CN115642814A - 开关电源的控制方法、控制电路和控制芯片 - Google Patents

开关电源的控制方法、控制电路和控制芯片 Download PDF

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何宗元
魏岩磊
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Abstract

本发明提供一种开关电源的控制方法、控制电路和控制芯片，根据不同输出电压对开关电源切换不同的工作模式，当输出电压低于第一参考值且与第一参考值的差值超过一阈值时，控制功率管的工作频率和输出电压依照相应的斜率成比例关系，当输出电压低于第一参考值且与第一参考值的差值低于该阈值时，控制功率管定频工作，当输出电压高于第一参考值，控制功率管变频工作，由此在输出短路或启动过程中，控制峰值电流不会积累，从而避免了在启动或者输出短路过程中峰值电流出现超过预期的现象，从而实现对功率管和电感等器件的保护，同时保证开关电源的启动过程中的启动能力。

Description

开关电源的控制方法、控制电路和控制芯片
技术领域
本发明涉及开关电源控制技术领域，特别涉及一种开关电源的控制方法、控制电路和控制芯片。
背景技术
图1是一种无VCC电容的高边降压(high side buck)型AC/DC开关电源的系统结构示意图。当控制芯片IC中的功率管Q导通时，其PIN1(漏极DRAIN引脚)和PIN3(接地GND引脚)之间的通路导通，母线电压Vindc接在电感L的一端，电感L的另一端提供输出电压Vo，电感电流IL以(Vindc-Vo)/L的速度增加，该过程对应的时间为导通时间Ton，当功率管Q关断时，因为电感电流IL不能突变，续流二极管D0导通，落在电感L两端的电压差是-Vo，电感电流IL以Vo/L的速度减小，该过程对应的时间为退磁时间Toff。
由上述电感电流IL的公式可知，在输出电压Vo很低的时候，在Toff时间内，电感电流IL以非常低的斜率减小。且在一般的开关电源的系统中，都存在着最小的导通时间Tonmin限制。所以，在输出短路和启动的过程中，开关电源经常工作在最大频率，Toff时间短，而输出电压Vo很低，电感电流IL退磁速度缓慢，且因为有最小导通时间Tonmin的限制，电感电流IL在功率管Q的一个开关周期内，导通时间Tonmin内增加的电流量大于退磁时间Toff内减少的电流量，从而很容易引起电感电流的峰值逐渐增加的情况，特别是在高输入电压的时候，会导致峰值电流积累，使峰值电流有失控等风险。
其中，通过相应的峰值电流检测电阻Rcs(未图示)来感测峰值电流IPK，当峰值电流在检测电阻Rcs上产生的压降为Vfb时，峰值电流IPK可表示为Vfb/Rcs。图2是一种目前常见的避免峰值电流积累过高的方法，由图2可知，在启动或者输出短路时，若峰值电流IPK(即Vfb/Rcs)发生积累，且在检测到积累的峰值电流IPK达到一定值(即V_CLK_DOWN/Rcs，往往设置为大于系统正常工作所需要的峰值电流的最大值ILIM，也即V_ILIM/Rcs)后，开始降低系统工作频率(即降频)，从而避免峰值电流IPK的进一步积累。这种方法可以解决一定的问题，但是还存在以下问题：1、在降频之后产生的最大峰值电流V_CLK_DOWN/Rcs还是会大于系统正常工作所需要的峰值电流的最大值ILIM，这要求电感和变压器、功率管等要有更大的饱和电流，进而造成导致功率管等的面积浪费；2、不同输出电压下，一般需要的工作频率的降低量不同，如果设计不合理，可能存在重载启动问题，或者在某个输出电压段还有峰值电流积累的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种开关电源的控制方法、控制电路和控制芯片，能够避免在开关电源启动或者输出短路过程中峰值电流积累的问题，同时保证启动过程中的启动能力。
为实现上述目的，本发明提供一种开关电源的控制方法，所述开关电源包括耦接的功率管和电感，接收一输入电压，并产生一输出电压，所述控制方法包括：
检测所述输出电压，将所述输出电压与第一参考值比较；
当所述输出电压低于所述第一参考值且所述输出电压与所述第一参考值的差值超过一阈值，控制所述开关电源进入第一工作状态；
当所述输出电压低于所述第一参考值，但所述差值低于所述阈值，控制所述开关电源进入第二工作状态；
当所述输出电压高于所述第一参考值，控制所述开关电源进入第三工作状态；其中，
在所述第一工作状态，根据所述开关电源的多个系统参数，得到一斜率，并控制所述功率管的工作频率和输出电压依照所述斜率成比例关系；在所述第二工作状态，控制所述功率管定频工作；在所述第三工作状态，控制所述功率管变频工作。
可选地，所述的开关电源的控制方法还包括：根据所述开关电源的第一组所述系统参数，得到所述开关电源提供的输出电流恒定时对应的工作频率和输出电压的关系曲线，所述关系曲线具有第一斜率；所述第一组系统参数包括所述功率管的电流变化值、所述输入电压和所述电感的感值。
可选地，所述的开关电源的控制方法还包括：根据所述开关电源的第二组所述系统参数，得到防止所述开关电源峰值电流积累时需要的工作频率和输出电压的关系曲线，所述关系曲线具有第二斜率；所述第二组系统参数包括所述功率管的最小导通时间、所述输入电压和所述电感的感值。
可选地，所述的开关电源的控制方法还包括：控制所述功率管的工作频率和输出电压依照所述斜率成正比例关系，所述斜率大于所述第一斜率。
可选地，所述的开关电源的控制方法还包括：控制所述功率管的工作频率和输出电压依照所述斜率成正比例关系，所述斜率小于所述第二斜率。
可选地，所述的开关电源的控制方法还包括：在所述第二工作状态，控制所述功率管以最大工作频率定频工作。
基于同一发明构思，本发明还提供一种开关电源的控制电路，所述开关电源包括耦接的功率管和电感，接收一输入电压，并产生一输出电压，其中，
所述控制电路包括第一控制支路和第二控制支路，所述第一控制支路接收所述输出电压的反馈信号和第一参考值，所述第二控制支路接收所述反馈信号和第二参考值；
当所述反馈信号的值高于所述第一参考值，所述第一控制支路控制所述功率管变频工作；
当所述反馈信号的值低于所述第一参考值且所述反馈信号的值与所述第一参考值的差值低于一阈值，所述第一控制支路和所述第二控制支路控制所述功率管定频工作；
当所述反馈信号的值低于所述第一参考值，但所述差值超过所述阈值，所述第二控制支路控制所述功率管的工作频率和输出电压成比例关系；
其中，所述比例关系根据所述开关电源的多个系统参数得到。
可选地，所述第一控制支路包括误差放大器，所述误差放大器的正输入端接收所述第一参考值，所述误差放大器的负输入端接收所述反馈信号，所述误差放大器输出补偿信号。
可选地，所述第一控制支路还包括第一跨导放大器，所述第一跨导放大器耦接于所述误差放大器并接收所述补偿信号，所述第一跨导放大器还接收第三参考值，并根据所述补偿信号和所述第三参考值产生第一电流。
可选地，所述第二控制支路包括第二跨导放大器，所述第二跨导放大器接收所述反馈信号和所述第二参考值，并根据所述反馈信号和所述第二参考值产生第二电流。
可选地，所述控制电路还包括电流源和电流镜，所述电流镜耦接所述电流源，并接收所述第一电流或所述第二电流，所述电流镜输出控制电流，所述控制电流决定所述开关电源功率管的工作频率。
可选地，所述控制电路根据所述控制电流控制时钟频率，并根据所述时钟频率产生一控制信号，所述控制信号指示所述功率管的动作，并决定所述功率管的工作频率。
基于同一发明构思，本发明还提供一种控制芯片，其包括如本发明所述的控制电路。
可选地，所述的控制芯片还包括：
反馈引脚，耦接所述开关电源的输出电压端；
输入引脚，耦接所述功率管的一端；
接地引脚，耦接所述功率管的另一端；
所述功率管内置于所述控制芯片，耦接且受控于所述控制电路。
可选地，所述的控制芯片还包括：采样电路，所述采样电路耦接于反馈引脚，并内置于所述控制芯片。
可选地，所述控制芯片外接采样电路，所述采样电路耦接于所述开关电源的输出电压端和所述反馈引脚之间。
与现有技术相比，本发明的技术方案至少具有以下有益效果之一：
1、根据不同输出电压对开关电源切换不同的工作模式，其中，当输出电压低于第一参考值且与第一参考值的差值超过一阈值时，控制开关电源进入第一工作状态，且控制功率管的工作频率和输出电压依照相应的斜率成比例关系，当输出电压低于第一参考值且与第一参考值的差值低于相应的阈值时，控制开关电源进入第二工作状态，控制所述功率管定频工作，当输出电压高于第一参考值，控制所述开关电源进入第三工作状态，控制功率管变频工作，由此在输出短路或启动过程中，控制峰值电流不会积累，从而避免了在启动或者输出短路过程中峰值电流出现超过预期的现象，从而实现对功率管和电感等器件的保护，同时保证开关电源的启动过程中的启动能力。
2、在相同峰值电流应用下，本发明的技术方案可以用更小饱和电流的功率管和电感，节约系统成本和控制电路的面积。
附图说明
本领域的普通技术人员将会理解，提供的附图用于更好地理解本发明，而不对本发明的范围构成任何限定。其中：
图1是一种无VCC电容的高边降压(high side buck)型AC/DC开关电源的系统结构示意图。
图2是一种避免峰值电流累积过高的方法中对应的峰值电流检测信号示意图。
图3是本发明具体实施例的开关电源的控制方法中的第一工作状态下的f(工作频率)-Vo(输出电压)关系曲线示意图。
图4是本发明具体实施例的开关电源的控制电路的结构示意图。
具体实施方式
在下文的描述中，给出了大量具体的细节以便提供对本发明更为彻底的理解。然而，对于本领域技术人员而言显而易见的是，本发明可以无需一个或多个这些细节而得以实施。在其他的例子中，为了避免与本发明发生混淆，对于本领域公知的一些技术特征未进行描述。应当理解的是，本发明能够以不同形式实施，而不应当解释为局限于这里提出的实施例。相反地，提供这些实施例将使公开彻底和完全，并且将本发明的范围完全地传递给本领域技术人员。自始至终相同附图标记表示相同的元件。应当明白，当元件被称为"连接到"、“耦接”其它元件时，其可以直接地连接其它元件，或者可以存在居间的元件。相反，当元件被称为"直接连接到"其它元件时，则不存在居间的元件。在此使用时，单数形式的"一"、"一个"和"所述/该"也意图包括复数形式，除非上下文清楚的指出另外的方式。还应明白术语“包括”用于确定可以特征、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除一个或更多其它的特征、步骤、操作、元件、部件和/或组的存在或添加。在此使用时，术语"和/或"包括相关所列项目的任何及所有组合。
以下结合附图和具体实施例对本发明提出的技术方案作进一步详细说明。根据下面说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
正如背景技术中所述，对于buck型、boost型、buck-boost型等各种拓扑结构的AC/DC开关电源或DC/DC开关电源的控制，在输出短路和启动的过程中，输出电压Vo很低，电感电流IL退磁速度缓慢，但是开关电源一工作在最大频率，Toff时间短，且因为有最小导通时间Tonmin的限制，电感电流IL在功率管Q的一个开关周期内，导通时间Tonmin内增加的电流量大于退磁时间Toff内减少的电流量，从而很容易引起峰值电流逐渐增加的情况，特别是在高输入电压的时候，会导致峰值电流积累，使峰值电流有失控等风险。
因此，为了解决上述问题，保证开关电源系统能够正常启动，本发明提供一种技术方法，在开关电源从启动瞬间到恒压输出的整个启动过程中，根据不同输出电压对开关电源切换不同的工作模式，使其输出电流能力能够满足需求，同时保证在最短导通时间工作时，电感电流不会积累，由此在输出短路或启动过程中，控制峰值电流不会积累，从而避免了在启动或者输出短路过程中峰值电流出现超过预期的现象，从而实现对功率管和电感等器件的保护，同时保证开关电源的启动过程中的启动能力。
具体地，本发明一实施例提供一种开关电源的控制方法，该开关电源包括耦接的功率管和电感，接收一输入电压，并产生一输出电压。作为一种示例，该开关电源为一种无VCC电容的高边降压(high side buck)型开关电源，请参考图1和图4，该开关电源的控制芯片IC中的功率管Q导通时，其PIN1(漏极DRAIN引脚)和PIN3(接地GND引脚)之间的通路导通，输入电压Vindc接在电感L的一端，电感L的另一端提供输出电压Vo，且在该开关电源的系统中，所述功率管Q存在着最小的导通时间Tonmin，系统正常工作所需要的峰值电流的最大值为ILIM，功率管Q的开关周期T＝Ton+Toff。
另外，该开关电源可以有连续导通模式(CCM)和断续导通模式(DCM)两种工作模式，其具体采用何种方式取决于每个开关周期中电感电流IL的最小值。如果在电感电流IL降至零值之前功率管Q从Toff切换到Ton，则电感L中的电流IL保持在大于零值，这种操作方式称为连续导通模式(CCM)。如果Toff持续足够长的时间使电感电流IL能够降低至零值，则电感电流IL将在一段时间内为零，此时二极管D0和功率管Q都处于关断状态(即截止状态)，这种操作方式称为断续导通模式(DCM)。
请参考图4，本实施例的开关电源的控制方法具体包括以下步骤：
S1，检测开关电源的输出电压Vo，得到反映输出电压的电压信号Vfb，将电压信号Vfb与第一参考值CVREF比较；可以理解的是，电压信号Vfb可以是1：1反映输出电压Vo，也可以是与输出电压Vo成一定比例，此时第一参考值CVREF也需要根据该比例相应调整；进一步的，电压信号Vfb还可以用电流信号等形式呈现，根据不同应用电路的设计需求而选择不同的检测方案；为了表述简明，以下用输出电压Vo表示步骤S1中检测输出电压Vo所得到的检测信号值；
S2，当输出电压Vo低于第一参考值CVREF且输出电压Vo与第一参考值CVREF的差值超过一阈值时，控制该开关电源进入第一工作状态，且在该第一工作状态下，根据该开关电源的多个系统参数，得到一斜率K，并控制功率管Q的工作频率f和输出电压Vo依照该斜率K成比例关系；
S3，当输出电压Vo低于第一参考值CVREF，但输出电压Vo与第一参考值CVREF的差值低于上述的阈值时，控制该开关电源进入第二工作状态，且在该第二工作状态下，控制功率管Q定频工作；
S4，当输出电压Vo高于第一参考值CVREF，控制该开关电源进入第三工作状态，且在第三工作状态下，控制功率管Q变频工作。
请参考图1和图4，在步骤S1中，可以通过相应的采样电路(例如图1中二极管所在的支路)来对输出电压Vo进行检测，以得到能够反馈开关电源的输出电压Vo的变化的采样电压Vfb，进而将采样电压Vfb与第一参考值CVREF进行比较。
在步骤S2中，当输出电压Vo低于第一参考值CVREF且输出电压Vo与第一参考值CVREF的差值超过一阈值时，误差放大器EA输出补偿信号COMP达到饱和，此时将由跨导放大器OTA1控制开关频率。具体而言，可以根据该开关电源的第一组系统参数，得到该开关电源提供的输出电流恒定时对应的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线(定义为第一参考曲线)f＝K1*Vo，如图3中所示，该关系曲线具有第一斜率K1。所述的第一组系统参数可以包括功率管Q的电流变化值(或者电感电流IL的变化值)、输入电压Vindc和电感L的电感值。进一步的，可以根据该开关电源的第二组系统参数，得到该开关电源峰值电流不发生积累时需要的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线(定义为第二参考曲线)f＝K2*Vo，如图3所示，该关系曲线具有第二斜率K2。所述的第二组系统参数可以包括功率管Q的最小导通时间Tonmin、输入电压Vindc和电感L的电感值等开关电源的系统参数。
其中，对于恒压工作模式，需要输出电流保持恒定，对于CCM模式，电感电流的起始值IPK_Start)均需要保持恒定(而对于DCM模式，电感电流的起始值都是0，本身就是恒定的)，因此，该开关电源提供的输出电流恒定时对应的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线可由下面公式得到：
Toff＝(ILIM-IPK_Start)*L/Vo；
Ton＝(ILIM-IPK_Start)*L/(Vindc-Vo)；
进而T＝Ton+Toff＝(ILIM-IPK_Start)*L[1/(Vindc-Vo)+1/Vo]；
由此得到第一参考曲线为f＝1/T＝K1*Vo*(Vindc-Vo)/Vindc。其中，K1为第一斜率且K1＝1/(ILIM-IPK_Start)，(ILIM-IPK_Start)即为功率管Q的电流变化值(或者电感电流IL的变化值)，其平均值可以用输出电流值表示。
可选地，当Vindc(例如在100V以上)与Vo(例如在十几V以下)差一个数量级以上时，第一参考曲线的公式可以近似于f＝K1*Vo，即输出电流恒定时得到的第一参考曲线表示开关电源的工作频率与输出电压成正比关系，根据开关电源启动时所需要满足的带载能力，也即最小的输出电流值，可以计算相应的K1。
此外，在该开关电源的启动过程中，该开关电源的峰值电流不积累的条件是：Tonmin*Vindc/L≤(T-Tonmin)*Vo/L。当输出电压Vo没有达到所需的恒压值的时候，峰值电流IPK维持在最大峰值ILIM处。考虑最严苛的环境，在最大输入电压和固定的最小导通时间下，可以得到该开关电源峰值电流不发生积累时需要的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线，计算相应的K2。
由此，在步骤S2中，控制开关电源工作在第一工作状态时，进一步控制其工作频率f和输出电压Vo依照相应的频率K呈正比例关系，且K1<K<K2。即在步骤S2中，控制开关电源工作在第一工作状态时，只要控制功率管Q的工作频率f与输出电压Vo的关系曲线，在上述的第一参考曲线和第二参考曲线之间，就可以保证在开关电源启动过程中输出电流能力足够，并且不会在启动或输出短路时出现峰值电流积累的现象。
在步骤S3中，随着Vo的增加，Vfb虽然低于CVREF但是两者的差值会小于上述的阈值，开关电源进入第二工作状态，且控制功率管Q定频工作。优选地，在开关电源进入第二工作状态时，控制功率管Q以最大工作频率定频工作，以尽快达到系统所需的最大峰值电流。
在步骤S4中，随着Vo的增加，Vfb会高于第一参考值CVREF，由此控制该开关电源进入第三工作状态，且在第三工作状态下，控制功率管Q变频工作，由此达到恒压或恒流控制的效果，且避免峰值电流进一步积累。其中，功率管Q在步骤S3中的工作频率的调整量需要根据最终所需的恒压值来设计，避免重载启动的问题以及在某个输出电压段还有峰值电流积累的问题。
请参考图4，为了实现本发明的开关电源的控制方法，本发明一实施例还提供一种开关电源的控制电路U0，该开关电源包括耦接的功率管Q和电感L，接收一输入电压Vbus，并产生一输出电压Vo，其中，该控制电路U0包括第一控制支路U1和第二控制支路U2，第一控制支路U1接收输出电压Vo的反馈信号和第一参考值CVREF，该反馈信号的值即为对输出电压Vo进行采样所得到的能反馈输出电压Vo变化的采样电压Vfb，第二控制支路U2接收反馈信号和第二参考值REF1。其中，当反馈信号的值Vfb高于所述第一参考值CVREF时，第一控制支路U1控制所述功率管Q变频工作；当所述反馈信号的值Vfb低于所述第一参考值CVREF且所述反馈信号的值Vfb与所述第一参考值CVREF的差值低于一阈值，第一控制支路U1和第二控制支路U2控制所述功率管Q定频工作；当所述反馈信号的值Vfb低于所述第一参考值CVREF，但所述差值超过所述阈值时，第二控制支路U2控制所述功率管Q的工作频率f和输出电压Vo成比例关系，且该比例关系根据该开关电源的多个系统参数得到。
作为一种示例，第一控制支路U1包括误差放大器EA和第一跨导放大器OTA1，第二控制支路U2包括第二跨导放大器OTA2，本实施例的控制电路U0还包括电流源I0、电流镜U3、振荡器OSC和逻辑与驱动电路U4。
所述误差放大器EA的正输入端“+”接收所述第一参考值CVREF，所述误差放大器EA的负输入端“-”接收所述反馈信号Vfb，所述误差放大器EA输出补偿信号COMP。所述第一跨导放大器OTA1的第一输入端耦接于所述误差放大器EA的输出端并接收所述补偿信号COMP，所述第一跨导放大器OTA1的第二输入端接收第二参考值REF1。所述第二跨导放大器OTA2的第一输入端接收所述反馈信号Vfb，第二输入端接收第三参考值REF2。电流源I0的输出端和电流镜U3的输入端，形成电流源I0与电流镜U3的连接节点a，所述第一跨导放大器OTA1的输出端和所述第二跨导放大器OTA2的输出端均耦接电流源I0与电流镜U3的连接节点a。电流镜U3的输出端耦接振荡器OSC的一端，振荡器OSC的另一端耦接逻辑与驱动电路U4，逻辑与驱动电路U4耦接功率管Q的栅极。第一跨导放大器OTA1根据所述补偿信号COMP和所述第二参考值REF1产生第二电流I2。第二跨导放大器OTA2根据补偿信号Vfb和第三参考值REF2产生第一电流I1。电流镜U3根据电流源I0输出的电流以及根据第一电流I1或第二电流I2来输出用于决定开关电源的工作频率f的控制电流I_OSC(例如，跨导放大器OTA1和OTA2的输出为下拉电流，进而控制电流I_OSC为电流源I0输出的电流与第一电流I1或第二电流I2的差值)，振荡器OSC根据控制电流I_OSC输出相应具有相应时钟频率的振荡信号(未图示)给逻辑与驱动电路U4，逻辑与驱动电路U4根据该具有相应时钟频率的振荡信号产生一控制信号(未图示)，来指示和驱动功率管Q的动作(即导通或关断)，并决定功率管Q的工作频率f。也就是说，电流镜U3输出的控制电流I_OSC决定了振荡器OSC输出的振荡信号的时钟频率，进而决定了逻辑与驱动电路U4输出的控制信号的周期，由此决定功率管Q的开关周期。
应当理解的是，电流镜U3的作用是将连接节点a处的电流镜像输出为振荡器OSC所需的控制电流I_OSC，其镜像比例可以是1:1或1：n或n：1等，本发明对此不做具体限定，也就是说，本实施例的电流镜U3的具体电路结构可以采用任意合适的电路结构来实现。例如，电流镜U3包括镜像MOS管M1和M2，M1的漏极作为电流镜U3的输入端，连接M1的栅极、M2的栅极和连接节点a，M2的漏极作为电流镜U3的输出端，连接振荡器OSC。M1和M2的参数决定了电流镜U3的镜像比例的大小。
本实施例中，请结合图1和图4，误差放大器EA的第一输入端“-”耦接相应的采样电路(例如图1中二极管D0所在的支路)的输出端，以接收该采样电路对开关电源的输出电压Vo采样得到的采样电压Vfb(即反馈信号)，误差放大器EA的第二输入端“+”接收恒压基准电压CVREF，误差放大器EA用于将采样电压Vfb与恒压基准电压CVREF的差值放大后输出为补偿信号COMP。其中，Vfb越低，COMP越高，因为误差放大器EA的放大倍数比较高，所以启动过程开始时，输出电压Vo较低(从0开始增加)，此时补偿信号COMP就会钳位在最高值，第一控制支路的输出信号保持不变，开关电源系统由第二控制支路U2进行频率控制，随着启动过程的时间推移，Vfb逐渐增加，本实施例的控制电路U0在启动过程中的工作原理具体如下：
开始时，采样电压Vfb低于第一参考值CVREF且Vfb离CVREF较远(即开始时两者差值最大)，误差放大器EA输出的补偿信号COMP置于最高值，此时误差放大器EA输出的补偿信号COMP高于第三参考值REF2，该开关电源工作在第一工作状态，第一跨导放大器OTA1抽电流，第二跨导放大器OTA2不抽电流(即第二电流I2＝0)，I_OSC＝I0-I1，I1与Vfb和REF1的差值成正比，由此使开关电源实际工作在第一工作状态时功率管Q的工作频率f随着输出电压Vo的增加而增加，输出电压Vo低，工作频率f低，输出电压Vo高，工作频率f高，通过设计跨导放大器OTA1的增益，可以使得第一工作状态时功率管Q的工作频率f随着输出电压Vo的变化曲线符合上述的斜率要求，将开关电源工作时的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线限制在第一参考曲线(即满足开关电源的最小电流输出能力的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线)之上，第二参考曲线(即防止峰值电流积累的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线)之下，系统就可以既满足启动时的带载能力，又不会出现峰值电流积累的现象
当输出电压Vo逐渐增加到接近或达到所需的恒定值时，采样电压Vfb低于第一参考值CVREF且误差放大器EA输出的补偿信号COMP低于第二基准电压REF2，此时Vfb比REF1略高，该开关电源工作在第二工作状态，第一跨导放大器OTA1和第二跨导放大器OTA2均不抽电流，I_OSC＝I0，功率管Q定频工作，例如工作在最高频率。其中，第二参考值REF1比第一参考值CVREF略微低一些，由此可以保证第一跨导放大器OTA1和第二跨导放大器OTA2在不同的工作状态起作用。
当输出电压Vo继续增加，Vfb高于第一参考值CVREF，使COMP进一步减小，开关电源工作在第三工作状态，第二跨导放大器OTA2对连接节点a抽电流，减小进入电流镜内部的电流，进而减小电流I_OSC，由此降低该开关电源实际的工作频率f和功率，使该开关电源的输出电压恒定，此时开关电源的输出电流也恒定，系统工作在PFM(脉冲频率调制)阶段。此时I_OSC＝I0-I2，I2与COMP和REF2的差值成正比。
本实施例第三工作状态的频率控制电路，其实际上是基于输出电压Vo的采样电压Vfb(一个变量)以及该采样电压Vfb与多个参考值的差值，来调节开关电源的功率管Q的工作频率f，由此，使系统在启动期间，虽然COMP的值是最大值，第一控制支路工作在开环工作状态，但是开关电源的工作频率f可以随输出电压Vo的增大而增大，进而达到预防启动过程中峰值电流积累过高的效果，此时，可以将开关电源实际工作时的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线限制在第一参考曲线(即最坏情况下启动过程中峰值电流不积累的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线)之下；同时，在恒流恒压工作过程中，系统工作频率f只受该采样电压Vfb与恒压基准电压CVREF的差值的放大输出COMP去调制。
基于同一发明构思，请参考图1和图4，本发明一实施还提供一种控制芯片IC，其包括本实施例的控制电路U0。
本实施例中，控制芯片IC具有PIN1～PIN3，且内置有功率管Q。其中PIN1为输入引脚，耦接母线电压Vbus和功率管Q的漏极DRAIN。PIN2为反馈引脚FB，通过相应的采样电路耦接所述开关电源的输出电压端，具体地，所述采样电路可以为如图1所示的二极管D0，所述二极管的阳极接输出电压端，阴极接反馈引脚FB。PIN3为接地引脚GND，耦接功率管Q的源极和电感L的另一端。在另一实施例中，控制芯片IC还内置有采样电路，所述采样电路一端耦接输出电压端，另一端耦接反馈引脚FB，为所述控制芯片IC内部的控制电路U0提供所需的采样电压Vfb。该采样电压Vfb能够反馈开关电源的输出电压Vo的变化，由此使控制电路U0能够调整功率管Q开关的工作频率(即开关电源的工作频率f)，进而调整开关电源的输出电压和输出电流等。
该采样电路可以采用任意合适的电路结构来实现，例如图1所示的二极管，或者电阻串形成的分压电路等。
应当理解的是，上述的控制芯片IC的内部电路和外围电路不仅仅限于上述举例，其还可以包括任意合适的相关电路。例如在控制芯片IC内部还设置最小导通时间控制电路(未图示)，用于在启动过程中控制功率管Q的最小导通时间Tonmin随输出电压Vo的增加而增加，由此在输出电压Vo较低时选择相对较低Tomin，同时将开关电源实际工作时的工作频率f和输出电压Vo的关系曲线控制在上述的第一参考曲线和第二参考曲线之间，能够更加轻松地实现避免峰值电流积累的问题。
其中，本实施例的控制芯片IC可以适用于具有buck、boost等任意合适的拓扑结构的开关电源。
综上所述，本发明的技术方案，可以结合开关电源的实际应用需求，实现一种根据不同输出电压切换开关电源的工作模式的控制方法，使得开关电源的工作频率、导通时间等随输出电压变化而变化，从而避免了在开关电源的启动或者输出短路过程中峰值电流出现超过预期的现象，从而实现对开关电源的功率管和电感的保护，而且在相同峰值电流应用下，可以用更小饱和电流的功率管和电感，节约系统成本。
上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (16)

1.一种开关电源的控制方法，所述开关电源包括耦接的功率管和电感，接收一输入电压，并产生一输出电压，其特征在于，包括：
检测所述输出电压，将所述输出电压与第一参考值比较；
当所述输出电压低于所述第一参考值且所述输出电压与所述第一参考值的差值超过一阈值，控制所述开关电源进入第一工作状态；
当所述输出电压低于所述第一参考值，但所述差值低于所述阈值，控制所述开关电源进入第二工作状态；
当所述输出电压高于所述第一参考值，控制所述开关电源进入第三工作状态；其中，
在所述第一工作状态，根据所述开关电源的多个系统参数，得到一斜率，并控制所述功率管的工作频率和输出电压依照所述斜率成比例关系；在所述第二工作状态，控制所述功率管定频工作；在所述第三工作状态，控制所述功率管变频工作。
2.如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于，还包括：根据所述开关电源的第一组所述系统参数，得到所述开关电源提供的输出电流恒定时对应的工作频率和输出电压的关系曲线，所述关系曲线具有第一斜率；所述第一组系统参数包括所述功率管的电流变化值、所述输入电压和所述电感的感值。
3.如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于，还包括：根据所述开关电源的第二组所述系统参数，得到防止所述开关电源峰值电流积累时需要的工作频率和输出电压的关系曲线，所述关系曲线具有第二斜率；所述第二组系统参数包括所述功率管的最小导通时间、所述输入电压和所述电感的感值。
4.如权利要求2所述的开关电源的控制方法，其特征在于，还包括：控制所述功率管的工作频率和输出电压依照所述斜率成正比例关系，所述斜率大于所述第一斜率。
5.如权利要求3所述的开关电源的控制方法，其特征在于，还包括：控制所述功率管的工作频率和输出电压依照所述斜率成正比例关系，所述斜率小于所述第二斜率。
6.如权利要求1所述的开关电源的控制方法，其特征在于，还包括：在所述第二工作状态，控制所述功率管以最大工作频率定频工作。
7.一种开关电源的控制电路，所述开关电源包括耦接的功率管和电感，接收一输入电压，并产生一输出电压，其特征在于，
所述控制电路包括第一控制支路和第二控制支路，所述第一控制支路接收反映所述输出电压的反馈信号和第一参考值，所述第二控制支路接收所述反馈信号和第二参考值；
当所述反馈信号的值高于所述第一参考值，所述第一控制支路控制所述功率管变频工作；
当所述反馈信号的值低于所述第一参考值且所述反馈信号的值与所述第一参考值的差值低于一阈值，所述第一控制支路和所述第二控制支路控制所述功率管定频工作；
当所述反馈信号的值低于所述第一参考值，且所述差值超过所述阈值，所述第二控制支路控制所述功率管的工作频率和输出电压成比例关系；
其中，所述比例关系根据所述开关电源的多个系统参数得到。
8.如权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述第一控制支路包括误差放大器，所述误差放大器的正输入端接收所述第一参考值，所述误差放大器的负输入端接收所述反馈信号，所述误差放大器输出补偿信号。
9.如权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第一控制支路还包括第一跨导放大器，所述第一跨导放大器耦接于所述误差放大器并接收所述补偿信号，所述第一跨导放大器还接收第三参考值，并根据所述补偿信号和所述第三参考值产生第一电流。
10.如权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述第二控制支路包括第二跨导放大器，所述第二跨导放大器接收所述反馈信号和所述第二参考值，并根据所述反馈信号和所述第二参考值产生第二电流。
11.如权利要求9或10所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括电流源和电流镜，所述电流镜耦接所述电流源，并接收第一电流或第二电流，所述电流镜输出控制电流，所述控制电流决定所述开关电源功率管的工作频率。
12.如权利要求11所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路根据所述控制电流控制时钟频率，并根据所述时钟频率产生一控制信号，所述控制信号指示所述功率管的动作，并决定所述功率管的工作频率。
13.一种控制芯片，其特征在于，包括如权利要求7-12中任一项所述的控制电路。
14.如权利要求13所述的控制芯片，其特征在于，还包括：
反馈引脚，耦接所述开关电源的输出电压端；
输入引脚，耦接所述功率管的一端；
接地引脚，耦接所述功率管的另一端；
所述功率管内置于所述控制芯片，耦接且受控于所述控制电路。
15.如权利要求14所述的控制芯片，其特征在于，还包括：采样电路，所述采样电路耦接于反馈引脚，并内置于所述控制芯片。
16.如权利要求14所述的控制芯片，其特征在于，所述控制芯片外接采样电路，所述采样电路耦接于所述开关电源的输出电压端和所述反馈引脚之间。
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