK；以及RS触发器电路7。

分别地，开关晶体管M1构成开关元件，用于同步整流的晶体管M2构成整流元件。基准电压生成电路2、误差放大电路3、反馈电路4、PWM比较器5、振荡电路6、RS触发器电路7、电阻器R1～R3以及电容器C2和C3构成控制电路单元。分别地，基准电压生成电路2、误差放大电路3、电阻器R1～R3以及电容器C2和C3构成误差电压生成电路单元；PWM比较器5、振荡电路6以及RS触发器电路7构成脉冲调制电路单元；并且反馈电路4构成反馈电路单元。进一步，分别地，电阻器R1和R2构成输出电压检测电路，并且PWM比较器5构成电压比较电路。

开关晶体管M1连接在输入电压Vin与用于同步整流的晶体管M2的漏极之间，并且用于同步整流的晶体管M2的源极连接至接地电压。当开关晶体管M1的漏极与用于同步整流的晶体管M2之间的连接部分是Lx时，电感器L1连接在连接部分Lx与输出端OUT之间，并且具有R1和R2的串联电路与电容器C1并联地连接在输出端OUT和接地电压之间。进一步，用于相位补偿的电容器C2与电阻器R1并联地连接。作为电阻器R1和电阻器R2之间连接部分处的电压的分压Vfb输入至误差放大电路3的反相输入端，并且基准电压Vref输入至误差放大电路3的同相输入端。具有电阻器R3和电容器C3的串联电路连接在误差放大电路3的输出端与接地电压之间，并且该串联电路构成相位补偿电路。

此外，来自误差放大电路3的误差电压Ve输入至PWM比较器5的反相输入端，并且反馈电压Vdfb输入至PWM比较器5的同相输入端。来自振荡电压6的时钟信号CLK输入至RS触发器电路7的置位(set)输入端S，并且来自PWM比较器5的PWM脉冲信号Spwn输入至RS触发器电路7的复位(reset)输入端R。作为来自RS触发器电路7的反相输出端QB的脉冲信号而输出的开关信号Sqb输入至开关晶体管M1以及用于同步整流的晶体管M2的各个栅极以及反馈电路4。

在这种结构中，误差放大电压3通过放大分压Vfb与基准电压Vref之间的压差来生成误差电压Ve，并且将该误差电压Ve输入至PWM比较器5的反相输入端。PWM比较器5将误差电压Ve与来自反馈电路4的反馈电压Vdfb相比较。当反馈电压Vdfb不大于误差电压Ve时，PWM比较器5输出低电平PWM脉冲信号Spwn。当时钟信号CLK的脉冲输入至置位输入端S时，RS触发器电路7根据该脉冲的上升沿，分别从同相输出端Q输出高电平信号，从反相输出端QB输出低电平信号。进一步，当来自PWM比较器5的PWM脉冲信号Spwn输入至复位输入端R时，RS触发器电路7根据PWM脉冲信号Spwn的上升沿，从同相输出端Q输出低电平信号，并且从反相输出端QB输出高电平信号。RS触发器电路7将优先权给予复位，并且当输入时钟信号CLK的脉冲时，如果PWM脉冲信号Spwb处于高电平，那么同相输出端Q维持在低电平，反相输出端QB维持在高电平。

当从RS触发器电路7输出低电平开关信号Sqb时，开关晶体管M1开启(导通状态)，用于同步整流的晶体管M2关断(不导通状态)，并且电源被提供至电感器L1、用于滤波的电容器C1以及连接至输出端OUT的负载(未示出)。当从RS触发器电路7输出高电平开关信号Sqb时，开关晶体管M1关断(不导通状态)，用于同步整流的晶体管M2开启(导通状态)，并且积累在电感器L1及用于滤波的电容器C1之中的能量被提供至与输出端OUT连接的负载。

当反馈电压Vdfb超过误差电压Ve时，PWM比较器5输出高电平PWM脉冲信号以复位RS触发器电路7，并且从RS触发器电路7输出高电平开关信号Sqb，而与时钟信号CLK无关。据此，开关晶体管M1关断(不导通状态)，用于同步整流的晶体管M2开启(导通状态)。

这样，输出电压Vout被调节，以使得当分压Vfb大于基准电压Vref时，通过减小误差电压Ve而减小了输出电压Vout；而当分压小于基准电压Vref时，通过增大误差电压Ve而增大了输出电压Vout。

图2是示出图1的反馈电路4的电路示例的图。图3是示出图2的反馈电路4的工作示例的时序图。图3的标号V1x表示连接部分Lx处的电压。

在图2中，反馈电路4包含PMOS晶体管M11、NMOS晶体管M12、恒流源11、电容器C11以及电阻器R11。分别地，PMOS晶体管M11构成第一开关，NMOS晶体管M12构成第二开关。

恒流源11连接在输入电压Vin与PMOS晶体管M11的源极之间，预定的恒定电流从恒流源11被提供至PMOS晶体管M11的源极。具有NMOS晶体管M12和电阻器R11的串联电路与电容器C11并联地连接在PMOS晶体管M11的漏极与接地电压之间。PMOS晶体管M11及NMOS晶体管M12的栅极相连，并且来自RS触发器电路7的开关信号Sqb输入至连接部分。反馈电压Vdfb从PMOS晶体管M11、NMOS晶体管M12及电容器C11之中的连接部分输出。

如从图3中理解的那样，当开关信号Sqb信号处于低电平时，PMOS晶体管M11导通，而NMOS晶体管M12截止，以来自恒流源11、经由PMOS晶体管M11而输入的恒定电流对电容器C11充电，并且以一定的斜率(slope)(称为上升斜率)升高反馈电压Vfdb。当开关信号Sqb处于高电平时，PMOS晶体管M11截止，而NMOS晶体管M12导通，累积在电容器C11的电荷经由NMOS晶体管M12和电阻器R11而被放电至接地电压，并且根据电容器C11和电阻器R11的时间常数(称为下降斜率)减小反馈电压Vdfb。

在图3中，开关信号Sqb的占空比在时间段T0和T1中恒定，因而反馈电压Vfdb(实际在PWM比较器5中比较的电压)的峰值Vp维持为某个电压。在时间段T2中，开关信号Sqb的占空比增大，因而电容器C11的充电时间增加，并且反馈电压Vdfb的峰值Vp增大。在时间段T3中，开关信号Sqb的占空比进一步增大，因而反馈电压Vdfb以大于时间段T2中的斜率的斜率增大。在时间段T4中，开关信号Sqb的占空比减小，因而反馈电压Vdfb的增量减小。

在时间段T5中，虽然开关信号Sqb的占空比与时间段T0及T1中相同，但是反馈电压Vdfb增大，因而电容器C11的放电量很大，并且反馈电压Vdfb的峰值Vp减小。同样，在时间段T6和T7中，虽然开关信号Sqb的占空比恒定，但是反馈电压Vdfb大于稳定点，因而反馈电压Vdfb持续减小，直到其到达稳定点为止。在时间段T8和T9中，反馈电压Vdfb已返回至稳定点，因而反馈电压Vdfb示出与时间段T0和T1中相同的变化。

图4是示出当连接至输出端OUT的负载变化时，各个电压和各个电流的波形示例的图。分别地，标号iout表示从输出端OUT输出的输出电流，标号iL表示流入电感器L1中的电感器电流。以下使用图4描述图1中所示的开关稳压器1的工作。

参考图4，在时间段TA0中，连接至输出端OUT的负载恒定，因而在各自的稳定点处，反馈电压Vdfb的峰值Vp与误差电压Ve是恒定的。

在时间段TA1中，负载增大，输出电压Vout减小，直到电感器电流iL达到输出电流iout为止，并且误差电压Ve上升。

在时间段TA2中，电感器电流iL已达到输出电流iout，因而输出电压Vout的减小停止。其后，误差电压Ve试图根据反馈电压Vdfb来将输出电压Vout返回至稳定状态。进一步，为了补偿由输出电流iout的增加所引起的损失，开关信号Sqb的占空比稍大于时间段TA0中的占空比，因而反馈电压Vdfb试图以大于时间段TA0中电压的电压稳定。在已经经过了某个时间段之后，输出电压Vout稳定，因而反馈电压Vdfb的峰值Vp与误差电压Ve返回至各自的稳定点。

在时间段TA3中，输出电流iout减小，输出电压Vout上升，直到电感器电流iL达到输出电流iout为止，并且误差电压Ve减小。

在时间段TA4中，电感器电流iL已达到输出电流iout，因而输出电压Vout的增加停止。其后，误差电压Ve试图根据反馈电压Vdfb将输出电压Vout返回至稳定状态。

图5是示出从误差电压Ve的变化量ΔVe到开关信号Sqb的占空比的变化量ΔDuty的传输函数的频率特性ΔDuty/ΔVe的示例的图。分别地，实线表示增益，虚线表示相位。

如从图5中理解的那样，ΔDuty表示微分频率特性。这示出与PID控制中的微商作用(derivative action)的特性相同的特性。然而，虽然PID控制方法具有误差电压Ve的变化量ΔVe相对于输出电压Vo的变化量ΔVo的微分特性，但是由于图1的开关稳压器1具有开关信号Sqb的占空比的变化量ΔDuty相对于误差电压Ve的变化量ΔVe的微分特性，因而其是显著不同的。在反馈电路4中，微分特性基于逻辑信号而创建，因而开关稳压器1在噪声容限方面显著优于PID控制方法。

在PID控制方法中，必须减小高频增益以便于不对输出电压的浪涌执行微商作用。实际上，不可能在高频处改善开关稳压器的频率特性，并且微分电路的相位设计是困难的。进一步，高速误差放大电路是准备微分电路所必须的，因而电路元件的数量以及消耗电流量增加。因此，在开关稳压器中使用微分电路是行不通的。

相比，图1的开关稳压器1能够使用如图2中所示的简单电路来实现反馈电路4，并且由于反馈电路4的输入信号是逻辑信号，因而噪声容限不带来问题。在反馈电路4中，不需要考虑输入噪声的影响，因而通过电路常数(circuit constant)可以维持微分特性直至高频。

图6是示出关于输出电压Vout的变化量ΔVout相对于误差电压Ve的变化量ΔVe的频率特性的示例的图。分别地，实线表示增益，虚线表示相位，交替的一长一短划线表示传统电压控制方法的开关稳压器中ΔVout的增益，而交替的一长两短划线表示传统电压控制方法的开关稳压器中ΔVout的相位。在图6中，示出了当使用与图1的开关稳压器1中所相同的振荡频率、电感器以及滤波电容器时的传统电压控制方法的开关稳压器的频率特性。

如从图6中理解的那样，在传统电压控制方法的开关稳压器具有由于谐振特性所引起的陡的相位波动以及陡的增益峰值(gain peak)的同时，图1的开关稳压器1具有降低的增益与缓和的相位波动。

图7是示出关于误差电压Ve的变化量ΔVe相对于分压Vfb的变化量ΔVfb的频率特性的示例的图。图8是示出关于分压Vfb的变化量ΔVfb相对于输出电压Vout的变化量ΔVout的频率特性的示例的图。在图7和图8中，分别地，实线表示增益，虚线表示相位。

通过将图7和图8中的频率特性叠加在图6中的频率特性上，得到了如图9中所示的开关稳压器1的整个反馈系统的频率特性。在图9中，分别地，实线表示开关稳压器1的增益，虚线表示开关稳压器1的相位，交替的一长一短划线表示传统电压控制方法的开关稳压器的增益，而交替的一长两短划线表示传统电压控制方法的开关稳压器的相位。

如从图9中理解的那样，在图1的开关稳压器1中，增益延伸至高频，相位裕度得到保障。相比，在传统电压控制方法的开关稳压器中，在增益未延伸的同时，相位裕度没有得到保障。如果要在传统电压控制方法的开关稳压器中获得稳定性，那么需要进一步减小增益以降低响应性能。

在图1中，在示例中示出了降压开关稳压器。然而，这是示例，且本发明并不局限于此。可以将本发明应用于升压开关稳压器中。在这种情况下，如图10中所示的那样配置开关稳压器。

图10与图1的区别在于：图1的开关晶体管M1具有NMOS晶体管，并且图1中用于整流的晶体管M2具有PMOS晶体管，以便于改变开关晶体管M1、用于同步整流的晶体管M2以及电感器L1之间的连接；并且从RS触发器电路7的同相输出端Q输出的开关信号Sq被输入至开关晶体管M1与用于同步整流的晶体管M2的各自栅极。

电感器L1与开关晶体管M1串联地连接在输入端IN与接地电压之间，并且用于同步整流的晶体管M2连接在电感器L1和开关晶体管M1之间的连接部分Lx与输出端OUT之间。其它配置与图1中相同，并且各个元件的工作与图1中相同，因而省略其描述。

在图1和图10中，在示例中示出了同步整流型的开关晶体管。然而，可以将本发明应用于异步整流型的开关电路。在这种情况下，可以以整流二极管来替换图1和图10中用于同步整流的晶体管M2。在图1的情况下，整流二极管的阳极连接接地电压，并且阴极连接至开关晶体管M1的漏极。在图10的情况下，整流二极管的阳极连接至连接部分Lx，并且阴极连接至输出端OUT。

这样，第一实施例中的开关稳压器被配置为根据输入至开关晶体管M1的栅极的开关信号的占空比来改变误差电压Ve与反馈电压Vdfb之间的压差。因此，可以补偿误差电压Ve的波动相对于输出电压Vout的波动的延迟，改善控制的稳定性，并且改善频率特性。

(第二实施例)

在第一实施例的反馈电路4中，可以根据开关信号Sqb将斜坡电压(slopevoltage)添加至反馈电压Vdfb。在第二实施例中使用以这种方式准备的配置。

图11是示出本发明第二实施例中的开关稳压器的电路示例的图。在图11中，由相同的标号表示与图1中相同或类似的元件。以下省略其描述，而仅描述与图1不同的那些特征。

图11与图1的区别在于：斜率添加电路被添加至图1的反馈电路4。据此，图1的反馈电路4被配置为反馈电路4a，并且图1的开关稳压器1被配置为开关稳压器1a。

图11的开关稳压器1a构成降压开关稳压器，其中，输入至输入端IN的输入电压Vin被降至预定的恒定电压，并且将其从输出端OUT输出为输出电压Vout。

开关稳压器1a包含：开关晶体管M1；晶体管M2，用于同步整流；电感器L1；电容器C1，用于滤波；电阻器R1和R2；电阻器R3，用于相位补偿；电容器C2和C3；基准电压生成电路2；误差放大电路3；反馈电路4a，其根据输入至开关晶体管M1的栅极的脉冲信号的占空比生成和输出反馈电压Vdfb1；PWM比较器5，其将来自误差放大电路3的误差电压Ve与反馈电压Vdfb1相比较，并且生成和输出用于以根据误差电压Ve的脉宽执行PWM控制的PWM脉冲信号Spwn；振荡电路6；以及RS触发器电路7。

除了图1的反馈电压Vdfb被改为反馈电压Vdfb1(其中，斜坡电压被添加至反馈电压Vdfb)之外，图11的开关稳压器1a的工作与图1中相同。因此，省略其描述。

图12是示出反馈电路4a的电路示例的图。图13是示出图12的反馈电路4a的工作示例的时序图。在图12中，由相同的标号表示与图2中相同或类似的元件。以下省略其描述，而仅描述区别于图2的那些特征。

图12与图2的区别在于添加了恒流源12、运算放大器电路13、PMOS晶体管M13、NMOS晶体管M14以及电容器C12。

在图12中，反馈电路4a包含PMOS晶体管M11和M13、NMOS晶体管M12和M14、恒流源11和12、运算放大器电路13、电容器C11和C12以及电阻器R11。恒流源12、运算放大器电路13、PMOS晶体管M13、NMOS晶体管M14以及电容器C12构成斜坡电压生成电路。

恒流源12连接在输入电压Vin与PMOS晶体管M13的源极之间，预定的恒定电流从恒流源12被提供至PMOS晶体管M13的源极。NMOS晶体管M14与电容器C12并联地连接在PMOS晶体管M13的漏极与运算放大器电路13的输出端之间。在运算放大器电路13中，输出端连接至反相输入端，并且反馈电压Vdfb输入至同相输入端。每个PMOS晶体管M13及NMOS晶体管M14的栅极相连，并且开关信号Sqb输入至连接部分。反馈电压Vdfb1从PMOS晶体管M13、NMOS晶体管M14及电容器C12之间的连接部分输出。

在图12的反馈电路4a中，当开关信号Sqb的占空比在稳定点处超过50％时，相对于具有三角波的反馈电压Vdfb的占空比的波动的增益超过1，因而其工作以与需要斜率添加电路的电流控制方法的开关稳压器中相同的方式而变得不稳定。因此，为了稳定工作，需要将具有不小于下降斜率的1/2倾角(tilt)的斜坡电压添加至上升斜率。恒流源12、运算放大器电路13、PMOS晶体管M13、NMOS晶体管M14以及电容器C12形成将斜坡电压添加至反馈电压Vdfb的上升斜率的电路。

反馈电压Vdfb通过运算放大器电路13虚短，通过电容器C12和恒流源12添加斜坡电压，并且生成反馈电压Vdfb1。当开关信号Sqb处于低电平时添加斜坡电压。当开关信号Sqb处于高电平时，反馈电压Vdfbl等于反馈电压Vdfb。

图13是示出图12的反馈电路4a的工作示例的时序图。

在图13中，主要通过阻抗及电容量(capacity)的自放电的功能来表示反馈电压Vdfb的下降斜率。然而，为了简单的描述，通过直线使用近似值。实线表示反馈电压Vdfb，而虚线表示其中将具有下降斜率的1/2倾角的斜坡电压添加至反馈电压Vdfb的反馈电压Vdfb1的波形。

在反馈电压Vdfb1中，上升斜率通过恒流源和电容量具有某个倾角的同时，下降斜率通过阻抗和电容量而生成并且根据开关信号Sqb的占空比所确定的反馈电压Vdfb的稳定点而波动。因此，反馈电压Vdfb1的下降斜率不恒定。鉴于此，需要根据由开关信号Sqb的占空比所改变的下降斜率的倾角来改变添加的斜坡电压量，或者需要根据下降斜率的最大倾角来确定添加的斜坡电压量。同样，这适用于电流控制方法的开关稳压器中的斜率补偿电路。

为了如图12的反馈电路4a中那样根据下降斜率的波动倾角改变添加的斜坡电压量，额外的控制电路是必要的。进一步，当基于下降斜率的最大倾角确定添加的斜坡电压量时，反馈电路4a的微分特性不必然降低(reduce)。图14是示出通过其消除了这种问题的反馈电路4a的电路示例的图。

在图14中，通过阻抗和电容量生成上升斜率，通过恒流源和电容量生成下降斜率，因而反馈电压Vdfb的下降斜率具有与图12的情况形成对照的某个倾角。因此，所添加的斜坡电压量可能总是恒定，因而不需要执行如上所述的斜坡电压的调节。

在图11中，在示例中示出了降压开关稳压器。然而，可以以与第一实施例中相同的方式将本发明应用于升压开关稳压器。在这种情况下，可以以图10的反馈电路4来替换反馈电路4a，并且可以以图10的开关稳压器1来替换开关稳压器1a。其它的元件与图10中相同，因而省略其描述。

进一步，在上述的描述中，在示例中示出了同步整流型的开关稳压器。然而，可以将本发明应用于异步整流型的开关稳压器。在这种情况下，可以以与第一实施例中相同的方式使用整流二极管来替换用于同步整流的晶体管M2。

这样，将第二实施例中的开关稳压器配置为根据第一实施例的反馈电路4中的开关信号Sqb来将斜坡电压添加至反馈电压Vdfb。因此，可以获得与第一实施例中相同的效果，进一步稳定反馈电路的工作，并且进一步改善控制的稳定性。

本发明不限于具体公开的实施例，在不脱离本发明范围的情况下，可以进行变形和修改。

本申请基于2007年6月27提交的日本优先权申请No.2007-195865，据此将其完整内容通过引用合并于此。

Claims

1.一种用于将输入至输入端的电源电压转换为预定的恒定电压并且将该预定的恒定电压从输出端输出为输出电压的开关稳压器，包括：

开关元件，用于根据输入控制信号执行开关；

电感器，通过所述开关元件的开关以电源电压对其充电；

整流元件，其在所述开关元件截止并且所述电感器的充电停止时对所述电感器放电；以及

控制电路单元，其基于与输出电压成比例的比例电压和预定基准电压之间的压差生成误差电压，根据该误差电压生成具有占空比的脉冲信号，并且将该脉冲信号输出至所述开关元件的控制极以便于执行所述开关元件的开关控制，

其中所述控制电路单元包含：

误差电压生成电路单元，其基于与输出电压成比例的比例电压和预定基准电压之间的压差来生成和输出误差电压，

脉冲调制电路单元，其根据误差电压生成具有占空比的脉冲信号，并且将该脉冲信号输出至所述开关元件的控制极以便于执行所述开关元件的开关控制，以及

反馈电路单元，其根据脉冲信号的占空比来生成和输出反馈电压，其中

所述脉冲调制电路单元将误差电压与反馈电压相比较，并且基于比较结果生成具有占空比的脉冲信号，并且

其中所述反馈电路单元包含：

第一开关，其根据脉冲信号执行开关，

第二开关，其根据脉冲信号执行与所述第一开关的开关相反的开关，

电容器，

恒流源，其根据所述第一开关的开关、通过将预定的恒定电流提供至所述电容器来执行充电，

电阻器，其形成所述电容器根据所述第二开关的开关而放电的预定时间常数，以及

斜坡电压生成电路，其生成斜坡电压，并且在充电的时候将生成的斜坡电压添加至所述电容器的充放电端的电压，以便于生成反馈电压。

2.一种用于将输入至输入端的电源电压转换为预定的恒定电压并且将该预定的恒定电压从输出端输出为输出电压的开关稳压器，包括：

开关元件，用于根据输入控制信号执行开关；

电感器，通过所述开关元件的开关以电源电压对其充电；

其中所述控制电路单元包含：

所述反馈电路单元包含：

第一开关，其根据脉冲信号执行开关；

第二开关，其根据脉冲信号执行与所述第一开关的开关相反的开关；

电阻器；

电容器，根据所述第一开关的开关、经由所述电阻器向其提供待充电的电流；

恒流源，其根据所述第二开关的开关对所述电容器放电；以及

3.如权利要求1或2所述的开关稳压器，其中

所述误差电压生成电路单元包含：

输出电压检测电路，其将输出电压分压，并且生成和输出比例电压；

基准电压生成电路，其生成和输出基准电压；以及

误差放大电路，其放大比例电压与基准电压之间的压差，并且生成和输出误差电压。

4.如权利要求1或2所述的开关稳压器，其中

所述脉冲调制电路单元包含：

电压比较电路，其将误差电压与反馈电压相比较，并且生成和输出表示比较结果的二进制信号；以及

RS触发器电路，其在一个输入端接收预定的时钟信号，在另一个输入端接收所述电压比较电路的输出信号，并且基于输出信号与时钟信号的每个信号电平来生成和输出脉冲信号。