CN102377337A

CN102377337A - 开关电源装置

Info

Publication number: CN102377337A
Application number: CN2011102370387A
Authority: CN
Inventors: 中村胜
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2010-08-19
Filing date: 2011-08-18
Publication date: 2012-03-14
Anticipated expiration: 2031-08-18
Also published as: CN102377337B; US20120043949A1; US8593124B2; KR101250346B1; JP2012044784A; KR20120024368A

Abstract

本发明提供可改善轻负载时的效率，即使在利用ESR小的输出电容器的情况下也能稳定动作，且负载调节特性良好的开关电源装置。开关电源装置具有：高边MOSFET(11)；斜波发生器(18)，其生成斜波信号；振幅信号生成部(第2反馈控制电路(2))，其生成与斜波信号的振幅对应的振幅信号(Comp)；第1反馈控制电路(1)，其根据斜波信号、反馈信号(FB)和第1基准电压(REF)控制高边MOSFET的导通定时，并且，根据振幅信号控制高边MOSFET的导通宽度，斜波发生器控制斜波信号的斜率，以使斜波信号的振幅维持预定值，第1反馈控制电路进行控制使得高边MOSFET的导通宽度不低于预先设定的限制值。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及供给直流稳定电压的开关电源装置。

背景技术

在供给图像引擎或CPU等的数字信号处理LSI的电源电压的DC/DC转换器中，针对动态变动的数字负载，要求极力抑制输出电压的变动宽度的高负载响应性能，但是，在为了对输出电压与基准电压进行比较而搭载了误差放大器的DC/DC转换器中，该误差放大器成为延迟要素的主要原因，具有负载响应性能不良的问题。因此，提出并广泛使用如下的PFM(频率调制)控制的纹波转换器：通过不搭载作为延迟要素的主要原因的误差放大器，来提高针对数字负载要求的负载响应性能。

传统的PFM纹波转换器是检测输出电压的纹波电压来进行控制的方式，因而为了得到充分的纹波信号，输出电容器需要ESR(Equivalent Series Resistance：等效串联电阻)大的电解电容器等，妨碍了系统的小型化。

近年来，如作为现有技术的一例示出的专利文献1、2那样，大量提出如下的产品并实现了产品化：在反馈电压或基准电压侧叠加假设基于ESR的纹波后的斜波信号，从而即使在使用ESR小的陶瓷电容器作为输出电容器的情况下，也能稳定动作。

图15是示出包括专利文献1、2记载的内容的现有的开关电源装置的结构的电路图。并且，图16是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。参照这些图，对采用一般的导通宽度固定型的纹波控制方式的开关电源装置的动作进行说明。另外，在专利文献1、2中均公开了在反馈信号中叠加斜波信号的方式，但是，该方式在动作上与在基准电压中叠加斜波信号的方式等效，因此，为了简化此后的说明，变更成在基准电压中叠加斜波信号的方式进行说明。

在图15中，斜波发生器18生成假设ESR的纹波信号后的斜波信号，并将其输出到叠加电路3。叠加电路3生成使第1基准电压REF叠加了具有正斜率的斜波信号后的第2基准电压REF2，将其输出到反馈比较器4的正输入端。

另一方面，反馈电压FB被输出到反馈比较器4的负输入端。该反馈电压FB是通过反馈分压电阻16、17对输出电压Vout进行了分压后的电压。当反馈电压FB低于第2基准电压REF2时，反馈比较器4立即向单触发电路5a输出FB_TRG信号。

单触发电路5a接收由反馈比较器4输出的FB_TRG信号，生成恒定时间宽度的ON_TRG信号，将其输出到导通定时器7b的Set端子。

另一方面，前馈电路6b对输入电压Vin和输出电压Vout进行检测，生成与Vin成正比且与Vout成反比的前馈信号Iton，将其输出到导通定时器7b的Adj端子，使得即使输入电压Vin和输出电压Vout的设定变化，也维持恒定的开关频率。

导通定时器7b将由单触发电路5a输出的ON_TRG信号作为触发，向驱动逻辑8输出与前馈信号Iton对应的Ton信号。前馈信号Iton越大，Ton信号的时间宽度就越窄。

驱动逻辑8根据由导通定时器7b输出的Ton信号，输出高边驱动器9的驱动信号Hon和低边驱动器10的驱动信号Lon，与此同时，利用SW信号检测再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将驱动信号Lon从High(高)切换为Low(低)，使低边MOSFET 12截止，防止电感器电流IL的过大逆流，从而具有防止产生无用损失的功能。

高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号，驱动高边MOSFET 11的栅极，从而经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。

低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号，驱动低边MOSFET 12的栅极，在高边MOSFET 11截止后的电感器电流IL的再生期间，使低边MOSFET 12导通，从而降低导通损失。

这样，在图15所示的现有的开关电源装置中，通过上述一连串的动作，在输出负载电流Iout从轻负载骤变到重负载而使输出电压Vout降低时，立即使高边MOSFET导通，从而实现高负载响应性，而且可实现在传统的纹波控制方式中无法实现的输出电容器的陶瓷电容器化。

【专利文献1】美国专利第6583610号说明书

【专利文献2】日本特开2008-728912号公报

但是，专利文献1、2所示的在反馈电压FB或基准电压REF中叠加恒定斜率的斜波信号的方式具有如下缺点：在输出负载电流Iout变化而开关频率变化时，斜波信号的振幅变化，与此相伴，输出电压Vout也发生变动，作为DC/DC转换器的重要特性的负载调节变得不良。具体而言，使用图16所示的时序图进行说明。

当输出负载电流Iout从重负载骤变为轻负载时，输出电压Vout瞬间上升。之后，输出电压Vout随着时间经过而降低，在反馈信号FB低于叠加有斜波信号的第2基准电压REF2的顶点电位时，单触发电路5a输出导通触发信号ON_TRG。由此，虽然高边MOSFET 11导通，但是输出负载电流Iout越小，高边MOSFET 11的导通定时就越迟。即，输出负载电流Iout越小，高边MOSFET 11的开关频率就越低。

当开关频率降低时，在第1基准电压REF中叠加的斜波信号的振幅相对增加，因而第2基准电压REF2成为比重负载时大的值。结果，负载调节特性不良。如图16所示，在从轻负载变化为重负载的情况下，输出电压Vout也骤降，之后也不恢复，因而可以说在轻负载时和重负载时具有大的电压差，很难说负载调节特性良好。

为了改善负载调节，需要减小在第2基准电压REF2中叠加的斜波振幅量，但是该情况下的开关电源装置使用陶瓷电容器等的低ESR的电容器作为输出电容器时，结果，再次出现动作不稳定的问题。

并且，近年来，从节能观点来看要求轻负载时的高效率。为了改善轻负载时的效率，广泛使用这样的技术：在轻负载时减少开关次数，将开关损失的发生抑制到最小限度，该技术成为不可欠缺的技术之一。

发明内容

本发明的课题在于，解决上述现有技术的问题，提供一种可改善轻负载时的效率，即使在利用ESR小的输出电容器的情况下也能稳定动作，且负载调节特性良好的开关电源装置。

为了解决上述课题，本发明涉及的开关电源装置的特征在于，该开关电源装置具有：高边开关，其与输入电压连接；斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；以及控制部，其根据由所述斜波信号生成部生成的斜波信号、反馈信号以及第1基准电压，控制所述高边开关的导通定时，并且，根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制所述高边开关的导通宽度，所述斜波信号生成部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制所述斜波信号的斜率，以使所述斜波信号的振幅维持预定值，所述控制部在控制所述高边开关的导通宽度时，控制成使导通宽度不低于预先设定的限制值。

根据本发明，可提供一种可改善轻负载时的效率，即使在利用ESR小的输出电容器的情况下也能稳定动作，且负载调节特性良好的开关电源装置。

附图说明

图1是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的结构的电路图。

图2是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的斜波发生器的详细结构的电路图。

图3是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的叠加电路的详细结构的电路图。

图4是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的采样保持电路的详细结构的电路图。

图5是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的前馈电路的详细结构的电路图。

图6是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置中的导通定时器的详细结构的电路图。

图7是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中，在假定没有针对斜波发生器的Comp信号的反馈且不存在Iton的电流限制器的情况下的结构的电路图。

图8是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中，在假定没有针对斜波发生器的Comp信号的反馈的情况下的斜波发生器的详细结构的电路图。

图9是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中，在假定没有针对斜波发生器的Comp信号的反馈且不存在Iton的电流限制器的情况下的动作的时序图。

图10是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中，在假定没有针对斜波发生器的Comp信号的反馈且不存在Iton的电流限制器的情况下的动作的时序图的另一例。

图11是示出在本发明的实施例1的形式的开关电源装置中，在假定没有针对斜波发生器的Comp信号的反馈的情况下的动作的时序图。

图12是示出本发明的实施例1的形式的开关电源装置的动作的时序图。

图13是示出本发明的实施例2的形式的开关电源装置的结构的电路图。

图14是示出本发明的实施例2的形式的开关电源装置中的叠加电路的详细结构的电路图。

图15是示出现有的开关电源装置的结构的电路图。

图16是示出现有的开关电源装置的动作的时序图。

标号说明

1：第1反馈控制电路；2：第2反馈控制电路；3、3b：叠加电路；4：反馈比较器；5、5a：单触发电路；6、6b：前馈电路；7，7b：导通定时器；8：驱动逻辑；9：高边驱动器；10：低边驱动器；11：高边MOSFET；12：低边MOSFET；13：电感器；14：输出平滑电容器；15：输出负载；16、17：反馈电阻；18，18b：斜波发生器；19：采样保持电路；20：误差放大器；21：相位补偿电阻；22：相位补偿电容器；23：电流限制器；31、31b：NPN晶体管；32、32b：PNP晶体管；33、33b：电阻；34、34b、35、35b：NchMOSFET；36、37：PchMOSFET；38、38b：电阻；61、62、63：电压电流转换电路；64、65：除法电路；71：电容器；72：比较器；73：“与”电路；74：单触发电路；75：反相电路；76：开关；181：单触发电路；182：反相器；183：PchMOSFET；184：电容器；185：PNP晶体管；186：NPN晶体管；187：电阻；188、189：PchMOSFET；189a、189b：NchMOSFET；191：缓冲电路；192：开关；193：电容器；I1、I2、I2b、I4：恒流源；Ilim1、Ilim2：电流限制器；Vin：输入电压；Vout：输出电压；V2：下限钳位电压。

具体实施方式

以下，根据附图详细说明本发明的开关电源装置的实施方式。

【实施例1】

以下，参照附图说明本发明的实施例。首先，说明本实施方式的结构。图1是示出本发明的实施例1的开关电源装置的结构的电路图。另外，在图1中，用与所述标号相同的标号示出与图15中的现有装置的结构要素相同或等同的结构要素，省略重复的说明。

如图1所示，该开关电源装置由第1反馈控制电路1、第2反馈控制电路2、叠加电路3、高边MOSFET 11、低边MOSFET 12、电感器13、输出平滑电容器14、输出负载15、反馈电阻16以及反馈电阻17构成。

并且，第1反馈控制电路1由反馈比较器4、单触发电路5、前馈电路6、导通定时器7、驱动逻辑8、高边驱动器9、低边驱动器10以及电流限制器23构成。

而且，第2反馈控制电路2由斜波发生器18、采样保持电路19、误差放大器20、相位补偿电阻21以及相位补偿电容器22构成。

即，本实施例的开关电源装置与图15所示的现有的开关电源装置的不同之处在于，具有第2反馈控制电路2和电流限制器23。

高边MOSFET 11对应于本发明的高边开关，漏极端子与输入电压Vin连接。并且，高边MOSFET 11的源极端子与低边MOSFET 12的漏极端子连接，并且，经由电感器13与输出负载15连接。即，本实施例的开关电源装置通过高边MOSFET 11和低边MOSFET 12的开关动作，将输入电压转换成预定电压而提供给输出负载15。

作为主要回路的第1反馈控制电路1针对输出负载15从轻负载骤变为重负载的情况等动态变化的负载，高速进行动作而不经由误差放大器，由此，发挥将输出电压Vout的变化宽度抑制为最小限度的作用。

与此相对，作为次要回路的第2反馈控制电路2检测由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅，对高边MOSFET 11的导通宽度进行最佳控制，以使该振幅恒定而不依赖于输出负载电流Iout，从而使开关频率Fsw保持恒定。结果，相对于静态的负载变动，第2基准电压REF2的峰值电压始终保持恒定，因而能够大幅改善现有技术的问题即负载调节特性而不会牺牲控制稳定性。

斜波发生器18对应于本发明的斜波信号生成部，生成与高边MOSFET 11的开关频率同步的斜波信号(Ramp)。图2是示出本实施例的开关电源装置中的斜波发生器18的详细结构的电路图。如图2所示，斜波发生器18由单触发电路181、反相器182、PchMOSFET 183、电容器184、PNP晶体管185、NPN晶体管186、电阻187、恒定电流I4、PchMOSFET 188、189、NchMOSFET 189a、189b、电流限制器Ilim1、Ilim2以及下限钳位电压V2构成。

这里，PNP晶体管185、NPN晶体管186、电阻187以及恒定电流I4构成电压电流转换电路，将Comp信号的电压转换为电流Irampb。并且，PchMOSFET 188、189构成Pch电流镜电路。而且，NchMOSFET 189a、189b以及电流限制器Ilim1、Ilim2构成电流限制电路。

单触发电路181接收由高边驱动器9输出的驱动信号Hon，在将Hon切换为High时，经由反相器182使PchMOSFET 183导通例如100ns左右的极短期间。由此，电容器184瞬时充电到电源电压REG。

之后，当PchMOSFET 183截止后，通过根据Comp信号生成的放电电流Iramp逐渐放出蓄积在电容器184中的电荷。

在通常的负载区域中，由于Comp电压充分高，电流Irampb的值也大，因而放电电流Iramp由电流限制器Ilim2限制而为恒定。另一方面，在为轻负载，放电电流Iramp低于电流限制器Ilim2的情况下，Iramp伴随Comp电压下降而变化。

即，斜波发生器18根据由后述的振幅信号生成部生成的振幅信号Comp，控制斜波信号的斜率，以使斜波信号的振幅维持预定值。

结果，斜波发生器18可生成假定了ESR的纹波信号的斜波信号，并将所生成的斜波信号输出到叠加电路3和采样保持电路19。

叠加电路3对应于本发明的第1叠加电路，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号(图1中的Ramp)的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与第1基准电压(图1中的REF：0.5V)叠加而生成叠加信号(图1中的REF2)。

图3是示出本实施例的开关电源装置中的叠加电路3的详细结构的电路图。叠加电路3由NPN晶体管31、PNP晶体管32、电阻33、NchMOSFET 34、35、PchMOSFET36、37、电阻38以及恒流源I2构成。

通过由NPN晶体管31和PNP晶体管32实现的缓冲电路对由斜波发生器18生成的斜波信号进行阻抗转换，向PNP晶体管32的发射极输出电压电平与斜波信号大致相同的Ramp2信号。因此，在电阻33的两端产生REG-Ramp2的电位差，生成与斜波信号的变化对应的电流信号I3。该电流信号I3经由由NchMOSFET 34、35实现的电流镜电路以及由PchMOSFET 36、37实现的电流镜电路被输出到电阻38，从而进行电压转换。

由此，叠加电路3在电阻38的高电位侧端子中，使与斜波信号对应的具有正斜率的第2斜波信号与直流稳定电压即第1基准电压REF叠加，生成第2基准电压REF2(对应于本发明的第1叠加信号)，将其输出到反馈比较器4的正输入端子。

设置在第2反馈控制电路2内的采样保持电路19、误差放大器20、相位补偿电阻21以及相位补偿电容器22对应于本发明的振幅信号生成部，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号(图1中的Comp)。

采样保持电路19保持由斜波发生器18生成的斜波信号的谷电压。图4是示出本实施例的开关电源装置中的采样保持电路19的详细结构的电路图。如图4所示，采样保持电路19由缓冲电路191、开关192以及电容器193构成。

缓冲电路191输出对斜波信号进行了阻抗转换后的信号，按照斜波信号成为谷电压的定时，根据导通定时器7的采样信号Spl，使开关192导通恒定的采样时间，从而对电容器193进行充电。因此，在下一次采样期间到来之前的期间，电容器193保持斜波信号的谷电压值Valley。

误差放大器20对应于本发明的误差放大器，将由采样保持电路19保持的谷电压Valley与基准电压V1进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号并作为振幅信号(Comp)进行输出。即，误差放大器20将谷电压Valley与基准电压V1进行比较，将由电阻21和电容器22进行了相位补偿后的振幅信号(误差放大信号)Comp输出到前馈电路6，并且，输出到斜波发生器18的反馈端子。

第1反馈控制电路1对应于本发明的控制部，根据由斜波发生器18生成的斜波信号、大小与输出电压Vout对应的反馈信号FB以及第1基准电压REF，控制高边MOSFET 11的导通定时，并且，根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp，控制高边MOSFET 11的导通宽度。

并且，第1反馈控制电路1根据输入电压Vin和输出电压Vout，控制高边MOSFET11的导通宽度。

图5是示出本实施例的开关电源装置中的前馈电路6的详细结构的电路图。如图5所示，前馈电路6由电压电流转换电路61、62、63和除法电路64、65的组合构成。

电压电流转换电路61通过对输入电压Vin进行电流转换来生成电流信号Ivin。并且，电压电流转换电路62通过对输出电压Vout进行电流转换来生成电流信号Ivout。同样，电压电流转换电路63通过对振幅信号(误差放大电压)Comp进行电流转换来生成电流信号Icomp。

除法电路64将电流信号Ivin除以电流信号Ivout后的电流信号Ifw输出到后级的除法电路65。除法电路65生成电流信号Ifw除以电流信号Icomp后的电流信号Iton。该Iton的计算式由Iton＝K×Vin/(Vout×Comp)给出。这里，K是将输入电压Vin、输出电压Vout、误差振幅信号Comp转换为电流信号时的转换系数，具有与电阻值成反比的量纲。

这样，前馈电路6将与输入电压Vin成正比且与输出电压Vout成反比的输出电流Iton输出到导通定时器7的Adj端子。通过前馈电路6的动作，第1反馈控制电路1控制高边MOSFET 11的导通宽度，以使开关频率恒定而不依赖于输入输出条件，而且使Iton具有与由第2反馈控制电路2输出的振幅信号(误差放大信号)Comp成反比的特性，从而控制高边MOSFET 11的导通宽度，以使斜波信号的谷电压Valley与基准电压V1相等。

第1反馈控制电路1具有前馈电路6，从而根据由振幅信号生成部生成的振幅信号(误差放大信号)Comp，控制高边MOSFET 11的导通宽度，以使由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅维持预定值。

反馈比较器4将反馈电压FB与第2基准电压REF2进行比较，在反馈电压FB低于第2基准电压REF2的峰值电压时，输出FB_TRG信号。单触发电路5根据由反馈比较器4输出的FB_TRG信号，生成ON_TRG信号，并将其输出到导通定时器7的设置(Set)端子。

图6是示出本实施例的开关电源装置中的导通定时器7的详细结构的电路图。如图6所示，导通定时器7由电容器71、比较器72、“与”电路73、单触发电路74、反相电路75以及开关76构成。

开关76根据由单触发电路5输出的ON_TRG信号，导通固定时间。开关76导通，从而电容器71瞬时放出所蓄积的电荷。由此，比较器72的逻辑输出电平为高(High)，单触发电路74输出固定时间的采样信号Sp1。

在基于单触发电路74的采样期间结束后，“与”电路73使输出信号即驱动逻辑控制信号Ton为High(高)。之后，电容器71根据前馈电流信号Iton开始充电。当电容器71的电位达到阈值V3时，比较器72将输出电平切换为Low(低)，因而，“与”电路73使驱动逻辑控制信号Ton为Low(低)。

另外，由于电流限制器23(Ilim3)限制前馈电流信号Iton的上限值，因而驱动逻辑控制信号Ton的最小宽度受到限制。即，第1反馈控制电路1在控制高边MOSFET11的导通宽度时，控制成使导通宽度不低于预先设定的限制值。

驱动逻辑8根据由导通定时器5输出的驱动逻辑控制信号Ton，输出高边驱动器9的驱动信号Hon、以及与该驱动信号Hon反相的低边驱动器10的驱动信号Lon。而且，驱动逻辑8根据SW电压检测电感器13的再生期间结束而流过电感器13的电流IL的极性反转的情况，将低边驱动信号Lon切换为Low(低)。由此，低边MOSFET12截止，因而开关电源装置抑制电感器电流IL的过大逆流，防止产生无用损失。

高边驱动器9根据由驱动逻辑8输出的Hon信号驱动高边MOSFET 11的栅极，经由电感器13向输出电容器14和输出负载15供给能量。

低边驱动器10根据由驱动逻辑8输出的Lon信号驱动低边MOSFET 12的栅极，在高边MOSFET 11截止后的电感器电流IL的再生期间使低边MOSFET 12导通，从而降低导通损失。

从上述的反馈比较器4、单触发电路5、导通定时器7、驱动逻辑8以及高边驱动器9的动作可知，第1反馈控制电路1将由叠加电路3生成的第1叠加信号REF2和大小与输出电压Vout对应的反馈信号FB进行比较，控制导通定时以使在反馈信号FB低于第1叠加信号REF2的情况下高边MOSFET 11导通。

然后，说明上述构成的本实施方式的作用。最初，为了易于理解地说明本实施例的开关电源装置具有的各结构的作用，对假定没有针对斜波发生器18b的Comp信号的反馈且不存在电流限制器23的情况进行说明。图7是示出在本实施例的开关电源装置中，在假定没有针对斜波发生器18b的Comp信号的反馈且不存在电流限制器23的情况下的结构的电路图。

该情况下的斜波发生器18b的内部结构与图1、图2所示的斜波发生器18相比有少许不同。图8是示出具有图7的结构的开关电源装置中的斜波发生器18b的详细结构的电路图。如图8所示，斜波发生器18b由单触发电路181、反相器182、PchMOSFET 183、电容器184、恒定电流Iramp以及下限钳位电压V2构成。

单触发电路181接收由高边驱动器9输出的驱动信号Hon，在将Hon切换为High时，使PchMOSFET 183导通例如100ns左右的极短期间。由此，电容器184瞬时充电到电源电压REG。

之后，当PchMOSFET 183截止后，通过恒定电流Iramp逐渐放出蓄积在电容器184中的电荷。结果，斜波发生器18可生成假定了ESR的纹波信号的斜波信号，并将所生成的斜波信号输出到叠加电路3和采样保持电路19。

即，图1、图2所示的斜波发生器18根据振幅信号控制斜波信号的斜率，以使斜波信号的振幅维持预定值，与此相对，斜波发生器18b为了使用恒定电流Iramp而生成具有恒定斜率的斜波信号。

在该情况下，参照图9说明通过将斜波信号的振幅控制为恒定而使负载调节特性大幅提高的原理。

图9是示出如图7所示构成的开关电源装置的动作的时序图。在输出负载电流Iout是轻负载且恒定的状态下，通过采样保持电路19、误差放大器20以及前馈电路6的动作，控制成使斜波信号(Ramp)的谷电压Valley与基准电压V1相等。

然后，当输出负载电流Iout骤变为重负载时，伴随输出电压Vout的下降，反馈电压FB下降。当反馈电压FB为第2基准电压REF2以下时，根据反馈比较器4的比较结果，单触发电路5输出ON_TRG信号。以该ON_TRG信号为契机，高边MOSFET 11立即导通。此时，由于斜波信号的谷电压Valley上升，因而在Valley和基准电压V1之间产生误差。

第2反馈控制电路2内的误差放大器20使振幅信号Comp上升并将其输出，以抵消该误差。与振幅信号Comp的上升成反比，前馈电路6的前馈电流Iton下降。由于前馈信号Iton下降，因而导通定时器7将Ton信号的时间宽度扩大后输出。

结果，第1反馈控制电路1向高边MOSFET 11的导通宽度扩大的方向进行控制。即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号(Comp)，控制成在由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅小于预定值的情况下，扩大高边MOSFET 11的导通宽度。该第1反馈控制电路1的作用是图1、图7双方的开关电源装置共有的作用。

当高边MOSFET 11的导通宽度扩大时，开关频率下降，以便将根据输入电压Vin和输出电压Vout的比率大致决定的导通占空比保持恒定，结果，轻负载时的开关频率Fsw1和重负载时的开关频率Fsw2被控制成相等。由此，由于斜波信号的谷电压Valley等于基准电压V1，因而重叠在第2基准电压REF2上的ΔREF的振幅也被控制成恒定而不依赖于负载电流Iout(图9中所示的ΔREF1＝ΔREF2)。

即使在反馈电压FB上升，斜波信号的谷电压Valley下降而在Valley和基准电压V1之间产生误差的情况下，第2反馈控制电路2内的误差放大器20也使振幅信号Comp下降并将其输出，以抵消该误差。结果，第1反馈控制电路1向高边MOSFET11的导通宽度缩小的方向进行控制。即，第1反馈控制电路1根据由振幅信号生成部生成的振幅信号Comp，控制成在由斜波发生器18b生成的斜波信号的振幅是预定值以上的情况下，缩小高边MOSFET 11的导通宽度。该第1反馈控制电路1的作用也是图1、图7双方的开关电源装置共有的作用。

当高边MOSFET 11的导通宽度缩小时，开关频率上升，结果，轻负载时的开关频率Fsw1和重负载时的开关频率Fsw2被控制成相等。由此，由于斜波信号的谷电压Valley等于基准电压V1，因而重叠在第2基准电压REF2上的ΔREF的振幅也被控制成恒定而不依赖于负载电流Iout。

这样，针对负载骤变等的动态负载变动，作为主要回路的第1反馈控制电路高速进行反应而不经由误差放大器，从而将输出电压Vout的变化抑制到最小限度，反之，针对静态负载变化，使用误差放大器20进行控制以使斜波信号的振幅保持恒定，从而本实施例的开关电源装置可大幅改善作为现有问题的负载调节特性而不会牺牲控制的稳定性。

然而，仅具有图7所示的结构且采用了将开关频率始终保持恒定的控制方式的开关电源装置具有的缺点是，不能在轻负载时降低开关频率来减少开关损失。具体地，使用图10所示的时序图进行说明。

图10是示出如图7所示构成的开关电源装置的动作的时序图的另一例。当输出负载电流Iout从稳定负载逐渐变化为轻负载时，伴随负载的变化，在反馈电压FB下降到基准电压REF2以下之前时间逐渐延长，高边MOSFET 11导通的定时延迟，因而开关频率降低。

然而，当开关频率少许低，斜波信号的下限电压与基准电压V1相比降低时，使Comp电压下降以使斜波信号的下限电压等于基准电压V1，进行反馈控制以使高边MOSFET 11的导通宽度缩小。因此，开关频率大致恒定而不依赖于负载，具有难以改善轻负载时的效率的缺点。

因此，为了解决该缺点，对图7的电路追加电流限制器23，对高边MOSFET 11的最小导通宽度设定限制，从而需要在轻负载时使开关频率下降，减少开关损失来进行效率改善。

图11是示出在假定对图7所示构成的开关电源装置追加了电流限制器23的情况下的动作的时序图。不过，与图1所示的本实施例的开关电源装置相比，假定没有针对斜波发生器18的Comp信号的反馈。

在该情况下，如图11所示，伴随输出负载下降，斜波信号的谷电压Valley下降，因而叠加在基准电压REF上的信号量大，输出电压Vout与负载一起上升的问题显著。

因此，为了解决这些问题，本实施例的开关电源装置采用这样的结构：如图1所示，具有针对斜波发生器18的Comp信号的反馈，而且具有Iton的电流限制器23。参照图12说明这样的原理：在图1所示的开关电源装置中，在从稳定负载逐渐转移到轻负载时，可通过使开关频率下降来减少开关损失而不会牺牲负载调节特性。

图12是示出图1所示的本实施例的开关电源装置的动作的时序图。在负载变化是比较稳定的条件(稳定负载)下，总是通过误差放大器20的作用，控制成斜波信号的谷电压Valley和基准电压V1相等。

当从稳定负载逐渐转移到轻负载时，前馈电路6根据斜波信号的谷电压Valley和基准电压V1的误差放大信号(振幅信号Comp)，使前馈电流Iton增加。由此，第1反馈控制电路1在缩小高边MOSFET 11的导通宽度的方向进行控制。因此，斜波信号的谷电压Valley被控制成与基准电压V1一致，结果，开关频率保持恒定。

而且，当负载变轻，前馈电流Iton达到由电流限制器23(Ilim3)限制的电平时，高边MOSFET 11的导通宽度不过度缩小。此时，高边MOSFET 11的导通定时延迟，以使输出电压Vout保持恒定，施加反馈，以使开关频率下降。同时，当根据误差放大信号(振幅信号Comp)生成的放电电流Iramp为电流限制器Ilim2以下时，随着误差放大信号(振幅信号Comp)的下降，放电电流Iramp下降，以使斜波信号的谷电压和基准电压V1一致，从而斜波发生器18控制成使斜波信号(Ramp)的放电斜率变缓。即，斜波发生器18根据振幅信号Comp控制斜波信号的斜率，以使斜波信号的振幅维持预定值。

因此，对斜波信号(Ramp)的振幅进行反馈控制，以保持恒定的电平。即使开关频率下降，叠加在基准电压REF上的信号量也能总是保持恒定，因而，可减少开关损失而不会牺牲负载调节特性。

如上所述，根据本发明的实施例1的形式涉及的开关电源装置，可改善轻负载时的效率，即使在利用ESR小的输出电容器的情况下也能稳定动作，而且可实现良好的负载调节特性。

即，针对负载骤变等的动态负载变动，作为主要回路的第1反馈控制电路高速进行反应而不经由误差放大器，从而将输出电压Vout的变化抑制到最小限度，反之，针对静态负载变化，使用误差放大器20进行控制以使斜波信号的振幅保持恒定，从而本实施例的开关电源装置可大幅改善负载调节特性而不会牺牲控制的稳定性。

并且，本实施例的开关电源装置具有电流限制器23，从而可对高边MOSFET 11的最小导通宽度设定限制，可在轻负载时使开关频率下降，减少开关损失来进行效率改善。

而且，在本实施例的开关电源装置中，斜波发生器18根据振幅信号Comp控制斜波信号的斜率，以使斜波信号的振幅维持预定值，因而即使开关频率下降，也能总是将叠加在基准电压REF上的信号量保持恒定，可减少开关损失而不会牺牲负载调节特性。

【实施例2】

图13是示出本发明的实施例2的开关电源装置的结构的电路图。与图1所示的实施例1的开关电源装置的结构的不同之处在于叠加电路3b的结构和连接位置。

叠加电路3b对应于本发明的第2叠加电路，生成与由斜波发生器18生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有负斜率的第3斜波信号，并且，使所生成的第3斜波信号与反馈信号FB叠加而生成第2叠加信号(FB2)。

图14是示出本实施例的开关电源装置中的叠加电路3b的详细结构的电路图。如图14所示，叠加电路3b由NPN晶体管31b、PNP晶体管32b、电阻33b、NchMOSFET34b、35b、电阻38b以及恒流源I2b构成。

通过由NPN晶体管31b和PNP晶体管32b实现的缓冲电路对由斜波发生器18生成的斜波信号进行阻抗转换，向PNP晶体管32b的发射极输出电压电平与斜波信号大致相同的Ramp2信号。因此，在电阻33b的两端产生REG-Ramp2的电位差，生成与斜波信号的变化对应的电流信号I3。该电流信号I3经由由NchMOSFET 34b、35b实现的电流镜电路被输出到电阻38b，从而进行电压转换。

由此，叠加电路3b在电阻38b的低电位侧端子中，使与斜波信号成正比的具有负斜率的第3斜波信号与反馈电压FB叠加，生成第2反馈电压FB2(对应于本发明的第2叠加信号)，将其输出到反馈比较器4的反转输入端子。

并且，本实施例的开关电源装置中的第1反馈控制电路1将由叠加电路3b生成的第2叠加信号(FB2)与第1基准电压(REF)进行比较，在第2叠加信号FB2低于第1基准电压REF的情况下，控制导通定时，以使高边MOSFET 11导通。

其它结构与实施例1相同，省略重复的说明。

然后，说明上述构成的本实施方式的作用。叠加电路3b中的叠加动作不是针对第1基准电压REF进行的而是针对反馈信号FB进行的，除此以外，基本的动作与实施例1相同，省略重复的说明。

如上所述，根据本发明的实施例2的形式涉及的开关电源装置，可得到与实施例1相同的效果。即，本实施例的开关电源装置与图1所示的实施例1相比，尽管在斜波信号的叠加方法上存在不同，然而可期待与实施例1同等的负载调节改善效果和轻负载时的效率改善效果。而且，本实施例的开关电源装置与图1所示的实施例1相比具有的优点是，在叠加电路3b的电路结构中，可省略由PchMOSFET实现的电路镜电路。

并且，通常，在对该系统进行了大规模集成时，一般将反馈电阻Rfb1和Rfb2作为外装部件，以便可改变输出电压Vout，然而本实施例的开关电源装置由于使用反馈电阻16、17的值的选定方法来调整ΔFB值，因而还具有通用性提高的优点。

产业上的可利用性

本发明涉及的开关电源装置能够用作在需要稳定电力供给的电气设备等中使用的开关电源装置。

Claims

1.一种开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有：

高边开关，其与输入电压连接；

斜波信号生成部，其生成与所述高边开关的开关频率同步的斜波信号；

振幅信号生成部，其生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅对应的振幅信号；以及

控制部，其根据由所述斜波信号生成部生成的斜波信号、反馈信号以及第1基准电压，控制所述高边开关的导通定时，并且，根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制所述高边开关的导通宽度，

所述斜波信号生成部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制所述斜波信号的斜率，以使所述斜波信号的振幅维持预定值，

所述控制部在控制所述高边开关的导通宽度时，控制成使导通宽度不低于预先设定的限制值。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述开关电源装置具有第1叠加电路，该第1叠加电路生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有正斜率的第2斜波信号，并且，使所生成的第2斜波信号与所述第1基准电压叠加而生成第1叠加信号，

所述控制部将由所述第1叠加电路生成的第1叠加信号和所述反馈信号进行比较，控制导通定时，以使在所述反馈信号低于所述第1叠加信号的情况下所述高边开关导通。

3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述开关电源装置具有第2叠加电路，该第2叠加电路生成与由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅和频率对应的具有负斜率的第3斜波信号，并且，使所生成的第3斜波信号与所述反馈信号叠加而生成第2叠加信号，

所述控制部将由所述第2叠加电路生成的第2叠加信号和所述第1基准电压进行比较，控制导通定时，以使在所述第2叠加信号低于所述第1基准电压的情况下所述高边开关导通。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制所述高边开关的导通宽度，使得由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅维持预定值。

5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部根据由所述振幅信号生成部生成的振幅信号，控制成在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅小于预定值的情况下扩大所述高边开关的导通宽度，并且，控制成在由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的振幅是预定值以上的情况下缩小所述高边开关的导通宽度。

6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述振幅信号生成部具有：

采样保持电路，其保持由所述斜波信号生成部生成的斜波信号的谷电压；以及

误差放大器，其将由所述采样保持电路保持的谷电压与第2基准电压进行比较，生成与比较结果对应的误差放大信号并作为振幅信号进行输出。

7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制部根据所述输入电压和输出电压控制所述高边开关的导通宽度。