CN104953835A

CN104953835A - Dc/dc转换器

Info

Publication number: CN104953835A
Application number: CN201410113744.4A
Authority: CN
Inventors: 中村胜; 中本聪史
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2014-03-25
Filing date: 2014-03-25
Publication date: 2015-09-30
Anticipated expiration: 2034-03-25
Also published as: CN104953835B

Abstract

本发明提供DC/DC转换器，其对输出电压与第1基准电压进行比较而生成第1误差放大信号，通过具有对时间常数进行切换功能的低通滤波器而生成第2误差放大信号。对第2误差放大信号与规定的阈值进行比较而生成轻载信号。生成表示电感器的再生期间结束的情况的过零信号。当输出了轻载信号和过零信号时，在经过第1规定的时间之后，输出间歇动作许可信号，进行间歇动作。此时，低通滤波器切换为比稳定动作时大的时间常数。在间歇动作中，在不输出过零信号的期间持续了第2规定的期间且第2误差放大信号小于阈值时，使开关元件截止，在第2误差放大信号为阈值以上时，使开关元件导通。在开关元件截止时，重叠脉冲而使第1误差放大信号下降规定的时间。

Description

DC/DC转换器

技术领域

本发明涉及DC/DC转换器。

背景技术

作为生成比输入电压低的稳定的电压的方法，广泛使用了非绝缘型的降压斩波电路。但是，由于在如待机时等那样成为轻载的情况下也继续进行开关动作，因此越是轻载电源转换效率越低下。

为了解决该问题，提出了图11所示的DC/DC转换器（专利文献1）。通过将误差放大信号COMP与规定的阈值V_sk进行比较而检测轻载，该误差放大信号COMP是对反馈电压FB与基准电压V_ref进行比较而生成的，该反馈电压FB是通过电阻R_FB1和电阻R_FB2对输出电压Vout进行分割而得到的。当成为轻载时，由于反馈电压FB上升，因此从误差放大器14输出的误差放大信号COMP下降。因此，当误差放大信号COMP下降到小于阈值Vsk_Lo时，轻载检测比较器23输出轻载信号SKIP并判断为轻载状态。此时，阈值Vsk_Lo被切换为比Vsk_Lo高的Vsk_Hi。

在稳定负载时，通过振荡器1的输出来对PWM锁存器2进行置位，通过高端驱动器4来使高端MOSFET8导通。通过PWM比较器17比较高端电流检测信号V_trip与误差放大信号COMP，当高端电流检测信号V_trip超过误差放大信号COMP时，复位触发器2，使高端MOSFET8截止，其中，该高端电流检测信号V_trip与流过高端MOSFET8的电流I_DH呈正比。另外，低端MOSFET21在高端MOSFET8截止时导通，在高端MOSFET8导通或者过零检测电路22检测到过零时截止。过零检测电路22对电感器9的再生期间结束的情况进行检测。

当判断为是轻载时，轻载检测比较器23成为高（high）而输出轻载信号SKIP，因此逆变器18的输出成为低（low），振荡器2的信号不被传递到高端MOSFET8。当输出电压Vout下降而误差放大信号COMP超过阈值Vsk_Hi时，轻载检测比较器23的输出成为低电平，不输出轻载信号，因此振荡器2的信号传递到高端驱动器4，高端MOSFET8导通。此时，阈值Vsk_Hi被切换到比Vsk_Hi小的Vsk_Lo。另外，低端MOSFET21在高端MOSFET8截止时导通，在高端MOSFET8导通或者过零检测电路22检测到过零时截止。通过反复进行上述过程，在轻载时反复进行间歇动作。如上所述，当检测到轻载时，通过振荡器2的输出是不能导通高端MOSFET8的，因此导通截止的频度下降，能够减少高端MOSFET8和低端MOSFET21的栅极驱动电流而改善效率。

作为在轻载时减少开关次数的提案，在专利文献2中提出了如下内容：在降压型斩波器中，在轻载时，使第2阈值向高电位侧偏移规定的电压幅度，其中，该降压型斩波器是如下地动作的：通过磁滞比较器对输出电压进行检测，在所检测的电压为第1阈值时，使开关元件截止，在所检测的电压为比第1阈值小的第2阈值时，使开关元件导通。

专利文献1：美国专利5481178号公报

专利文献2：日本特开2007-020352号公报

但是，在专利文献1中，作为第1问题，由于在PWM比较器17中存在传输延迟，因此即使电流检测信号V_trip达到误差放大信号COMP，也不能快速地将复位信号RESET输出到PWM锁存器2而使高端MOSFET8截止。因此，误差放大信号COMP被预先控制为比目标电平低的电压。由于该传输延迟为恒定的，因此如图13a所示，在Vout比较大的条件（Vin与Vout之间的电压差小）下，高端MOSFET8的导通期间（对应于图13a的输出了电流检测信号V_trip的期间）相对于传输延迟ΔT充分长，因此不会特别成为问题。

但是，在Vout的设定比较小的条件（Vin与Vout之间的电压差大）下，高端MOSFET8的导通期间（对应于图13b的输出了电流检测信号V_trip的期间）变短，不能忽略传输延迟的影响，误差放大信号COMP被控制为比目标电平小很多的电压。轻载检测比较器23对该误差放大信号COMP与轻载检测第1阈值Vsk_Lo进行比较而进行轻载检测，因此，存在如下问题：越是在Vout小的条件下，轻载判定的电流电平（轻载检测阈值）变得越大，在本来想要进行稳定振荡动作的重载区域中也进行间歇振荡动作。

另外，作为第2问题，当在间歇振荡期间高端MOSFET8导通时，由于Vout上升，反馈电压FB与电压VRef之间的电压差增加，因此误差放大信号COMP下降，轻载检测信号SKIP再次从低切换为高，使高端MOSFET8和低端MOSFET21的动作停止。但是，实际上，在误差放大信号COMP中存在响应延迟，误差放大信号COMP不能快速地小于阈值Vsk_Lo，因此如图12所示，有时在一个间歇振荡周期中进行多次开关动作。此时，重叠在Vout上的波纹电压变大，伴随于此，间歇振荡的截止期间进一步变长。因此，间歇振荡频率比人类的可听域（20kHz以下）低，在作为输出电容器10使用了陶瓷电容器的情况下，存在因其压电效果而产生声音的问题。

另外，作为第3问题，存在如下问题：由于在进入到间歇振荡动作的负载电流与从间歇振荡动作脱离的负载电流之间没有电流差，因此在阈值附近的负载区域，动作变得不稳定。

对于专利文献2而言，虽然能够减少上述第2问题，但是不能解决第1问题和第3问题。

发明内容

本发明的目的在于，提供如下的DC/DC转换器：即使在输出电压小的条件下，也能够不增大轻载检测阈值而在重载区域禁止进行间歇振荡动作。

为了解决上述问题，本发明的DC/DC转换器，其根据控制电路生成的驱动信号使开关元件导通断开，从而将第1直流电压转换为第2直流电压，该DC/DC转换器的特征在于，控制电路具有：振荡器，其输出规定的频率的脉冲；误差放大器，其对第2直流电压与第1基准电压之间的误差进行放大而输出第1误差放大信号；低通滤波器电路，其具有用于调整时间常数的调整元件，输入第1误差放大信号而生成第2误差放大信号；电流检测电路，其对流过开关元件的电流进行检测而输出电流信号；电流比较器，其对第2误差放大信号与电流信号进行比较，根据比较输出而输出用于使开关元件截止的复位信号；过零检测电路，在与开关元件和第2直流电压的输出端子连接的电感器的再生期间结束时，该过零检测电路输出过零信号；轻载检测电路，其对第2误差放大信号与阈值进行比较而输出轻载信号；计时器电路，在输出了轻载信号和过零信号时，在经过第1规定的时间之后，该计时器电路输出间歇动作许可信号，在不输出过零信号的期间持续了第2规定的期间的情况下，该计时器电路输出间歇动作禁止信号；导通截止控制部，在计时器电路输出了间歇动作许可信号的期间内，在第2误差放大信号小于阈值时，该导通截止控制部使开关元件截止，在计时器电路输出了间歇动作许可信号的期间内，在第2误差放大信号为阈值以上时，该导通截止控制部使开关元件导通；以及电压重叠电路，其与误差放大器的输入端子连接，在计时器电路输出了间歇动作许可信号的期间内，在从电流比较器输出了复位信号时，该电压重叠电路在规定的时间内在误差放大器的输入端子上重叠电压信号，在输出了轻载信号时，低通滤波器电路的调整元件以时间常数变大的方式进行调整，并且通过误差放大器将与第2直流电压进行比较的第1基准电压切换为比第1基准电压大的第2基准电压。

而且，在所述第2直流电压比所述规定的电压低下时，电压重叠电路接收来自所述电压检测电路的信号，禁止向所述误差放大器的输入端子重叠电压信号。

根据本发明，在轻载时，能够进行限制了开关元件的导通截止动作的间歇动作，而且，能够抑制轻载时的第2直流电压的下降。

附图说明

图1是本发明的实施例1的DC/DC转换器的电路结构图。

图2是本发明的实施例1的DC/DC转换器的过零检测电路的详细的电路结构图。

图3是发明的实施例1的DC/DC转换器的计时器电路的详细的电路结构图。

图4是用于说明本发明的实施例1的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。

图5是在现有的DC/DC转换器中对于输出电压示出仅通过误差放大信号检测来确定的轻载检测阈值的图。

图6是在本发明的实施例1的DC/DC转换器中对于输出电压示出通过误差放大信号检测来确定的阈值与通过过零检测来确定的阈值之间的逻辑与的轻载检测阈值的图。

图7是用于说明本发明的实施例1的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。

图8是用于说明本发明的实施例1的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。

图9是本发明的实施例2的DC/DC转换器的电路结构图。

图10是用于说明本发明的实施例2的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。

图11是现有的DC/DC转换器的电路结构图。

图12是用于说明现有的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。

图13a和13b是说明在现有的DC/DC转换器中输入电压与输出电压之间的电压差大时轻载检测阈值急上升的问题的图。

图14是实施例3的DC/DC转换器的电路结构图。

标号说明

1 振荡器

2 SR触发器

3、24、273、274 逻辑与电路

4 高端驱动器

5 驱动REG电路

6 防逆流二极管

7 自举电容器

8 高端MOSFET

9 电感器

10 输出电容器

11 输出负载

12、13 反馈电阻

14 误差放大器

15 相位补偿电阻

16 相位补偿电容器

17 PWM比较器

18 逆变器

19 逻辑或非电路

20 低端驱动器

21 低端MOSFET

22 过零检测电路

23 轻载检测比较器

25、26 开关

27 间歇振荡动作控制电路

271 低通滤波器电路

272 计时器电路

275 单触发电路

276、2713 开关

2711 滤波电阻

2712 滤波电容

28 开关

Iripple 电流源

Ibias1、Ibias2 恒流源

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的DC/DC转换器的几个实施方式进行详细说明。首先，对本发明的概要进行说明。

在现有技术中，通过对误差放大信号与阈值进行比较来检测了轻载，其中，该误差放大信号是对第2直流电压与基准电压之间的误差进行放大而得到的，相对于此，在本发明中，将利用误差放大信号进行的检测与检测电感器电流的不连续的过零检测电路进行组合来检测轻载。

即，在本发明中，使对第2直流电压与第1基准电压之间的误差进行放大而得到的第1误差放大信号通过低通滤波器而生成第2误差放大信号，通过组合轻载检测比较器与过零检测电路，在输出电压Vout比较小的条件下进行利用过零检测的轻载检测，在输出电压Vout比较大的条件下，通过轻载检测比较器来进行轻载检测，其中，该轻载检测比较器是通过对第2误差放大信号与轻载检测阈值进行比较而进行轻载检测的比较器，该过零检测电路是对电感器的再生期间结束的情况进行检测的电路。另外，当检测到轻载时，在间歇振荡的导通期间结束时，在反馈电压FB上暂时地重叠波纹，从而使误差放大信号瞬间地下降。而且，低通滤波器具有对时间常数进行调整的调整元件，当检测到轻载时，调整元件以时间常数变大的方式进行调整，同时将第1基准电压切换到比第1基准电压大的第2基准电压。

本发明如上所述构成，因此能够防止在轻载时高端MOSFET连续地进行开关动作且将一个间歇振荡动作期间中的开关次数抑制为一次，并且增大用于生成第1误差放大信号的基准电压，因此即使时间常数变大，调整元件也能够抑制输出电压Vout的下降。

另外，在本发明中，构成为，将轻载检测阈值以第1阈值、第2阈值和第3阈值这三阶段进行切换，在从稳定振荡动作转移到间歇动作时，轻载检测比较器的轻载检测阈值选择第1阈值来产生磁滞，在从间歇振荡动作转移到稳定振荡动作时，轻载检测比较器的轻载检测阈值选择电压电平比第1阈值大的第2阈值或第3阈值来产生磁滞，从而能够解除轻载检测阈值附近的不稳定动作。

接着，以具有上述特征的DC/DC转换器的具体实施例为例示进行说明。

【实施例1】

图1是本发明的实施例1的DC/DC转换器的电路结构图。图2是本发明的实施例1的DC/DC转换器的过零检测电路的详细的电路结构图。图3是发明的实施例1的DC/DC转换器的计时器电路的详细的电路结构图。

实施例1的DC/DC转换器是如下的DC/DC转换器：根据控制电路生成的驱动信号来使开关元件导通截止，从而将第1直流电压转换为第2直流电压。

振荡器1输出规定的频率的脉冲SET。误差放大器14对输出电压Vout与基准电压V_Ref1之间的误差进行放大而输出第1误差放大信号COMP1。另外，如后所述，基准电压V_ref1在轻载时切换为基准电压V_ref2。电感器9与由开关元件构成的MOSFET8、21和输出电压Vout的输出端子连接。过零检测电路22在电感器9的再生期间结束时输出过零信号ZERO。轻载检测比较器23根据来自低通滤波器电路271的第2误差放大信号COMP2来输出第1轻载信号SKIP1。

实施例1的DC/DC转换器的特征在于，相对于图11所示的现有的DC/DC转换器的结构进一步设置有用于控制间歇振荡动作的间歇振荡动作控制电路27。

间歇振荡动作控制电路27构成为，具有：由滤波电阻2711、滤波电容2712和开关2713构成的低通滤波器电路271；计时器272；逻辑与电路273；逻辑与电路274；单触发电路275；开关276；以及电流源Iripple。

计时器电路272根据来自轻载检测比较器23的第1轻载信号SKIP1和来自过零检测电路22的过零信号ZERO，在经过规定的时间之后，输出间歇动作许可信号SKIP-OK，在不输出过零信号的期间持续了规定的期间的情况下，停止间歇动作许可信号SKIP-OK。

逻辑与电路273、逆变器18以及逻辑与电路3（导通截止控制部），在计时器电路272输出间歇动作许可信号SKIP-OK的期间内，在误差放大信号COMP2小于阈值时,使MOSFET8截止，在计时器电路272输出间歇动作许可信号SKIP-OK的期间内，在误差放大信号COMP2至少成为阈值以上时，使MOSFET8导通。

低通滤波器电路271具有用于调整时间常数的调整元件，由调整元件根据第1误差放大信号COMP1来生成第2误差放大信号COMP2。滤波电阻2711、滤波电容2712以及开关2713构成调整元件。

PWM比较器17（电流比较器）对第2误差放大信号COMP2与流过MOSFET8的电流信号V_trip进行比较，并根据比较输出将用于使MOSFET8截止的复位信号RESET输出到触发器2的复位端子R。逻辑与电路274取出来自PWM比较器17的复位信号RESET与来自计时器电路272的信号SKIP-OK之间的逻辑与，输出到单触发电路275。单触发电路275通过来自逻辑与电路274的输出而生成单触发脉冲Ripple_on，并将其输出到开关276、开关2713。

电流源Iripple（电压重叠电路）经由开关276而与误差放大器14的反相输入端子连接。在计时器电路272输出间歇动作许可信号SKIP-OK的期间内，在从PWM比较器17输出了复位信号RESET时，电流源Iripple对误差放大器14的反相输入端子重叠规定的时间（输出单触发脉冲Ripple_on的期间）的电压信号。

当从轻载检测比较器23输出第1轻载信号SKIP1时，低通滤波器电路271使开关2713截止，从而使时间常数比规定的时间常数大。而且，即使在输出第1轻载信号SKIP1的期间，当在计时器电路272输出间歇动作许可信号SKIP-OK的期间内从PWM比较器17输出复位信号时，使开关2713导通规定的时间（输出单触发脉冲Ripple_on的期间）而使时间常数成为规定的时间常数。

关于电流源Iripple，在经过规定的时间之后使开关276截止，从而禁止电压信号的重叠。关于低通滤波器电路271，在经过规定的时间之后使开关2713截止，从而使时间常数比规定的时间常数大。

接着，参照图4的时序图，对稳定负载时（Iout>Iskip_in）的区域动作进行说明。

通过反馈电阻12和反馈电阻13对输出电压Vout进行分压，生成反馈电压FB。反馈电压FB被输入到误差放大器14的反相输入端子，开关28与基准电压Vref1连接，因此在非反相输入端子中输入基准电压Vref1。误差放大器14产生反馈电压FB与基准电压Vref1之间的第1误差放大信号COMP1并输出到低通滤波器271。

在稳定负载的状态下，开关2713闭合，低通滤波器271的衰减特性变弱，第2 误差放大信号COMP2成为与第1误差放大信号COMP1信号大致相等的电压，输入到PWM比较器17的反相输入端子和轻载检测比较器23的反相输入端子。在轻载检测比较器23的非反相输入中输入有轻载检测阈值Vsk_Lo，在输出电流Iout充分大时，成为COMP2>Vsk_Lo，因此轻载检测比较器23的输出信号SKIP1成为低电平。因此，通过逻辑与电路273对逆变器电路18的输入而输出低电平的SKIP2信号。因此，PWM锁存器2的输出传递到高端驱动电路4，间歇振荡动作成为禁止状态。

在振荡器1上连接有恒流源Ibias2，根据恒流源Ibias2而生成置位脉冲，输出到PWM锁存器2的置位端子。

在驱动REG电路5上连接有恒流源Ibias1，该驱动REG电路5经由低端驱动电路20和防逆流二极管6向高端驱动电路4供给驱动电压。

当PWM锁存器2成为置位状态时，通过逻辑与电路3驱动高端驱动器4，从而使高端MOSFET8导通。此时，SW端子电压上升到Vin附近的电压，对应于SW端子与Vout端子的电压差的电流IDH流过电感器9，从而对输出电容器10和输出负载11进行能量供给。

另一方面，在PWM比较器17的非反相输入端子输入有与高端MOSFET8的漏极电流IDH呈比例的高端电流检测信号V_trip，在高端MOSFET8的导通期间，当高端电流检测信号V_trip成为第2误差放大信号COMP2以上时，对PWM锁存器2输出复位信号RESET。当PWM锁存器2成为复位状态时，通过逻辑与电路3使高端驱动器4截止，并且通过逻辑或非电路19使低端驱动器20导通。由此，高端MOSFET8从导通切换为截止，低端MOSFET21从截止切换为导通，从而在电感器9中产生的再生电流IDL从低端MOSFET21的源极通过漏极流动。

在由振荡器1确定的振荡周期的期间内，在进行电感器9的再生没有结束的电流连续动作时，PWM锁存器2因振荡器1的信号而再次成为置位状态，低端MOSFET21截止且高端MOSFET8导通。

反复进行以上一系列的动作，从而进行降压斩波器动作。

接着，参照图4对从稳定负载转移到轻载（Iout=Iskip_in）时的动作进行说明。

当Iout下降时，第1误差放大信号COMP1和第2误差放大COMP2下降，因此以高端MOSFET的漏极电流IDH的峰值变小的方式进行控制。轻载检测比较器23对第2误差放大信号COMP2与第1轻载检测阈值Vsk_Lo进行比较，在时刻t1，当第2误差放大信号COMP2小于第1轻载检测阈值Vsk_Lo时，第1轻载检测信号SKIP1从低切换到高，对逻辑与电路273和计时器电路272供给表示轻载状态的信号。此时开关2713成为截止。

之后，Iout进一步下降，当电感器电流IL的谷值电流达到零安培时进行电流不连续动作。此时，SW端子电压的极性从负切换到正。如图2所示，在过零检测电路22中，通过比较器221检测SW端子电压的极性变化，使SR触发器222处于置位状态。由此，通过逻辑或非电路19和低端驱动器20使低端MOSFET21截止，同时对计时器电路272输出表示过零检测状态的信号。

在计时器电路272中，在时刻t2，当第1轻载检测信号SKIP1和过零信号ZERO都成为高时，如图3所示，SR触发器2722由于逻辑与电路2721而成为置位状态，使开关2723导通。于是，通过逆变器2724使开关2725截止，从而使电容器2726通过恒流源Idis而进行放电。

比较器2727对电容器2726的电位TM与间歇振荡许可第1阈值Vtm_Lo进行比较，在时刻t3，电容器2726的电位TM达到第1阈值Vtm_Lo。于是，在与间歇振荡许可信号SKIP-OK信号从低切换到高，同时，将第1阈值Vtm_Lo切换为电压电平比第1阈值Vtm_Lo大的第2阈值Vtm_Hi。由此，切换为许可间歇振荡动作的模式。此时，将轻载检测比较器23的轻载检测阈值切换为电压电平比第1阈值Vsk_Lo大的第3阈值Vsk_Hi。

如上所述，通过逻辑与电路2721取出来自轻载检测比较器23的SKIP1与来自过零检测电路22的过零信号ZERO之间的逻辑与，因此如图4所示，在Vout值比较小的条件下，相比于轻载检测比较器23，过零检测电路22优先地确定轻载检测阈值Iskip-in。当设电感器9的电感值为L、稳定振荡频率为Fsw时，此时的轻载检测阈值Iskip-in由

Iskip_in=Vout（Vin-Vout）/（2·L·Vin·Fsw）

表示，在Vout比较小的条件下，在设Iskip-in为纵轴、Vout为横轴时，如图5所示，成为抛物线状的特性。

另一方面，在Vout比较大的区域，Iskip-in电平由现有的轻载检测比较器23优先确定。当图示该状态时，成为如图6所示。因此，能够解决在图13所示的Vout小的区域中Iskip-in变大的现有的问题。另外，即使在Vout大的区域中，也能够防止 Iskip-in变得过大的情况，能够实现Vout依赖性小的轻载检测动作。

接着，参照图4对轻载时的间歇振荡期间（Iout<Iskip_in）的动作进行说明。

在SKIP-OK信号为高且许可间歇振荡的状态下，在逻辑与电路273中，在第1轻载检测信号SKIP1为高时，对第2轻载检测信号SKIP2输出高，从而通过逆变器18、逻辑与电路3以及高端驱动器4强制地使高端MOSFET8截止。之后，在时刻t3，当过零检测电路22检测到结束了电感器9的再生期间，过零信号ZERO从低切换到高时，通过逻辑或非电路19和低端驱动器20使低端MOSFET21截止。

之后，当在间歇振荡的开关动作停止期间中，输出电容器10的电荷通过输出电流Iout而放电时，Vout稍微下降，当反馈电压FB与Vref之间的电位差变大时，由于第1误差放大电压信号COMP1上升，因此第2误差放大信号COMP2也上升。

在时刻t4，当第2误差放大信号COMP2成为第3轻载阈值Vsk_Hi以上时，轻载检测比较器23将第1轻载检测信号SKIP1从高切换到低，从而将第2轻载检测信号SKIP2也从高切换到低，轻载检测阈值的电压电平比Vsk_Hi小，切换到比Vsk_Lo大的第2轻载阈值Vsk_Md。此时，逆变器18的输出从低切换到高，从而振荡器1的输出SET经由逻辑与电路3和高端驱动器4而供给到MOSFET8，MOSFET8开始进行开关动作。

之后，当高端MOSFET8的漏极电流IDH上升，在时刻t5电流检测信号V_trip达到第2误差放大信号COMP2时，PWM比较器17对PWM锁存器2输出复位信号，从而使高端MOSFET8截止。此时，通过逻辑与电路274对单触发电路275也供给复位信号RESET2。

在单触发电路275中，接收复位信号RESET2而在规定的期间（时刻t6～t7）内将Ripple_ON信号从低切换到高。由此，由于开关276导通，因此恒流Iripple被供给到FB端子，反馈电压FB瞬间地上升。而且，在该时刻，通过逻辑或电路2714使开关2713导通，从而使低通滤波器271的时间常数变小而使衰减效果减弱。

当FB端子电压急速上升时，由于与Vref之间的电压差变大，因此误差放大器14使第1误差放大信号COMP1瞬间地下降，第2误差放大信号COMP2也随之下降（时刻t6～t7）。

当第2误差放大信号COMP2下降并达到轻载检测阈值Vsk_Md时，轻载检测电路23再次将第1轻载检测信号SKIP1从低切换到高，在使高端MOSFET8的开关动作停止的同时，将轻载检测阈值切换为Vsk_Hi。

在经过规定的期间（时刻t6～t7）之后，单触发电路275将Ripple_ON信号从高切换到低，使开关276截止。此时，在时刻t8～t9，在第1误差放大信号COMP1中产生过冲，轻载检测电路23有可能引起误检测。但是，在经过规定的期间（时刻t6～t7）之后开关2713截止，因此低通滤波器271的时间常数增加且衰减特性提高，从而能够防止在第2误差放大信号COMP2中产生过冲。

之后，在电感器9的再生期间结束之后，使低端MOSFET21的开关动作以及振荡器1和驱动REG电路5的电路动作停止。

通过反复进行以上的一系列的动作来进行间歇振荡动作，以输出电流Iout变得越小间歇振荡周期越长的方式进行控制，从而使在高端MOSFET8和低端MOSFET21中产生的开关损耗下降而使轻载效率提高。而且，在间歇振荡的导通期间结束时，在FB电压上暂时重叠波纹，从而使第2误差放大信号瞬间地下降，防止高端MOSFET8连续地进行开关动作，从而将每一个间歇周期的开关次数抑制为一次。由此，能够将输出电压Vout的波纹抑制得低，并且间歇振荡周期不会下降到必要以上程度，因此能够抑制来自输出电容器10的声音。

参照图4对从轻载恢复到稳定负载（Iout≧Iskip_out）时的动作进行说明。随着Iout上升，间歇振荡截止期间中的Vout的下降时间变短，因此间歇振荡周期变短。从而，当转移到电感器电流IL的谷值电流值为0A以上的连续模式时，由于过零信号ZERO成为低恒定值，因此SR触发器2722成为复位状态。因此，开关2725导通且开关2723截止，开始电容器2726的充电。当电容器2726的电位TM达到间歇振荡许可第2阈值Vtm_Hi时，比较器2727反转而将SKIP-OK信号从高切换到低，同时将轻载检测阈值切换为第1阈值Vsk_Lo。

但是，此时，如图7所示，轻载状态下的第2误差放大信号COMP2，通过低通滤波器电路271的延迟，不能过渡性地跟踪作为目标电平的第1误差放大信号COMP1，稳定为比第1误差放大信号COMP1低的值。因此，为了将MOSFET8的漏极电流IDH控制为比目标低的值，输出电压Vout值相对于稳定动作时的输出电压Vout而成为低值。而且，随着从轻载转移到稳定负载，第1误差放大信号COMP1与第2误差放大信号COMP2的电平差变大，因此在刚要切换到稳定动作之前的输出电压Vout值，成为相对于稳定动作时的输出电压Vout低很多的值。

为了改善该情况，在轻载时将基准电压切换为电压值比基准电压Vref1高的基准电压VRef2。

将此时的动作示出在图19。在输出电流Iout为轻载且SKIP-OK信号输出高电位的期间，通过对开关28进行切换，选择电压值比基准电压Vref1高的基准电压Vref2。由此，能够防止轻载时的输出电压Vout变得比稳定动作时的输出电压Vout低，而且，能够大幅抑制在刚要从轻载切换为稳定负载之前的输出电压Vout的下降。

【实施例2】

图9是本发明的实施例2的DC/DC转换器的电路结构图。图10是用于说明本发明的实施例2的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。相对于图1所示的实施例1，其特征在于，增加了逻辑与电路24、开关25、开关26。对于与图1所示的结构相同的结构，省略其说明。

在间歇振荡动作的期间，逻辑与电路24将BIAS_OFF信号从低切换到高，从而使开关25和开关26截止，使振荡器1和驱动REG电路5停止。在间歇振荡动作的振荡导通期间，逻辑与电路24将BIAS_OFF信号从高切换到低，从而使开关25和开关26导通，再次开始振荡器1和驱动REG电路5的动作，从而再次开始高端MOSFET8和低端MOSFET21的开关动作。通过反复进行该处理，使在电路中消耗的电流的平均值下降，相比于图1所示的第1实施例，能够进一步提高轻载效率。

图9是本发明的实施例2的DC/DC转换器的电路结构图。图10是用于说明本发明的实施例2的DC/DC转换器的各部分的动作的时序图。

图9所示的实施例2的DC/DC转换器，相对于图1所示的实施例1的DC/DC转换器，其特征在于，进一步设置了逻辑与电路24、开关25、开关26。另外，对于与图1所示的结构相同的结构，省略其说明。

开关25与驱动REG电路5的一端和偏置源Ibias1的一端连接。开关26与振荡器1的一端和偏置源Ibias2的一端连接。逻辑与电路24取出来自过零检测电路22的过零信号与来自逻辑与电路273的SKIP2之间的逻辑与，将BIAS_OFF信号输出到开关25、开关26。

接着，参照图10所示的时序图对动作进行说明。首先，在间歇振荡动作的截止期间（例如，时刻t3～t4），将BIAS_OFF信号从低切换到高，从而使开关25和开关26截止，使振荡器1和驱动REG电路5停止。

在间歇振荡动作的导通期间，逻辑与电路24将BIAS_OFF信号从高切换到低，从而使开关25和开关26导通，再次开始振荡器1和驱动REG电路5的动作，并再次开始高端MOSFET8和低端MOSFET21的开关动作。

通过反复进行该处理，能够使在DC/DC转换器中消耗的电流的平均值下降。因此，相比于图1所示的实施例1的DC/DC转换器，能够进一步提高轻载效率。

【实施例3】

图14的本发明是实施例3的DC/DC转换器的电路结构图。相对于图1示出的实施例1，不同点在于，增加了输出电压监视电路29。

在图14所示的第3实施例中，在输出负载电流Iout从重载急速变为轻载时，由于相位补偿电阻15、相位补偿电容器16的延迟，在第1误差放大信号COMP1和第2误差放大信号COMP2中产生响应延迟，因此在输出电压Vout中产生过冲。此外，在该时机，基准电压Vref从第1基准电压Vref1切换到电压值比第1基准电压Vref1高的第2基准电压Vref2，从而输出电压Vout的过冲变得更大。

因此，在图14所示的第3实施例中构成为，增加输出电压监视电路29，通过FB端子电压对在输出电压Vout中产生的过冲进行监视。

输出电压监视电路29由比较器291、逻辑与电路292、电压值比第1基准电压Vref1高的第3基准电压Vref3构成，在输出负载电流Iout从重载急速变为轻载时，通过FB端子电压对在输出电压Vout中产生了过冲的情况进行检测，在FB端子电压超过第3基准电压Vref3的期间，比较器291输出低电平，从而禁止基准电压通过逻辑与电路292而从第1基准电压Vref1切换到第2基准电压Vref2。

之后，当FB端子电压下降到比第3基准电压Vref3小，检测到输出电压Vout的过冲收敛为规定的值以下时，许可通过逻辑与电路292将第1基准电压Vref1切换为第2基准电压Vref2。

由此，能够将输出负载电流Iout从重载急速变到轻载时产生的输出电压Vout的过冲量抑制为最小限。

本发明能够利用于开关电源装置。

Claims

1.一种DC/DC转换器，其根据控制电路生成的驱动信号使开关元件导通截止，从而将第1直流电压转换为第2直流电压，该DC/DC转换器的特征在于，

所述控制电路具有：

振荡器，其输出规定的频率的脉冲；

误差放大器，其对对应于所述第2直流电压的电压与基准电压之间的误差进行放大而输出第1误差放大信号；

低通滤波器电路，其具有用于调整时间常数的调整元件，根据所述第1误差放大信号，通过所述调整元件生成第2误差放大信号，

电流检测电路，其对流过所述开关元件的电流进行检测并输出电流信号；

电流比较器，其对所述第2误差放大信号与所述电流信号进行比较，并根据比较输出而输出用于使所述开关元件截止的复位信号；

电感器，其与所述开关元件和所述第2直流电压连接；

过零检测电路，在所述电感器的再生期间结束时，该过零检测电路输出过零信号；

轻载检测电路，其对来自所述低通滤波器电路的第2误差放大信号与阈值进行比较而输出轻载信号；

电压重叠电路，其与所述误差放大器的输入端子连接；

计时器电路，其根据来自所述轻载检测电路的所述轻载信号和来自所述过零检测电路的过零信号，在经过规定的时间之后输出间歇动作许可信号，在不输出所述过零信号的期间持续了规定的期间的情况下，输出间歇动作禁止信号；

导通截止控制部，在所述计时器电路输出了所述间歇动作许可信号的期间内，在所述误差放大信号小于所述阈值时，该导通截止控制部使所述开关元件截止，在所述计时器电路输出了所述间歇动作许可信号的期间内，在所述误差放大信号至少成为所述阈值以上时，该导通截止控制部使所述开关元件导通；以及

电压重叠电路，其与所述误差放大器的输入端子连接，在所述计时器电路输出了所述间歇动作许可信号的期间内，在从所述电流比较器输出了复位信号时，该电压重叠电路在规定的时间内对所述误差放大器的输入端子重叠电压信号，

关于所述基准电压，具有第1基准电压和第2基准电压，通过所述计时器电路的所述间歇动作许可信号输出信号，对所述第1基准电压和所述第2基准电压进行切换。

2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器，其特征在于，

关于所述基准电压，具有所述第1基准电压和电压值比所述第1基准电压高的所述第2基准电压，

在所述计时器电路输出了所述间歇动作许可信号的期间内，选择所述第2基准电压。

3.根据权利要求2或3所述的DC/DC转换器，其特征在于，

关于所述阈值，具有第1阈值、比第1阈值大的第2阈值以及比第2阈值大的第3阈值，

在从稳定振荡动作转移到间歇振荡动作时，所述计时器电路选择所述第1阈值，在从所述间歇振荡动作转移到所述稳定振荡动作时，所述计时器电路选择所述第2阈值或所述第3阈值。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述DC/DC转换器具有用于驱动所述开关元件的稳压电路，

所述DC/DC转换器具有驱动停止部，在所述计时器电路输出了所述间歇动作许可信号的期间内，该驱动停止部根据来自所述过零检测电路的过零信号至少使所述振荡器和所述稳压电路停止。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的DC/DC转换器，其特征在于，

所述DC/DC转换器具有：电压监视比较器，其用于监视对应于所述第2直流电压的电压；以及第3基准电压，其与所述电压监视比较器连接，电压值比所述第1基准电压高，

在输出了所述间歇动作许可信号的期间内、且对应于所述第2直流电压的电压超过了所述第3基准电压的期间内，该DC/DC转换器禁止将所述第1基准电压切换为所述第2基准电压。